GEBIET DER ERFINDUNGFIELD OF THE INVENTION
Die
vorliegende Erfindung betrifft eine adaptive Entzerrungsvorrichtung
und ein damit zusammenhängendes
Störungsbeseitigungsverfahren, welche
zum Beispiel in der Mobilkommunikation benutzt werden können, und
insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erzeugen von
Symbolsynchronisationstakten, welche gestatten, die adaptiven Entzerrungen
wirkungsvoll vorzunehmen.The
The present invention relates to an adaptive equalizer
and a related one
Troubleshooting method, which
for example, in mobile communication, and
in particular an apparatus and a method for generating
Symbol synchronization clocks that allow the adaptive equalizations
to make effective.
HINTERGRUND DER ERFINDUNGBACKGROUND OF THE INVENTION
Ein
adaptiver Entzerrer ist in der Mobilkommunikation als eine Technologie
bekannt, welche zum Beseitigen von Störungen verwendet werden kann.
Der adaptive Entzerrer wird seit langem verwendet, um Intersymbolstörungen zu
kombinieren und/oder zu beseitigen, wie sie zwischen direkten Signalen
und verzögerten
Signalen auftreten, welche voneinander verschiedene Verzögerungszeiten
von einem gemeinsamen Ursprung haben. Ein herkömmliches Beispiel eines Verfahren
zum Erkennen eines Symbolsynchronisationstakts für ein Empfangssignal, welches
in einem adaptiven Entzerrer verwendet wird, wird nachfolgend beschrieben.
Gemäß dem herkömmlichen
Verfahren wurde der Symboltakt mit dem einen Weg mit der frühesten Ankunft
darstellenden ersten Weg synchronisiert. Eine aus JP 11-088455 A für diesen
Fall bekannte Anordnung ist in 1 gezeigt.
Obwohl nicht gezeigt, sendet ein Sender zu Anfang eine lange Synchronisationswort-Sequenz, deren Muster
der Empfangsseite bereits bekannt ist, gefolgt von der Übertragung
von Daten, welche zu übertragenden
Informationsinhalt darstellen. Auf der Empfängerseite wird ein vom Sender empfangenes
Signal verstärkt
und zu einem Basisbandsignal demoduliert, welches dann in eine digitale
Sequenz umgewandelt wird. Das Empfangssignal in Form der digitalen
Sequenz wird in eine Eingangsklemme 11 eingegeben, und
eine Kanalantwort wird unter Verwendung einer Korrelation zwischen
dem Empfangssignal und einem Synchronisationswort-Signal aus einem
Synchronisationswort-Generator 12 in einem Korrelator 13 geschätzt. Die
Kanalantwort oder das Ausgangssignal vom Korrelator 13 ändert sich
zum Beispiel wie in 2 gezeigt. Das Korrelations-Ausgangssignal
Sigc wird in einem Symbolsynchronisationstaktgenerator 15 mit
einem Schwellensignal Ths aus einer Schwellensignal-Voreinstelleinrichtung 14 verglichen.
Ein erster Takt t1, wo das Korrelations-Ausgangssignal Sigc das
Schwellensignal Ths überschreitet,
wird erkannt, wodurch ein Symbolsynchronisationstakt für den Weg
der ersten Ankunft gewonnen wird. Ein Abtaster 16 tastet
ein digitalisiertes Empfangssignal von der Eingangsklemme 11 mit dem
Symbolsynchronisationstaktsignal ab, und ein abgetastetes Ausgangssignal
wird einem adaptiven Entzerrer 17 zugeführt, welcher eine adaptive
Entzerrung auf das Abtastsignal anwendet, um eine entschiedene Symbolsequenz
an eine Ausgangsklemme 18 zu liefern.An adaptive equalizer is known in mobile communication as a technology that can be used to eliminate interference. The adaptive equalizer has long been used to combine and / or eliminate intersymbol interference as occurs between direct signals and delayed signals having mutually different delay times from a common origin. A conventional example of a method for recognizing a symbol synchronization clock for a reception signal used in an adaptive equalizer will be described below. According to the conventional method, the symbol clock has been synchronized with the first path representing a path with earliest arrival. One out JP 11-088455 A known arrangement in this case is in 1 shown. Although not shown, a transmitter initially transmits a long synchronization word sequence whose pattern is already known to the receiving side, followed by the transmission of data representing information content to be transmitted. At the receiver side, a signal received from the transmitter is amplified and demodulated to a baseband signal, which is then converted to a digital sequence. The received signal in the form of the digital sequence is converted into an input terminal 11 is input, and a channel response is determined using a correlation between the received signal and a synchronization word signal from a synchronization word generator 12 in a correlator 13 estimated. The channel response or the output signal from the correlator 13 changes, for example, as in 2 shown. The correlation output signal Sigc is in a symbol synchronization clock generator 15 with a threshold signal Ths from a threshold signal presetting device 14 compared. A first clock t1, where the correlation output signal Sigc exceeds the threshold signal Ths, is detected, thereby obtaining a symbol synchronization clock for the first arrival path. A scanner 16 samples a digitized receive signal from the input terminal 11 with the symbol synchronization clock signal, and a sampled output becomes an adaptive equalizer 17 which applies adaptive equalization to the sampling signal to apply a decided symbol sequence to an output terminal 18 to deliver.
Beim
herkömmlichen
Verfahren, bei welchem der Symbolsynchronisationstakt auf den Takt des
Wegs der ersten Ankunft eingestellt wird, besteht ein Problem darin,
dass, wenn ein Entzerrungsbereich im Zeitbereich begrenzt ist, ein
Korrelations-Ausgangssignal auftreten kann, bei welchem eine beträchtliche
Leistung außerhalb
des Entzerrungsbereichs liegt, was zur Folge hat, dass keine bedeutenden
Leistungen erreicht werden und somit die Antwort sich verschlechtert.At the
usual
Method in which the symbol synchronization clock is based on the clock of the
Away from the first arrival, there is a problem in
that when a range of equalization is limited in the time domain, a
Correlation output may occur at which a considerable
Performance outside
of the equalization range, with the result that no significant
Achievements are achieved and thus the answer deteriorates.
Das
Dokument EP 0 496 152
A offenbart eine adaptive Entzerrungsvorrichtung und ein
adaptives Entzerrungsverfahren gemäß dem Oberbegriff der Ansprüche 1, 4,
12 beziehungsweise 16.The document EP 0 496 152 A discloses an adaptive equalizer and adaptive equalization method according to the preamble of claims 1, 4, 12 and 16, respectively.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNGBRIEF DESCRIPTION OF THE INVENTION
Eine
Aufgabe der Erfindung ist, eine adaptive Entzerrungsvorrichtung
und ein adaptives Entzerrungsverfahren zu schaffen, durch welche
eine bedeutende Leistung erreicht wird, selbst wenn der Entzerrungsbereich
im Zeitbereich begrenzt ist.A
The object of the invention is an adaptive equalization device
and to provide an adaptive equalization method by which
a significant achievement is achieved even if the equalization area
is limited in the time domain.
Diese
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach den Ansprüchen 1 und
4 und ein Verfahren nach den Ansprüchen 12 und 16 erfüllt. Bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.These
The object is achieved by a device according to claims 1 and
4 and a method according to claims 12 and 16. Preferred embodiments
The invention are defined in the subclaims.
Diese
Anordnungen gestatten, die Wegleistungssumme innerhalb des Entzerrungsbereichs
des adaptiven Entzerrers zu maximieren, was eine wirkungsvolle Entzerrungsverarbeitung
ermöglicht. Demzufolge
ist eine gute Empfangscharakteristik zu erwarten.These
Arrangements allow the path power sum within the equalization range
of the adaptive equalizer, resulting in efficient equalization processing
allows. As a result,
a good reception characteristic is to be expected.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
1 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung einer
herkömmlichen
adaptiven Entzerrungsvorrichtung zeigt; 1 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a conventional adaptive equalizer;
2 ist
ein Wellenform-Diagramm, welches ein Beispiel eines Korrelations-Ausgangssignals
und eines erkannten Takts, geliefert durch eine herkömmliche
Symboltaktvorrichtung, zeigt; 2 Fig. 15 is a waveform diagram showing an example of a correlation output and a detected clock supplied by a conventional symbol clock device;
3 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung eines
ersten Beispiels zeigt; 3 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a first example;
4 ist ein Wellenform-Diagramm, welches eine
beispielgebende Beziehung zwischen einem Korrelations-Ausgangssignal
und einem Fenstersignal, welche gemäß der vorliegenden Erfindung
verwendet werden, zeigt; 4 FIG. 15 is a waveform diagram showing an exemplary relationship between a correlation output signal and a window sig Fig. 1 shows which are used according to the present invention;
5A ist
eine schematische Ansicht eines speziellen Beispiels einer in 3 gezeigten
Leistungsmesseinheit; 5A is a schematic view of a specific example of a in 3 shown power measuring unit;
5B ist
ein Blockschaltbild, welches ein anderes Beispiel zeigt; 5B Fig. 10 is a block diagram showing another example;
6 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Funktionsanordnung
eines in 3 gezeigten adaptiven Entzerrers 17 (adaptiver Entzerrer
vom MLSE-Typ) zeigt; 6 is a schematic view showing an exemplary functional arrangement of an in 3 shown adaptive equalizer 17 (MLSE type adaptive equalizer);
7 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Anordnung
eines in 6 gezeigten Kopiengenerators 32 zeigt; 7 is a schematic view showing an exemplary arrangement of an in 6 shown copy generator 32 shows;
8 ist
eine schematische Ansicht, welche ein spezielles Beispiel einer
in einem zweiten Beispiel verwendeten Leistungsmesseinheit 22 zeigt; 8th Fig. 12 is a schematic view showing a specific example of a power measuring unit used in a second example 22 shows;
9 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Funktionsanordnung
eines dritten Beispiels zeigt; 9 Fig. 10 is a schematic view showing an exemplary functional arrangement of a third example;
10 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Funktionsanordnung
eines in 9 gezeigten adaptiven Entzerrers 41 zeigt; 10 is a schematic view showing an exemplary functional arrangement of an in 9 shown adaptive equalizer 41 shows;
11 ist
eine schematische Ansicht einer beispielgebenden Anordnung eines
in 9 gezeigten Kombinators für adaptive Antennenfelder 51; 11 is a schematic view of an exemplary arrangement of an in 9 shown combinator for adaptive antenna fields 51 ;
12 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Funktionsanordnung
einer ersten Ausführungsform
der Erfindung zeigt; 12 Fig. 12 is a schematic view showing an exemplary functional arrangement of a first embodiment of the invention;
13 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende Funktionsanordnung
eines in 12 gezeigten adaptiven Entzerrers 63 zeigt; 13 is a schematic view showing an exemplary functional arrangement of an in 12 shown adaptive equalizer 63 shows;
14 ist
eine schematische Ansicht einer anderen Funktionsanordnung des in 12 gezeigten
adaptiven Entzerrers 63; 14 is a schematic view of another functional arrangement of the in 12 shown adaptive equalizer 63 ;
15 ist
eine schematische Ansicht einer beispielgebenden Funktionsanordnung,
wenn in der ersten Ausführungsform
ein Kombinator zur Verarbeitung adaptiver Antennenfelder verwendet
wird; 15 Fig. 12 is a schematic view of an exemplary function arrangement when a combiner for adaptive antenna array processing is used in the first embodiment;
16 ist
eine schematische Ansicht einer beispielgebenden Funktionsanordnung
eines in 15 gezeigten adaptiven Entzerrers 71; 16 is a schematic view of an exemplary functional arrangement of an in 15 shown adaptive equalizer 71 ;
17A ist eine schematische Ansicht eines Beispiels,
in welchem auf der Grundlage einer Leistungssumme, welche eine Schwelle überschreitet, ein
Takt erkannt wird; 17A Fig. 12 is a schematic view of an example in which a clock is detected on the basis of a power sum exceeding a threshold;
17B ist eine schematische Ansicht einer Funktionsanordnung,
welche die Erkennung einer Anzahl von Takten, welche von der Größe der Leistungssumme
abhängt,
veranschaulicht; 17B Fig. 12 is a schematic view of a functional arrangement illustrating the detection of a number of clocks, which depends on the magnitude of the power sum;
18 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung einer
dritten Ausführungsform
der Erfindung zeigt; 18 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a third embodiment of the invention;
19 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung einer
vierten Ausführungsform
der Erfindung zeigt; 19 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a fourth embodiment of the invention;
20A ist eine Darstellung ankommender Wege, welche
in Gruppen mit verschiedenen Richtungen eingeteilt sind; 20A is a representation of incoming routes, which are divided into groups with different directions;
20B veranschaulicht ein Beispiel, in welchem Verzögerungszeiten
von Empfangssignalen eine große
Differenz zwischen Wegen mit verschiedenen Richtungen aufweisen; 20B Fig. 10 illustrates an example in which delay times of reception signals have a large difference between paths having different directions;
21 ist
eine schematische Ansicht einer Funktionsanordnung einer fünften Ausführungsform der
Erfindung; 21 is a schematic view of a functional arrangement of a fifth embodiment of the invention;
22 ist
eine schematische Ansicht, welche ein spezielles Beispiel einer
in 21 gezeigten Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung zeigt; 22 FIG. 13 is a schematic view showing a specific example of one in FIG 21 shows a multi-beam bundling device shown;
23 ist
eine Darstellung eines beispielgebenden Mehrfachstrahls; 23 is a representation of an exemplary multi-beam;
24 ist
eine schematische Ansicht, welche einen Vorgang des Erzeugens eines
Symbolsynchronisationstakts in der in 21 gezeigten
Ausführungsform
veranschaulicht; 24 FIG. 13 is a schematic view showing a process of generating a symbol synchronization clock in the in. FIG 21 illustrated embodiment illustrated;
25 ist
eine schematische Ansicht, welche eine beispielgebende spezielle
Funktionsanordnung eines in 21 gezeigten
adaptiven Entzerrers 105 zeigt; 25 is a schematic view showing an exemplary special functional arrangement of an in 21 shown adaptive equalizer 105 shows;
26A ist eine Darstellung ankommender Wege von
Funkwellen, welche in verschiedene Richtungen eingeteilt sind; 26A is a representation of incoming paths of radio waves, which are divided into different directions;
26B ist eine Darstellung einer Vielzahl von Wegen,
wobei ein Weg eine erhöhte
Empfangsleistung hat und andere Wege eine verringerte Empfangsleistung
mit sehr verschiedenen Verzögerungszeiten
haben; 26B is an illustration of a variety of ways in which a path has increased reception power and other paths have reduced reception power with very different delay times;
27 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung einer
sechsten Ausführungsform
der Erfindung zeigt; und 27 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a sixth embodiment of the invention; and
28 ist
eine schematische Ansicht, welche eine Funktionsanordnung einer
siebten Ausführungsform
der Erfindung zeigt. 28 Fig. 10 is a schematic view showing a functional arrangement of a seventh embodiment of the invention.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMENDESCRIPTION OF EMBODIMENTS
Bevor
Ausführungsformen
der Erfindung beschrieben werden, werden zunächst anhand der 1 bis 11 verschiedene
beispielgebende Anordnungen erläutert,
welche selbst nicht Ausführungsformen
der hierin beanspruchten Erfindung darstellen, aber zum Verstehen
der Erfindung hilfreich sind und Merkmale enthalten, die in der
Erfindung vorteilhaft eingesetzt werden können, wie später noch
ausführlich
erläutert
wird.Before describing embodiments of the invention, first of all reference will be made to FIGS 1 to 11 Several exemplary arrangements, which themselves are not embodiments of the invention claimed herein, but are helpful in understanding the invention and include features that may be used to advantage in the invention, as will be explained in detail later.
Erstes BeispielFirst example
Eine
Anordnung eines ersten Beispiels ist in 3 gezeigt,
wo zur Bezeichnung entsprechender Teile gleiche Bezugszeichen wie
in 1 verwendet werden. Ein Korrelator 13 gibt
eine Korrelation zwischen einem von einem Synchronisationswort-Generator 12 erzeugten
Synchronisationswort-Signal
und einem Empfangssignal von einer Eingangsklemme 11 aus.
Wie in den herkömmlichen
Systemen verwendet, kann das verwendete Synchronisationswort-Signal
ein Symbolmuster wie zum Beispiel PN-Sequenzen enthalten, welches
für eine
hohe Eigenkorrelation und eine geringe Kreuzkorrelation mit Störungen sorgt
und gestattet, einen Symboltakt eines gewünschten Signals zu erkennen,
während
der Einfluss störender
Wellen beseitigt wird.An arrangement of a first example is in 3 where the same reference numerals as in FIG 1 be used. A correlator 13 gives a correlation between one of a synchronization word generator 12 generated synchronization word signal and a received signal from an input terminal 11 out. As used in the conventional systems, the synchronization word signal used may include a symbol pattern such as PN sequences, which provides for high self-correlation and low cross-correlation noise, and allows to recognize a symbol clock of a desired signal, while the influence of interfering Waves is eliminated.
Andererseits
wird im vorliegenden Beispiel eine Leistungsmesseinheit 22 verwendet,
um eine Summe von Korrelationsausgängen Sigc zu berechnen, welche
innerhalb einer gegebenen Zeitspanne auftreten, während die
Zeitspanne im Zeitbereich sequentiell verschoben wird. Zum Beispiel
liefert ein Fenstersignalgenerator 21 ein Fenstersignal
mit der gleichen Zeitspanne wie der Entzerrungsbereich eines adaptiven
Entzerrers 17. Beispielsweise wird, wenn der Entzerrungsbereich
gleich einer Verzögerung
von vier Symbolen ist, ein Fenstersignal erzeugt, welches während einer
Zeitspanne 4T (wobei T eine Symbolperiode darstellt) 1 annimmt und
sonst 0 annimmt. Das Fenstersignal wird zusammen mit den Korrelations-Ausgangssignalen
Sigc in die Leistungsmesseinheit 22 eingegeben. Die Leistungsmesseinheit 22 berechnet
dann sequentiell eine Leistungssumme der Korrelations-Ausgangssignale Sigc,
welche während
der Ausdehnung des Fenstersignals auftreten, während die Zeitposition des
Fenstersignals verschoben wird, wie in 4 veranschaulicht.
Das Basisband-Empfangssignal von der Eingangsklemme 11 stellt
eine Sequenz dar, welche in einem Intervall gleich zum Beispiel
1/16 Symbolperiode T abgetastet und dann digitalisiert wird, und
das Synchronisationswort-Signal aus dem Synchronisationswort-Generator 12 enthält auch
eine digitalisierte Sequenz mit der gleichen Periode. Folglich sind
die Korrelations-Ausgangssignale
Sigc auch eine digitale Sequenz mit der gleichen Periode. 4A zeigt ein
Beispiel des Korrelations-Ausgangssignals Sigc zur Vereinfachung
in Form einer kontinuierlichen Welle. 4B zeigt
ein Fenstersignal #1, welches Pegel 1 nur während des Zeitintervalls des
Entzerrungsbereichs, welches in diesem Beispiel als Zeitspanne 4T
gezeigt ist, annimmt und welches sonst Pegel 0 annimmt. Entsprechend
werden Fenstersignale #2, #3, ... gebildet, welche sequentiell vom Fenstersignal
#1 um eine Abtastperiode des Korrelations-Ausgangssignals, welche
in diesem Beispiel T/16 ist, auf sequentielle Weise verschoben werden. Auf
diese Weise wird die Summe des Korrelations-Ausgangssignals Sigc
berechnet, während
der Pegel der Fenstersignale #1, #2, #3, ... 1 ist. Speziell für das Fenstersignal
#1 wird die Summe des Korrelations-Ausgangssignals, welche in 4A schraffiert
dargestellt ist, berechnet.On the other hand, in the present example, a power measuring unit 22 is used to calculate a sum of correlation outputs Sigc which occur within a given period of time while the time period is shifted sequentially. For example, a window signal generator provides 21 a window signal with the same time as the equalization range of an adaptive equalizer 17 , For example, if the equalization range is equal to a delay of four symbols, a window signal is generated which assumes 1 for a period of time 4T (where T represents a symbol period) and otherwise assumes 0. The window signal is added to the power measurement unit along with the correlation output signals Sigc 22 entered. The power measuring unit 22 then sequentially calculates a power sum of the correlation output signals Sigc which occur during the expansion of the window signal while shifting the time position of the window signal, as in FIG 4 illustrated. The baseband receive signal from the input terminal 11 represents a sequence which is sampled at an interval equal to, for example, 1/16 symbol period T and then digitized, and the sync word signal from the sync word generator 12 also contains a digitized sequence with the same period. Consequently, the correlation output signals Sigc are also a digital sequence having the same period. 4A shows an example of the correlation output signal Sigc for the sake of simplification in the form of a continuous wave. 4B shows a window signal # 1, which assumes level 1 only during the time interval of the equalization area, which in this example is shown as time period 4T, and which otherwise assumes level 0. Accordingly, window signals # 2, # 3, ... are formed, which are sequentially shifted from the window signal # 1 by one sampling period of the correlation output signal, which is T / 16 in this example, in a sequential manner. In this way, the sum of the correlation output signal Sigc is calculated while the level of the window signals # 1, # 2, # 3, ... is 1. Especially for the window signal # 1, the sum of the correlation output signal which is in 4A shaded, calculated.
Um
ein spezielles Beispiel der Leistungsmesseinheit 22 für das obige
Beispiel zu geben, in welchem die gegebene Zeitspanne gleich 4T
ist und die Abtastperiode für
das Empfangssignal gleich T/16 ist, kann ein Schieberegister 111 mit
(4 × 16) Schiebestufen
wie in 5A gezeigt herangezogen werden,
wobei das Korrelations-Ausgangssignal Sigc in ein Ende des Schieberegisters 111 eingegeben
wird, welches dann mit einem Takt Cs von T/16 getaktet wird. Eine
Summe des Eingangs und des Ausgangs jeder Schiebestufe kann durch
einen Addierer 112 gebildet werden, wodurch die Leistungssumme
innerhalb des Fenstersignals, welches sequentiell um T/16 verschoben
wird, alle T/16 gebildet wird. Alternativ kann, wie in 5B gezeigt,
das Korrelations-Ausgangssignal vom Korrelator 13 alle
T/16 in einen Speicher 113 geschrieben werden und kann, nachdem
das Korrelations-Ausgangssignal, welches dem Ende des Synchronisationswort-Signals
entspricht, hineingeschrieben wurde, ein Leseadressengenerator 114 veranlasst
werden, den Daten für
das 4T-Intervall entsprechende (4 × 16) Adressen zu liefern,
um gespeicherte Daten aus dem Speicher 113 zu lesen, und
werden die gelesenen Daten für
4 × 16 Adressen
(Korrelations-Ausgangssignale) in einem Addierer 115 addiert.
Anschließend
werden (4 × 16) Leseadressen,
welche gegenüber
dem ersten Adressensatz um eine Adresse verschoben sind, erzeugt, um
gespeicherte Daten aus dem Speicher 113 zu lesen, und werden
diese Daten durch den Addierer 115 addiert. Der nämliche Prozess
kann wiederholt werden. In diesem Fall kann der Addierer 115 lediglich die
ersten auftretenden Daten von der addierten Summe für die anfänglichen
(4 × 16)
Daten subtrahieren und die Daten an der neuen Adresse zur addierten
Summe addieren. Die Daten im Speicher können vor der Vollendung des
Schreibens in den Speicher 113 parallel ausgelesen werden.To a specific example of the power measuring unit 22 for the above example, in which the given period is equal to 4T and the sample period for the received signal is equal to T / 16, a shift register may be used 111 with (4 × 16) shift steps as in 5A shown, wherein the correlation output signal Sigc in one end of the shift register 111 is input, which is then clocked with a clock Cs of T / 16. A sum of the input and the output of each shift stage may be through an adder 112 whereby the power sum within the window signal, which is sequentially shifted by T / 16, is formed every T / 16. Alternatively, as in 5B shown, the correlation output from the correlator 13 all T / 16 into a memory 113 can be written and, after the correlation output signal corresponding to the end of the synchronization word signal has been written into it, can be a read address generator 114 to provide the data for the 4T interval corresponding (4 × 16) addresses to stored data from the memory 113 and read the read data for 4 × 16 addresses (correlation outputs) in an adder 115 added. Subsequently, (4 × 16) read addresses shifted from the first address set by one address are generated to store stored data from the memory 113 to read and pass this data through the adder 115 added. The same process can be repeated. In this case, the adder 115 just subtract the first occurring data from the sum added for the initial (4x16) data and add the data at the new address to the sum added. The data in memory can be written to memory before the completion of writing 113 be read in parallel.
Der
Betrag, um welchen das Fenstersignal verschoben wird, ist nicht
auf eine Abtastperiode des Korrelations-Ausgangssignals Sigc begrenzt,
sondern kann ein ganzzahliges Vielfaches wie zum Beispiel das Zweifache
oder das Vierfache oder größer sein.
Jedoch ist zu beachten, dass, je kleiner die Verschiebung des Fenstersignals
ist, desto größer die Genauigkeit
des ermittelten Symbolsynchronisationstakts ist. In 3 wird
zwecks Taktsynchronisation ein Abtasttakt, welcher beim Digitalisieren
des in die Eingangsklemme 11 eingegebenen Empfangssignals
zu einer digitalen Sequenz verwendet wird, von einem Abtasttaktgenerator 19 an
den Synchronisationswort-Generator 12,
den Fenstersignalgenerator 21 und die Leistungsmesseinheit 22 geliefert.The amount by which the window signal is shifted is not limited to one sampling period of the correlation output signal Sigc, but can be an integer multiple, such as twice or four times or more. However, it should be noted that the smaller the shift of the window signal, the greater the accuracy of the detected symbol synchronization clock. In 3 For the purpose of clock synchronization, a sampling clock, which is used when digitizing the input into the input terminal 11 input received signal to a digital sequence is used by a sampling clock generator 19 to the sync word generator 12 , the window signal generator 21 and the power measurement unit 22 delivered.
Jedoch
wird, wenn das Schieberegister wie oben anhand 5A beschrieben
verwendet wird, um die Leistungssumme zu berechnen, der Fenstersignalgenerator 21 nicht
benötigt.However, if the shift register is as above 5A is used to calculate the power sum, the window signal generator 21 not required.
Ein
Symbolsynchronisationstaktgenerator 23 erzeugt einen Symbolsynchronisationstakt
unter Verwendung desjenigen Takts, wo eine maximale der von der
Leistungsmesseinheit 22 gelieferten Leistungssummen erzielt
wird. Wenn das Fenstersignal wie in 4 gezeigt
verwendet wird, kann der Symbolsynchronisationstakt als der Takt
der Anstiegsflanke des speziellen Fenstersignals, welcher eine maximale
Leistungssumme lieferte, gewählt
werden.A symbol synchronization clock generator 23 generates a symbol synchronization clock using the clock where a maximum of that from the power measurement unit 22 achieved. If the window signal as in 4 4, the symbol synchronization clock may be selected as the clock of the rising edge of the particular window signal which provided a maximum power sum.
Oben
wird beschrieben, dass die Zeitspanne des Fenstersignals oder die
gegebene Zeitspanne, während
welcher die Leistungsmesseinheit 22 die Leistungssumme
berechnet, vorzugsweise so gewählt
wird, dass sie dem Entzerrungsbereich des adaptiven Entzerrers 17 vergleichbar
ist, aber die Zeitspanne des Fenstersignals sollte mindestens gleich einer
Symbolperiode oder größer sein,
und es gibt keine Obergrenze. Aus praktischen Erwägungen sollte
die Zeitspanne jedoch in der Größenordnung des
Zweifachen der zeitlichen Ausdehnung des Entzerrungsbereichs gewählt werden.
Die Anzahl der Leistungssummen, welche durch die Leistungsmesseinheit 22 berechnet
werden, sollte mindestens gleich zwei sein, und die maximale der
Leistungssummen kann aus den Fenstersignalen ermittelt werden, welche
vom Auftreten bis zum Ende des Synchronisationswort-Signals sequentiell
verschoben werden. Alternativ kann, wenn die Leistungssummen, welche
sequentiell ermittelt werden, unter einen Schwellenwert sinken und
wenn eine solche Bedingung über
eine gegebene Anzahl von Malen anhält, eine weitere Ableitung
der Leistungssummen beendet werden und eine maximale aus den Leistungssummen,
welche bereits gewonnen wurden, ermittelt werden. Außerdem können, wenn
mit dem Ermitteln der Leistungssummen begonnen wird, diejenigen Leistungssummen,
welche nach Überschreiten
der Schwelle gewonnen werden, wahlweise als wirksame gewählt werden
und kann die maximale aus diesen Leistungssummen gewählt werden.Above, it is described that the period of the window signal or the given period during which the power measurement unit 22 the power sum is calculated, preferably chosen to match the equalization range of the adaptive equalizer 17 is comparable, but the window signal window should be at least equal to or greater than one symbol period, and there is no upper limit. However, for practical reasons, the time span should be on the order of twice the time extent of the equalization range. The number of power sums generated by the power measurement unit 22 should be at least equal to two, and the maximum of the power sums may be determined from the window signals which are sequentially shifted from the occurrence to the end of the sync word signal. Alternatively, if the power sums which are sequentially detected fall below a threshold and if such a condition continues over a given number of times, another derivative of the power sums may be terminated and a maximum of the power sums already obtained recovered , In addition, when starting to determine the power sums, those power sums obtained after exceeding the threshold may optionally be selected as effective and the maximum may be selected from those power sums.
Der
Abtaster 16 tastet das Empfangssignal unter Verwendung
des Symbolsynchronisationstaktsignals ab. Die Abtastsignale vom
Abtaster 16 werden in den adaptiven Entzerrer 17 eingegeben,
welcher eine Entzerrungsverarbeitung darauf anwendet. Eine beispielgebende
Anordnung des adaptiven Entzerrers 17 ist in 6 gezeigt.
Diese Anordnung wird als MLSE-Typ (Schätzung der Sequenz mit der höchsten Wahrscheinlichkeit)
bezeichnet und entzerrt das Empfangssignal durch Ausführen der Schätzung der
Sequenz mit der höchsten
Wahrscheinlichkeit (siehe zum Beispiel J. G. Proakis, "Digital Communications", 3. Ausgabe, McGraw-Rill,
S. 249–254
(1995)). Bei diesem adaptiven Entzerrer wird zu Anfang ein Symbolkandidatensignal
für das Empfangssignal
gebildet. Wenn während
der Übertragung
eine Bandbegrenzung oder eine Codierverarbeitung angewendet wird,
wird das Symbolkandidatensignal unter angemessener Berücksichtigung dieses
Umstands gebildet. Das Symbolkandidatensignal wird dann in einem
Kopiengenerator 32 einer komplexen Multiplikation mit Abgriffkoeffizienten, welche
von einer Parameter-Schätzeinrichtung 31 geliefert
werden, unterzogen, und eine Kopie des Empfangssignals wird durch
die Kombinationen des Ergebnisses der Multiplikationen gebildet.
Eine beispielgebende Anordnung des Kopiengenerators 32 ist
in 7 gezeigt. Sie enthält eine Vielzahl von komplexen
Vervielfachern 24, welche jeweils eine komplexe Multiplikation
des Symbolkandidatensignals mit jeweiligen Abgriffkoeffizienten
durchführen, und
einen komplexen Addierer 25, welcher diese Ergebnisse der
Multiplikationen addiert. Die Symbolkandidatensignale, welche in
die jeweiligen komplexen Vervielfacher 14 eingegeben werden,
werden als Abgriff-Eingangssignale an die Parameter-Schätzeinrichtung 31 geliefert.The scanner 16 samples the received signal using the symbol synchronization clock signal. The scanning signals from the scanner 16 be in the adaptive equalizer 17 which applies equalization processing thereon. An exemplary arrangement of the adaptive equalizer 17 is in 6 shown. This arrangement is referred to as the MLSE (Most Probable Sequence Estimate) type and equalizes the received signal by making the highest probability sequence estimate (see, for example, JG Proakis, "Digital Communications," 3rd Edition, McGraw-Rill , Pp. 249-254 (1995)). In this adaptive equalizer, a symbol candidate signal for the received signal is initially formed. When band limiting or coding processing is applied during the transmission, the symbol candidate signal is formed with due consideration to this circumstance. The symbol candidate signal is then stored in a copy generator 32 a complex multiplication with tap coefficients obtained from a parameter estimator 31 are supplied, and a copy of the received signal is formed by the combinations of the result of the multiplications. An exemplary arrangement of the copy generator 32 is in 7 shown. It contains a multitude of complex multipliers 24 each performing a complex multiplication of the symbol candidate signal with respective tap coefficients, and a complex adder 25 which adds these results of the multiplications. The symbol candidate signals appearing in the respective complex multipliers 14 are input as tap input signals to the parameter estimator 31 delivered.
Eine
Differenz zwischen dem Kopiesignal und dem Eingangssignal des adaptiven
Entzerrers (oder dem Ausgangssignal des Abtasters 16) wird
in einem Addierer 33 gebildet, um ein geschätztes Fehlersignal
zu produzieren. Das geschätzte
Fehlersignal wird normalerweise in einer Quadriereinrichtung 34 quadriert,
und der quadrierte Wert wird als ein Zweigmaß eines Viterbi-Algorithmus verwendet,
welcher beim Ausführen
der Schätzung
der Sequenz mit der höchsten
Wahrscheinlichkeit in der Einrichtung zur Schätzung der Sequenz mit der höchsten Wahrscheinlichkeit
(MLSE) 35 verwendet wird. Schließlich wird ein wahrscheinlichstes
Symbolmuster, welches durch den Viterbi-Algorithmus gewonnen wird, als eine
entschiedene Sequenz an eine Ausgangsklemme 18 geliefert,
wodurch die empfangene Sequenz demoduliert wird. Andererseits aktualisiert
die Parameter-Schätzeinrichtung 31 die
Abgriffkoeffizienten unter Verwendung des geschätzten Fehlersignals und der
Abgriff-Eingangssignale. Ein adaptiver Algorithmus kann beim Aktualisieren
der Koeffizienten verwendet werden, und zu diesem Zweck können ein LMS-(kleinstes
mittleres Quadrat) und ein RMS-(rekursives kleinstes Quadrat)Algorithmus
verwendet werden (siehe zum Beispiel J. G. Proakis, "Digital Communications", 3. Ausgabe, McGraw-Rill,
S. 639–644
und S. 654–660
(1995)). Um eine anfängliche
Konvergenz der Abgriffkoeffizienten zu erreichen, können die
Symbolkandidatensignale aus MLSE-Prozessor 35 durch ein
Anlernsignal ersetzt werden, dessen Symbolmuster auf der Empfangsseite bekannt
ist und welches von einer Klemme 36 über einen Umschalter 37 auf
den Kopiengenerator 32 angewendet wird. Speziell kann das
Anlernsignal zuerst anstelle der Symbolkandidatensignale verwendet werden,
um eine Konvergenz der Abgriffkoeffizienten zu bewirken, woraufhin
der Umschalter 37 zur Seite des MLSE-Prozessors hin 35 umgelegt
werden kann, um die Symbolkandidatensignale zur Entzerrung der Empfangssignale
zu verwenden. Bezüglich
des adaptiven Entzerrers siehe zum Beispiel J. G. Proakis, "Digital Communications", 3. Ausgabe, McGraw-Rill, S.
636–676
(1995)).A difference between the copy signal and the input signal of the adaptive equalizer (or the output signal of the sampler 16 ) is in an adder 33 formed to produce an estimated error signal. The estimated error signal will normally be in a squaring device 34 squared, and the squared value is used as a branch measure of a Viterbi algorithm, which is most useful in performing the highest-likelihood sequence estimator (MLSE) when performing the highest-likelihood sequence estimation. 35 is used. Finally, a most probable symbol pattern, which is obtained by the Viterbi algorithm, becomes a decided sequence to an output terminal 18 supplied, whereby the received sequence is demodulated. On the other hand, the parameter estimator updates 31 the tap coefficients using the estimated error signal and the tap input signals. An adaptive algorithm can be used in updating the coefficients, and for this purpose a LMS (least mean squared) and an RMS (recursive least squares) algorithm are used (see, for example, JG Proakis, "Digital Communications", 3rd Edition, McGraw-Rill, pp. 639-644 and pp. 654-660 (1995)). To achieve an initial convergence of the tap coefficients, the symbol candidate signals may be from the MLSE processor 35 be replaced by a Anlernsignal whose symbol pattern is known on the receiving side and which of a terminal 36 via a switch 37 on the copy generator 32 is applied. Specifically, the training signal may be used first instead of the symbol candidate signals to cause convergence of the tap coefficients, whereupon the switch 37 towards the MLSE processor side 35 can be converted to use the symbol candidate signals for equalization of the received signals. For the adaptive equalizer, see, for example, JG Proakis, "Digital Communications," 3rd Edition, McGraw-Rill, pp. 636-676 (1995)).
Wie
oben beschrieben, wird gemäß dem ersten
Beispiel der Synchronisationstakt vom Symbolsynchronisationstaktgenerator 23 produziert,
welcher innerhalb der gegebenen Zeitspanne (Fenstersignal) eine
maximale Leistung liefert. Folglich wird die Wegleistung, welche
durch den adaptiven Entzerrer 17 kombiniert werden kann,
maximiert. Folglich bewirkt dies, gegenüber einem herkömmlichen
Symbolsynchronisationstaktgenerator, ein vorteilhaftes Verhältnis von
erwünschter
Signalleistung zu Rauschleistung, wodurch die Übertragungsleistungen verbessert
werden können.
Es ist zu beachten, dass die Abtastperiode für den Symbolsynchronisationstaktgenerator 23 nicht
auf eine Symbolperiode begrenzt ist. Zum Beispiel wo der adaptive
Entzerrer 17 einen linearen Entzerrer mit einem Transversalfilter
mit einem Intervall gleich 1/2 Symbolperiode enthält, findet
ein Abtastvorgang durch den Abtaster 16 mit 1/2 Symbolperiode
statt.As described above, according to the first example, the synchronization clock is obtained from the symbol synchronization clock generator 23 which provides maximum power within the given time window (window signal). Consequently, the path power provided by the adaptive equalizer 17 can be combined, maximized. Consequently, this results in a favorable ratio of desired signal power to noise power over a conventional symbol synchronization clock generator, whereby the transmission powers can be improved. It should be noted that the sampling period for the symbol synchronization clock generator 23 is not limited to a symbol period. For example where the adaptive equalizer 17 contains a linear equalizer with a transversal filter having an interval equal to 1/2 symbol period finds a sampling by the sampler 16 with 1/2 symbol period.
Zweites BeispielSecond example
Ein
Unterschied des zweiten Beispiels zum ersten Beispiel liegt im Verfahren
zum Messen der Leistung des Korrelationssignals in der Leistungsmesseinheit 22.
Im im adaptiven Entzerrer verwendeten Kopiengenerator 32 werden
Abgriff-Eingangssignale in einem gegebenen Zeitintervall geliefert
wie in 7 veranschaulicht, und folglich findet die Entzerrung
bezüglich
des Empfangssignals, welches in diesem Zeitintervall abgetastet
wird, statt. Folglich lässt
sich durch Ermitteln des Symbolsynchronisationstakts unter Berücksichtigung
des Zeitintervalls im Kopiengenerator 32 ein Mehrwegeführungs-Gewinn wirkungsvoller
erreichen. Das Abgriffintervall im adaptiven Entzerrer ist häufig gleich
einem Symbolintervall, und in diesem Fall verwendet die Leistungsmesseinheit 22 das
folgende Leistungsmessverfahren.A difference of the second example from the first example lies in the method of measuring the power of the correlation signal in the power measurement unit 22 , In the copy generator used in the adaptive equalizer 32 taps input signals are provided in a given time interval as in FIG 7 illustrates, and thus the equalization takes place with respect to the received signal, which is sampled in this time interval. Consequently, by determining the symbol synchronization clock in consideration of the time interval in the copy generator 32 achieve a multipath leadership gain more effectively. The tap interval in the adaptive equalizer is often equal to a symbol interval, in which case the power measurement unit uses 22 the following performance measurement method.
Das
Korrelations-Ausgangssignal innerhalb der Ausdehnung des Fenstersignals
wird beim Symbolintervall abgetastet, und eine Leistungssumme dieser
Abtastsignale wird berechnet. Dieser Vorgang wird wiederholt, während die
Zeitposition des Fenstersignals verschoben wird. Wenn das Fenstersignal in 4 eine Zeitspanne von 4T hat, wird eine
Summe von fünf
Abtastwerten des Korrelations-Ausgangssignals bei durch die entgegengesetzten
Grenzen jedes einzelnen der Fenstersignale #1, #2, #3, ... und drei
gestrichelte Linien, wie in 4B gezeigt, angegebenen
Takten berechnet. Wenn das in 5A gezeigte
Schieberegister verwendet wird, um die Leistungssumme des Korrelations-Ausgangssignals
Sigc zu berechnen, wird ein 4 × 16-Stufen-Schieberegister 111 ähnlich dem
in 5A gezeigten verwendet und durch einen Abtasttakt
Cs (einen Ausgang des in 3 gezeigten Abtasttakt-Generators 19)
getaktet, um das Korrelations-Ausgangssignal
Sigc herunterzuladen, und werden das Eingangssignal und ein Ausgang
aller 16 Schiebestufen in einem Addierer 112 addiert. Der
Additionswert (die Leistungssumme) wird alle T/16 geliefert.The correlation output within the extent of the window signal is sampled at the symbol interval, and a power sum of these sample signals is calculated. This process is repeated while the time position of the window signal is shifted. When the window signal in 4 has a period of time of 4T, a sum of five samples of the correlation output signal is obtained by the opposite boundaries of each one of the window signals # 1, # 2, # 3, ..., and three dashed lines, as in FIG 4B shown indicated clocks. If that is in 5A Shift registers used to calculate the power sum of the correlation output signal Sigc becomes a 4 × 16-stage shift register 111 similar to the one in 5A shown and sampled by a sampling clock Cs (an output of in 3 shown sampling clock generator 19 ) are clocked to download the correlation output signal Sigc and become the input signal and an output of all 16 shift stages in an adder 112 added. The addition value (the power sum) is supplied every T / 16.
Der
Symbolsynchronisationstaktgenerator 23 erkennt einen Takt,
wenn eine maximale der Leistungssummen erreicht wird. Dieses Verfahren
gestattet, den Takt, wenn ein maximaler Mehrwegeführungs-Gewinn
erreicht ist, selbst in einer Umgebung zu erkennen, in welcher die
ankommenden Wege des Empfangssignals bei einem unregelmäßigen Intervall
verteilt sind statt durch das Symbolintervall. Das Intervall zwischen
aufeinanderfolgenden Summen des Korrelations-Ausgangssignals im zweiten Beispiel
kann dem Abtastintervall vom in 3 gezeigten
Abtaster 16 ähnlich
sein und ist nicht unbedingt gleich einem Symbolintervall.The symbol synchronization clock generator 23 Detects a clock when maximum power is reached. This method allows the clock, when a maximum multipath routing gain is achieved, to be recognized even in an environment in which the incoming paths of the received signal are distributed at an irregular interval rather than through the symbol interval. The interval between successive sums of the correlation output in the second example may be equal to the sampling interval from in 3 shown scanner 16 be similar and is not necessarily equal to a symbol interval.
Drittes BeispielThird example
Eine
Anordnung eines dritten Beispiels ist in 9 gezeigt,
wo zur Bezeichnung entsprechender Teile gleiche Bezugszeichen wie
in 3 verwendet werden. In diesem Beispiel leisten
adaptive Entzerrer eine Zeit- und Raumentzerrung, welche eine adaptive
Antennenfeld-Verarbeitung und eine adaptive Entzerrungsverarbeitung
kombiniert.An arrangement of a third example is in 9 where the same reference numerals as in FIG 3 be used. In this example, adaptive equalizers perform time and space equalization combining adaptive antenna array processing and adaptive equalization processing.
Das
adaptive Antennenfeld produziert ein Strahlenmuster, welches einen
Strahl mit einem relativ hohen Antennengewinn in die Richtung eines
gewünschten
Signals richtet, auf welchen ein eigenes Signal gelegt wird, während es
in einer adaptiven Weise entsprechend Änderungen des Signalzustands
Nullen mit einem beträchtlich
verringerten relativen Gewinn in die Richtung von Störsignalen
richtet, welche Träger
von Signalen anderer Benutzer sind. Somit ist dies ein Verfahren,
welches im Beseitigen einer zwischen einander störenden Signalen, welche eine
gemeinsame Frequenz (einen gemeinsamen Kanal) benutzen, auftretenden
Gleichkanalstörung
wirkungsvoll ist. Eine Kombination des adaptiven Antennenfelds und
eines adaptiven Entzerrers stellt einen Zeit- und Raumentzerrer
dar. Bezüglich Einzelheiten
des adaptiven Antennenfelds siehe zum Beispiel R. T. Compton, Jr., "Adaptive Antennas-Concepts
and Performance",
Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1988).The adaptive antenna array produces a beam pattern which directs a beam with a relatively high antenna gain in the direction of a desired signal onto which a separate signal is applied while, in an adaptive manner, corresponding to changes in the signal state, zeros with a significantly reduced relative gain Direction of interfering signals, which are carriers of signals from other users. Thus, this is a method that is in the Besei In the case of inter-interfering signals using a common frequency (common channel), co-channel interference is effective. A combination of the adaptive antenna array and an adaptive equalizer is a time and space equalizer. For details of the adaptive antenna array, see, for example, RT Compton, Jr., Adaptive Antennas-Concepts and Performance, Prentice-Hall, Englewood Cliffs (1988).
Beim
Zeit- und Raumentzerrer wird ein lang verzögerter Weg oder eine Gleichkanalstörung, dessen
beziehungsweise deren Verzögerung
zu lang ist, um den adaptiven Entzerrer entzerren zu lassen, durch
das adaptive Antennenfeld beseitigt, während der adaptive Entzerrer
eine Entzerrung auf einen verzögerten
Weg anwendet, dessen Verzögerung
kurz genug ist, um zu entzerren. Durch Hinzufügen der Entzerrung im Raumbereich
ist es möglich,
bei annehmbarer Komplexität
der Hardware selbst in einer Ausbreitungsumgebung zu entzerren,
welche so komplex ist, dass die Hardware-Implementierung für eine Signalverarbeitung
im Zeitbereich zu schwierig ist.At the
Time and space equalizer becomes a long-delayed path or co-channel interference whose
or their delay
is too long to equalize the adaptive equalizer
eliminates the adaptive antenna field while the adaptive equalizer
an equalization to a delayed one
Way applies, its delay
is short enough to equalize. By adding the equalization in the room area
Is it possible,
with acceptable complexity
equalize the hardware itself in a propagation environment,
which is so complex that the hardware implementation for signal processing
is too difficult in the time domain.
In 9 wird
ein Empfangssignal aus jedem Element des adaptiven Antennenfelds
als ein Basisbandsignal (welches digitalisiert wird) in Eingangsklemmen 11-1 bis 11-N eingegeben
und werden die Empfangssignale in diesen N Kanälen unter Verwendung von Symbolsynchronisationstaktsignalen
durch Abtaster 16-1 bis 16-N abgetastet. Die resultierenden Abtastsignale
von N Kanälen
werden in einen adaptiven Entzerrer 41 eingegeben, wo eine
Entzerrung angewendet wird. Eine beispielgebende Anordnung des in
diesem Beispiel verwendeten adaptiven Entzerrers 41 ist
in 10 gezeigt. Ein Unterschied zum in 6 gezeigten
adaptiven Entzerrer liegt in der Schaffung eines Kombinators zur
Verarbeitung adaptiver Antennenfelder 51. Von den Klemmen 52-1 bis 52-N zugeführte Abtastsignale
von N Kanälen
werden durch den Kombinator zur Verarbeitung adaptiver Antennenfelder 51 kombiniert,
und die Entzerrungsverarbeitung wird auf das kombinierte Signal angewendet.
Eine beispielgebende Anordnung des Kombinators zur Verarbeitung
adaptiver Antennenfelder ist in 11 gezeigt.
Wie gezeigt, sind eine Vielzahl von komplexen Vervielfachern 53-1 bis 53-N vorgesehen,
welche eine komplexe Multiplikation zwischen Abtastsignalen von
N Kanälen
von den Klemmen 52-1 bis 52-N und N Abgriffkoeffizienten
eines adaptiven Antennenfelds (AAA) durchführen, und ein komplexer Addierer 54,
welcher eine komplexe Addition von Ausgängen von der Vielzahl von komplexen
Vervielfachern durchführt.
Die Abgriffkoeffizienten, welche im Kombinator zur Verarbeitung adaptiver
Antennenfelder 51 verwendet werden, werden von einer Parameter-Schätzeinrichtung 55 geliefert
und können
unter Verwendung des geschätzten Fehlersignals
und der zweiten Abgriff-Eingangssignale, welche den komplexen Vervielfachern 53-1 bis 53-N des
Kombinators zur Verarbeitung adaptiver Antennenfelder 51 zugeführt werden,
berechnet werden. Bezüglich
Einzelheiten des Zeit- und Raumentzerrers siehe zum Beispiel Ryuji
Kohno, "Spatial
and Temporal Communications Theory Using Adaptive Antenna Array", IEEE Personal Communications,
S. 28–35,
Feb. 1998 und A. J. Paulraj und B. C. Ng, "Space-Time Modems for wireless Personal
Communications",
IEEE Personal Communications, S. 36–48, Feb. 1998.In 9 For example, a receive signal from each element of the adaptive antenna array is converted into input terminals as a baseband signal (which is digitized) 11-1 to 11-N and the received signals in these N channels are sampled by using symbol synchronization clock signals 16-1 to 16-N sampled. The resulting samples of N channels become an adaptive equalizer 41 where equalization is applied. An exemplary arrangement of the adaptive equalizer used in this example 41 is in 10 shown. A difference to in 6 The adaptive equalizer shown in this invention is to provide a combiner for processing adaptive antenna arrays 51 , From the terminals 52-1 to 52-N supplied scanning signals of N channels are processed by the combiner for processing adaptive antenna fields 51 combined, and the equalization processing is applied to the combined signal. An exemplary arrangement of the combiner for processing adaptive antenna fields is shown in FIG 11 shown. As shown, are a variety of complex multipliers 53-1 to 53-N which provides a complex multiplication between sampling signals of N channels from the terminals 52-1 to 52-N and N carry-off coefficients of an adaptive antenna array (AAA), and a complex adder 54 which performs a complex addition of outputs from the plurality of complex multipliers. The tap coefficients used in the combiner for processing adaptive antenna fields 51 are used by a parameter estimator 55 and can be generated using the estimated error signal and the second tap input signals representative of the complex multipliers 53-1 to 53-N of the combiner for processing adaptive antenna fields 51 be supplied. For details of the time and space equalizer, see, for example, Ryuji Kohno, "Spatial and Temporal Communications Theory Using Adaptive Antenna Array", IEEE Personal Communications, pp. 28-35, Feb. 1998, and AJ Paulraj and BC Ng, "Space-Time Modems for Wireless Personal Communications ", IEEE Personal Communications, pp. 36-48, Feb. 1998.
In
diesem Beispiel liegen die Empfangssignale in N Kanälen, aber
es genügt,
dass ein Empfangssignal einem der Kanäle verwendet wird, um in einem
Korrelator 13 eine Korrelation mit einem Synchronisationswort-Signal
zu liefern. Jedoch kann, wenn zum Beispiel Korrelationen zwischen
einer Vielzahl von Empfangssignalen und dem Synchronisationswort-Signal
erzielt werden und die Korrelations-Ausgangssignale addiert und
gemittelt werden ein Korrelations-Ausgangssignal mit einer höheren Genauigkeit
geliefert werden.In this example, the receive signals are in N channels, but it is sufficient that a receive signal is used on one of the channels to be in a correlator 13 to provide a correlation with a sync word signal. However, for example, when correlations between a plurality of reception signals and the synchronization word signal are obtained and the correlation outputs are added and averaged, a correlation output can be provided with a higher accuracy.
Erste AusführungsformFirst embodiment
Eine
Anordnung einer ersten Ausführungsform
der Erfindung ist in 12 gezeigt. Es ist zu beachten,
dass andere Teile als ein Leistungskomparator 61 und ein
Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 den im ersten Beispiel
aus 3 und im zweiten Beispiel gezeigten Teilen ähnlich bleiben.
Der Leistungskomparator 61 vergleicht die Leistungssummen,
welche durch die Leistungsmesseinheit 22 miteinander gewonnen
werden, und wählt
L Zeitpunkte (wobei L eine ganze Zahl größer als oder gleich 2 ist) in
der Sequenz der größten Leistungssummen
aus. Wenn L gleich 1 ist, reduziert sich diese Ausführungsform
auf das erste Beispiel. Es ist zu beachten, dass ein maximaler Wert
von L gleich der Anzahl der Leistungssummen ist, welche durch die
Leistungsmesseinheit 22 berechnet werden, aber er kann
unter Berücksichtigung
des Umfangs der Hardware ermittelt werden. Der Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 liefert
Symbolsynchronisationstaktsignale, welche von den Takten der ausgewählten L
Leistungssummen abhängen.
In dieser Ausführungsform
sind eine Vielzahl von Abtastern 16-1 bis 16-L vorgesehen,
welche jeweils den L Symbolsynchronisationstaktsignalen entsprechen,
und tastet jeder der Abtaster 16-1 bis 16-L ein
Empfangssignal von einer Eingangsklemme 11 mit einem der
von L aus dem Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 zugeführten Symbolsynchronisationstaktsignale
ab. Ein adaptiver Entzerrer 63 wendet eine Entzerrungsverarbeitung
auf diese L Abtastsignale an.An arrangement of a first embodiment of the invention is shown in FIG 12 shown. It should be noted that parts other than a power comparator 61 and a symbol synchronization clock generator 62 in the first example 3 and similar parts shown in the second example. The power comparator 61 compares the power sums generated by the power measurement unit 22 with each other, and selects L times (where L is an integer greater than or equal to 2) in the sequence of largest power sums. When L is 1, this embodiment is reduced to the first example. It should be noted that a maximum value of L is equal to the number of power sums generated by the power measurement unit 22 can be calculated, but it can be determined by considering the amount of hardware. The symbol synchronization clock generator 62 provides symbol synchronization clock signals which depend on the clocks of the selected L power sums. In this embodiment, a plurality of samplers 16-1 to 16-L each corresponding to the L symbol synchronization clock signals, and samples each of the samplers 16-1 to 16-L a received signal from an input terminal 11 with one of L from the symbol synchronization clock generator 62 supplied symbol synchronization clock signals from. An adaptive equalizer 63 applies equalization processing to these L sample signals.
13 zeigt
eine beispielgebende Anordnung des adaptiven Entzerrers 63.
Abtastsignale von den Abtastern 16-1 bis 16-L werden
jeweils von entsprechenden Klemmen 64-1 bis 64-L auf
Abschnitte zur Ausgabe geschätzter
Fehler 65-1 bis 65-1 angewendet. Wie für den Abschnitt
zur Ausgabe geschätzter
Fehler 65-1 gezeigt, enthält er eine Parameter-Schätzeinrichtung 31-1,
einen Kopiengenerator 32-1, einen Addierer 33-1 und
eine Quadriereinrichtung 34-1 auf eine ähnliche Weise wie in 6 gezeigt,
und verbleibende taktabhängige
Prozessoren 65-2 bis 65-L enthalten ebenfalls
jeweils eine Parameter-Schätzeinrichtung,
einen Kopiengenerator, einen Addierer und eine Quadriereinrichtung.
In diesem Beispiel finden die Erzeugung von Kopien und die Schätzung von
Parametern für
jeden von L Symbolsynchronisationstakten statt, und ein quadrierter Wert
eines geschätzten
Fehlersignals von jedem Addierer wird in einem Addierer 66 addiert,
um als ein Zweigmaß verwendet
zu werden, um eine MLSE-Verarbeitung in einem MLSE-Prozessor 35 durchzuführen. Der
MLSE-Prozessor 35 kann durch einen anderen Prozessor zur
adaptiven Entzerrung ersetzt werden. 13 shows an exemplary arrangement of the adaptive equalizer 63 , Scanning signals from the samplers 16-1 to 16-L are each provided by appropriate terminals 64-1 to 64-L to sections for issuing estimated errors 65-1 to 65-1 applied. As for the section for issuing estimated errors 65-1 As shown, it includes a parameter estimator 31-1 , a copy generator 32-1 , an adder 33-1 and a squaring device 34-1 in a similar way as in 6 shown, and remaining clock-dependent processors 65-2 to 65-L also each include a parameter estimator, a copy generator, an adder, and a squaring device. In this example, the generation of copies and the estimation of parameters take place for each of L symbol synchronization clocks, and a squared value of an estimated error signal from each adder is stored in an adder 66 to be used as a branch measure, MLSE processing in an MLSE processor 35 perform. The MLSE processor 35 can be replaced by another processor for adaptive equalization.
Wie
in 14 gezeigt, ist es auch möglich, einen der MLSE-Prozessoren 35-1 bis 35-L in
jedem der Abschnitte zur Ausgabe geschätzter Fehler 65-1 bis 65-L vorzusehen,
so dass eine Entzerrungsverarbeitung für jeden Symbolsynchronisationstakt
unabhängig
angewendet werden kann, und Ausgänge
der MLSE-Prozessoren 35-1 bis 35-L können einem Qualitätsanpassungsprozessor 67 zugeführt werden, wo
die Ausgänge
entsprechend der Kommunikationsqualität verarbeitet werden, um einen
Endausgang zu liefern. In diesem Fall kann, um eine Verarbeitung
entsprechend der Kommunikationsqualität zu leisten, ein Ausgang des
Entzerrers (verarbeiteter Ausgang des MLSE) verwendet werden, um
eine Mehrheitsentscheidung in einer Mehrheitsentscheidungseinheit 69 zu
fällen,
wie in 14 durch gestrichelte Linien
angegeben, oder können
Gewichtungen, welche von der Größe von Quadraten
von Fehlersignalen aus den Addierern 33-1 bis 33-L abhängen, welche
den Ausgängen
der MLSE-Prozessoren 35-1 bis 35-L entspricht,
auf diese Ausgänge
angewendet und die Ergebnisse in einem Addierer 68 addiert
werden, wobei das addierte Signal in einem Festabtaster 68a zu
einem ausgabefertigen Binärsignal
digitalisiert wird. Bei der letzteren Möglichkeit kann ein Empfangssignal
mit einem verringerten geschätzten
Fehler als eine hohe Kommunikationsqualität aufweisend beurteilt werden,
um eine größere Gewichtung
zu erhalten.As in 14 It is also possible to use one of the MLSE processors 35-1 to 35-L in each of the sections for issuing estimated errors 65-1 to 65-L so that equalization processing can be applied independently for each symbol synchronization clock, and outputs of the MLSE processors 35-1 to 35-L can be a quality adjustment processor 67 where the outputs are processed according to the communication quality to provide a final output. In this case, to perform processing according to the communication quality, an output of the equalizer (processed output of the MLSE) may be used to make a majority decision in a majority decision unit 69 to fall, as in 14 indicated by dashed lines, or may be weights which are the size of squares of error signals from the adders 33-1 to 33-L depend on the outputs of the MLSE processors 35-1 to 35-L corresponds to these outputs and the results in an adder 68 be added, the added signal in a fixed scanner 68a is digitized to an output-ready binary signal. In the latter possibility, a received signal having a reduced estimated error may be judged to have a high communication quality in order to obtain a larger weighting.
Alternativ
ist es auch möglich,
den Kombinator zur Verarbeitung adaptiver Antennenfelder zu verwenden
wie im dritten Beispiel. Eine solche Anordnung ist in 15 gezeigt.
Empfangssignale von Eingangsklemmen 11-1 bis 11-N werden
durch Abtaster 1-1 bis 1-N unter Verwendung eines
von einem Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 zugeführten ersten
Symbolsynchronisationstaktsignals abgetastet, durch Abtaster 2-1 bis 2-N unter
Verwendung eines zweiten Symbolsynchronisationstaktsignals abgetastet,
... und durch Abtaster L-1 bis L-N unter Verwendung eines N. Symbolsynchronisationstaktsignals
abgetastet, um in einen adaptiven Entzerrer 71 eingegeben
zu werden.Alternatively, it is also possible to use the combiner for processing adaptive antenna fields as in the third example. Such an arrangement is in 15 shown. Receive signals from input terminals 11-1 to 11-N be by scanner 1-1 to 1-N using one of a symbol synchronization clock generator 62 supplied first symbol synchronization clock signal sampled by the sampler 2-1 to 2-N sampled using a second symbol synchronization clock signal, and sampled by samplers L-1 through LN using an N.symbol synchronization clock signal to input into an adaptive equalizer 71 to be entered.
Wie
in 16 gezeigt, werden im adaptiven Entzerrer 71 Ausgänge der
Abtaster 1-1 bis 1-N in einen Abschnitt zur Ausgabe
geschätzter
Fehler 72-1 eingegeben, welcher auf die gleiche Weise wie
in 10 gezeigt aufgebaut ist und einen Kopiengenerator 32-1,
einen Fehlerberechnungs-Addierer 33-1, eine
Fehlerquadriereinrichtung 34-1, einen Kombinator zur Verarbeitung
adaptiver Antennenfelder 51-1 und eine Parameter-Schätzeinrichtung 55-1 enthält. Ausgänge der
Abtaster 2-1 bis 2-N bis
Ausgänge
der Abtaster L-1 bis L-N werden jeweils in Abschnitte zur Ausgabe
geschätzter
Fehler 72-2 bis 72-L eingegeben. Es versteht sich,
dass jeder der Abschnitte zur Ausgabe geschätzter Fehler 72-2 bis 72-L auf
die gleiche Weise wie der taktabhängige Prozessor 72-1 aufgebaut
ist. Quadrierte Fehlersignale aus den taktabhängigen Prozessoren 72-1 bis 72-L werden
in einem Addierer 66 addiert, um in einen MLSE-Prozessor 35 eingegeben
zu werden.As in 16 shown in the adaptive equalizer 71 Outputs of the samplers 1-1 to 1-N into a section for issuing estimated errors 72-1 entered in the same way as in 10 is shown and a copy generator 32-1 , an error calculation adder 33-1 , a Fehlquadriereinrichtung 34-1 , a combiner for processing adaptive antenna fields 51-1 and a parameter estimator 55-1 contains. Outputs of the samplers 2-1 to 2-N to outputs of the samplers L-1 to LN are respectively divided into sections for issuing estimated errors 72-2 to 72-L entered. It is understood that each of the sections for issuing estimated errors 72-2 to 72-L in the same way as the clock-dependent processor 72-1 is constructed. Squared error signals from the clock-dependent processors 72-1 to 72-L be in an adder 66 added to a MLSE processor 35 to be entered.
Mittels
des adaptiven Antennenfelds können die
Wege, deren Verzögerungszeit
außerhalb
des Entzerrungsbereichs des adaptiven Entzerrers liegt, beseitigt
werden, was eine weitere Verbesserung der Übertragungsleistungen gestattet.through
of the adaptive antenna array, the
Paths, their delay time
outside
of the equalization section of the adaptive equalizer
which will allow a further improvement in transmission performance.
In
der obigen Beschreibung wird vorausgesetzt, dass erforderliche Teile
für N Kanäle vorgesehen
sind, aber es versteht sich, dass die Teile auf eine Zeitteilung
anwendende Weise verwendet werden können, um die beschriebene Verarbeitung
mit einer Hardware von einem Umfang, der kleiner als L Kanäle ist,
zu realisieren, wodurch eine Verringerung des erforderlichen Hardware-Umfangs ermöglicht wird.In
The above description assumes that required parts
intended for N channels
are, but it goes without saying that the parts are on a time scale
applying manner can be used to the described processing
with a hardware of a size smaller than L channels,
realize, thereby allowing a reduction in the required hardware size.
Wie
beschrieben, gestattet diese Ausführungsform, durch Verwendung
einer Vielzahl von Symbolsynchronisationstakten mehr Wege zu kombinieren,
wodurch die Übertragungsleistungen
verbessert werden.As
described, this embodiment allows, by use
to combine more ways of a plurality of symbol synchronization clocks
whereby the transmission powers
be improved.
Zweite AusführungsformSecond embodiment
In
einer zweiten Ausführungsform
der Erfindung wird, statt beim Erzeugen von Symbolsynchronisationstakten
L Takte in der Sequenz größter Leistungssummen
fest auszuwählen
wie in Verbindung mit der ersten Ausführungsform im in 12 und 15 gezeigten
Leistungskomparator 61 beschrieben, eine Schwelle Th in
einer Schwellen-Voreinstelleinrichtung 70 wie in 17A gezeigt vorab eingestellt und werden Q Werte
der Leistungssummen aus der Leistungsmesseinheit 22 (wobei
Q eine ganze Zahl ist, welche der Bedingung 1 ≦ Q ≦ L ≦ M genügt), für welche ein Leistungskomparator 61 feststellt, dass
sie die Schwelle Th überschreiten,
zum Erzeugen von Q Symbolsynchronisationstakten verwendet. Dieser
Vorgang gestattet, Q Werte entsprechend der Kommunikationssituation
adaptiv auszuwählen, und
dies ermöglicht,
für einen
Symbolsynchronisationstakt, welcher für ein Fenstersignal einer auf
dem L. Platz nach der maximalen Leistungssumme rangierenden Leistungssumme
ermittelt wird, aber welcher eine geringe Größe aufweist, auf eine Entzerrung
zu verzichten, um eine Erwartung, dass die Empfangscharakteristik
sich verbessert, wenn die Entzerrung angewendet wird, zu verhindern,
und so wird eine Verringerung eines Gesamtaufwands an Entzerrungsverarbeitung
ermöglicht.
Es versteht sich, dass sich L, wenn in den Ansprüchen von der "Auswahl von L Takten" die Rede ist, nicht
auf einen bestimmten Wert bezieht, sondern die Anzahl von Leistungssummen
darstellt, welche den Schwellenwert überschreiten.In a second embodiment of the invention, instead of generating symbol synchronizing clocks L, clocks in the sequence of largest power sums will be fixedly selected as in connection with the first embodiment in FIG 12 and 15 shown power comparator 61 described a threshold Th in a threshold presetting 70 as in 17A shown in advance sets and becomes Q values of the power sums from the power measurement unit 22 (where Q is an integer satisfying 1 ≦ Q ≦ L ≦ M) for which a power comparator 61 determines that they exceed the threshold Th, used to generate Q symbol synchronization clocks. This process allows Q to adaptively select values according to the communication situation, and this allows for a symbol synchronization clock which is obtained for a window signal of a power sum ranked on the Lth place after the maximum power sum but which is small in size, to be equalized to avoid an expectation that the reception characteristic improves when the equalization is applied, and thus, a reduction of a total amount of equalization processing is enabled. It will be understood that L, when referring to the "selection of L measures" in the claims, does not refer to a particular value, but represents the number of power sums that exceed the threshold.
Außerdem ist,
wenn die Leistungssummen innerhalb der Fenstersignale bei mehreren
besten der ausgewählten
L Takte, welche ausreichen, um eine zufriedenstellende Übertragungsleistung
zu liefern, erreicht werden, die Entzerrung für die Symbolsynchronisationstakte,
welche auf kleineren Leistungssummen beruhen, entbehrlich, wodurch
eine Verringerung des für
die Entzerrung erforderlichen Rechenaufwands ermöglicht wird, ohne die Übertragungsleistungen
wesentlich zu beeinträchtigen.
Somit kann, wenn es eine vorbestimmte Anzahl (wie zum Beispiel eins
oder zwei) von Leistungssummen gibt, welche eine relativ hohe Schwelle überschreiten,
die Entzerrung auf nur diejenigen Symbolsynchronisationstakte angewendet
werden, welche auf der Grundlage der eine solche Schwelle überschreitenden
Leistungssummen gewonnen werden. Beispielsweise zeigt 17B, dass M Leistungssummen aus der Leistungsmesseinheit 22 in
Leistungskomparatoren 61a, 61b und 61c eingespeist
werden, wo sie mit Schwellen Tha, Thb beziehungsweise Thc (wobei
Tha > Thb > Thc) verglichen werden.
Jeder der Leistungskomparatoren 61a, 61b und 61c liefert eine
oder mehrere von M Eingangs-Leistungssummen, welche die darin eingerichtete
Schwelle überschritten
haben. Die Schwelle Tha ist so eingestellt, dass bei guten Übertragungsleistungen
eine oder zwei Leistungssummen aus dem Leistungskomparator 61a geliefert
werden können,
und andere Schwellen sind so eingestellt, dass der Leistungskomparator 61b drei
oder vier Leistungssummen liefert, während der Leistungskomparator 61c fünf bis sieben
Leistungssummen liefert. Ein Ausgang des Leistungskomparators 61b wird
einem Sperrgatter 121 zugeführt, welches durch einen Ausgang
des Leistungskomparators 61a, welcher die Schwelle überschreitet,
deaktiviert oder gesperrt ist. Ein Ausgang des Leistungskomparators 61c wird
einem Sperrgatter 122 zugeführt, welches durch einen Ausgang
des Leistungskomparators 61b, welcher dessen Schwelle überschreitet,
deaktiviert oder gesperrt ist. Die Ausgänge des Leistungskomparators 61a und
der Sperrgatter 121 und 122 werden in einen Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 eingegeben,
welcher Symbolsynchronisationstaktsignale für Takte liefert, welche den
jeweiligen Eingangs- Leistungssummen entsprechen.In addition, if the power sums within the window signals are achieved at several best ones of the selected L clocks sufficient to provide a satisfactory transmission power, the equalization for the symbol synchronization clocks based on smaller power sums is dispensable, thereby reducing the for the Equalization required computational effort is without affecting the transmission services significantly. Thus, if there are a predetermined number (such as one or two) of power sums exceeding a relatively high threshold, the equalization can be applied to only those symbol synchronization clocks which are obtained based on the power sums exceeding such threshold. For example, shows 17B that M power sums out the power measurement unit 22 in performance comparators 61a . 61b and 61c where they are compared with thresholds Tha, Thb and Thc (where Tha>Thb> Thc). Each of the power comparators 61a . 61b and 61c provides one or more of M input power sums that have exceeded the threshold established therein. The threshold Tha is set so that with good transmission power one or two power sums from the power comparator 61a can be supplied, and other thresholds are set so that the power comparator 61b delivers three or four power sums while the power comparator 61c delivers five to seven power totals. An output of the power comparator 61b becomes a blocking gate 121 fed through an output of the power comparator 61a which exceeds the threshold, is disabled or disabled. An output of the power comparator 61c becomes a blocking gate 122 fed through an output of the power comparator 61b which exceeds its threshold, is disabled or disabled. The outputs of the power comparator 61a and the locking gate 121 and 122 become a symbol synchronization clock generator 62 which provides symbol synchronization clock signals for clocks corresponding to the respective input power sum.
In
dieser Ausführungsform
schwankt der Wert von Q, was die Frage aufwirft, wieviel Kanäle für den Kopiengenerator
oder die Parameter-Schätzeinrichtung
bereitgestellt werden sollten. Man erwägt, eine ausreichende Anzahl
von Kanälen
bereitzustellen, wenn der Umfang der Hardware es erlaubt, und wenn
der Wert von Q klein ist, kann ein Teil der Kanäle benutzt werden. In diesem
Fall gibt es den Vorteil, dass die Verlustleistung im Vergleich
zu der Verlustleistung, welche sich ergibt, wenn die gesamte Hardware
betrieben wird, verringert werden kann. Wenn eine Verringerung des
Umfangs der Hardware gewünscht
wird, können
der Kopiengenerator und/oder die Parameter-Schätzeinrichtung
auf eine Zeitteilung anwendende Weise benutzt werden wie oben in
Verbindung mit der ersten Ausführungsform beschrieben.In
this embodiment
The value of Q varies, raising the question of how many channels for the copy generator
or the parameter estimator
should be provided. One considers a sufficient number
of channels
if the amount of hardware allows it, and if
the value of Q is small, some of the channels can be used. In this
Case there is the advantage that the power loss in comparison
to the power loss, which results when the entire hardware
is operated, can be reduced. If a reduction in the
Scope of hardware desired
will, can
the copy generator and / or the parameter estimator
used in a time sharing manner as in above
Connection with the first embodiment described.
Dritte AusführungsformThird embodiment
Eine
Funktionsanordnung einer dritten Ausführungsform der Erfindung ist
in 18 gezeigt. In dieser Ausführungsform ist ein Paar von
Symbolsynchronisationssignal-Generatoren vorgesehen. Somit gibt
es zusätzlich
zu einem Symbolsynchronisationssignal-Generator 23, welcher
bei einem Takt, wo eine Leistungssumme aus der in 3 gezeigten
Leistungsmesseinheit 22 ihr Maximum hat, ein Symbolsynchronisationstaktsignal
erzeugt, auch einen herkömmlichen
Symbolsynchronisationssignal-Generator 15 wie in 1 gezeigt,
so dass bei einem Takt, wo das Korrelations-Ausgangssignal die durch die Schwellensignal-Voreinstelleinrichtung 14 festgelegte
Schwelle überschreitet,
oder beim Takt des Wegs der ersten Ankunft des Empfangssignals ein
Symbolsynchronisationstakt erzeugt wird.A functional arrangement of a third embodiment of the invention is shown in FIG 18 shown. In this embodiment, a pair of symbol synchronization signal generators are provided. Thus, in addition to a symbol synchronization signal generator 23 , which at a clock, where a sum of power from the in 3 shown power measuring unit 22 its maximum, which generates a symbol sync clock signal, also has a conventional symbol sync signal generator 15 as in 1 at a clock where the correlation output signal passes through the threshold signal presetter 14 exceeds a predetermined threshold, or at the timing of the path of the first arrival of the received signal, a symbol synchronization clock is generated.
Ein
Taktwähler 81 schaltet
zwischen den Symbolsynchronisationstaktsignalen aus den Symbolsynchronisationstaktgeneratoren 15 und 23 um,
um einen Abtaster 16 zu speisen. In dieser Ausführungsform
findet die adaptive Entzerrungsverarbeitung bezüglich des Abtastsignals bei
jedem Symbolsynchronisationstakt zum Beispiel auf eine Zeitteilung
anwendende Weise statt, und zur Entzerrung verwendete Symbolsynchronisationstaktsignale
werden entsprechend der Qualität
der Kommunikation ermittelt. Die Qualität der Kommunikation kann durch geschätzte Fehlersignale,
welche beim letzten Anlernsymbol auftreten, welches bei jedem Symbolsynchronisationstaktsignal
stattfindet, definiert werden. Der Taktwähler 81 kann durch
Vergleichen mit der Größe der Fehlersignale
so gesteuert werden, dass eine Entzerrung in einem Takt bewirkt
wird, wo die geschätzte
Fehlerleistung minimiert ist.A clock picker 81 switches between the symbol synchronization clock signals from the symbol synchronization clock generators 15 and 23 um, to a scanner 16 to dine. In this embodiment, the adaptive equalization processing takes place with respect to the sampling signal at every symbol synchronization clock, for example, in a time division manner, and symbol synchronization clock signals used for equalization are determined according to the quality of the communication. The quality of communication can be through estimated error signals that occur at the last teach-in symbol, which takes place at each symbol synchronization clock signal defined. The clock picker 81 can be controlled by comparing with the magnitude of the error signals to cause equalization in a clock where the estimated error power is minimized.
Vierte AusführungsformFourth embodiment
Eine
Funktionsanordnung einer vierten Ausführungsform der Erfindung ist
in 19 gezeigt, wo den in 3 gezeigten
Teilen entsprechende Teile durch gleiche Bezugszeichen wie die zuvor
verwendeten bezeichnet sind. In dieser Ausführungsform liefert eine Leistungsmesseinheit 91 sequentiell
Leistungssummen des Korrelations-Ausgangssignals, welche in den
in 4B gezeigten sequentiell verschobenen Fenstersignalen
#1, #2, #3, ... vorliegen, die in einen Symbolsynchronisationstaktgenerator 92 einzugeben
sind, welcher auf der Grundlage des Takts des speziellen Fenstersignals,
wo die Eingangs-Leistungssumme ein Schwellensignal überschritten
hat, welches erstmals in einer Schwellensignal-Voreinstelleinrichtung 93 eingestellt
wird, ein Symbolsynchronisationstaktsignal erzeugt. In anderen Hinsichten
gleicht die Anordnung 3. Auch in der vierten Ausführungsform
können
die Leistungssummen aus dem Korrelations-Ausgangssignal eine Summe
von durch einen Abtaster 16 in einem gegebenen Abtastintervall
gewonnenen Abtastwerten enthalten.A functional arrangement of a fourth embodiment of the invention is shown in FIG 19 shown where the in 3 Parts shown corresponding parts by the same reference numerals as those previously used are designated. In this embodiment, a power measurement unit provides 91 Sequentially power sum of the correlation output signal, which in the in 4B shown sequentially shifted window signals # 1, # 2, # 3, ..., in a symbol synchronization clock generator 92 which, based on the clock of the particular window signal where the input power sum has exceeded a threshold signal, which first occurs in a threshold signal presetting means 93 is set, generates a symbol synchronization clock signal. In other ways, the arrangement is similar 3 , Also in the fourth embodiment, the power sums from the correlation output signal may be summed by a sampler 16 contain samples obtained in a given sample interval.
Fünfte AusführungsformFifth embodiment
In
einer Kanalumgebung, in welcher ankommende Wege in mehrere Gruppen
G1, G2, ... GP mit verschiedenen Richtungen eingeteilt sind wie
in 20A gezeigt und Empfangssignale G1', G2', ... GP' von diesen Wegen
sehr verschiedene Verzögerungszeiten
aufweisen wie in 20B gezeigt, kann eine zufriedenstellende Übertragungsleistung
nicht erreicht werden, wenn ein adaptiver Entzerrer in der Anordnung
des ersten und des zweiten Beispiels (und ebenso in der dritten,
der ersten, der zweiten und der dritten Ausführungsform) eine verringerte Anzahl
von Abgriffen hat. In der fünften
Ausführungsform
wird eine Anordnung dazu gebracht, in einer solchen Kanalumgebung
eine wirkungsvolle Entzerrung zu leisten.In a channel environment in which incoming routes are divided into several groups G1, G2,... GP with different directions as in FIG 20A shown and receive signals G1 ', G2', ... GP 'of these ways have very different delay times as in 20B 4, satisfactory transmission performance can not be achieved when an adaptive equalizer in the arrangement of the first and second examples (and also in the third, first, second and third embodiments) has a reduced number of taps. In the fifth embodiment, an arrangement is made to perform effective equalization in such a channel environment.
Eine
Anordnung einer fünften
Ausführungsform
ist in 21 gezeigt, wo den in 3 gezeigten Teilen
entsprechende Teile durch gleiche Bezugszeichen wie die zuvor verwendeten
bezeichnet sind, welchen noch Indizes hinzugefügt sind. Diese Ausführungsform
verwendet die im zweiten Beispiel gezeigte Anordnung, und außerdem werden
N-Kanal-Antennenfeld-Empfangssignale in Eingangsklemmen 11-1,
... 11-N eingegeben, welche von einer Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung 101 als
P-Kanal-Strahl-Empfangssignale geliefert werden, welche dann an
P-Kanal-Korrelatoren 13-1,
..., 13-P und an P-Kanal-Abtaster 16-1, ..., 16-P geliefert
werden. Jeder der Korrelatoren 13-1, ..., 13-P bildet
eine Korrelation zwischen dem Eingangs-Empfangssignal jedes Strahls
und einem Synchronisationswort-Signal aus einem Synchronisationswort-Generator 12,
und ein resultierendes Korrelations-Ausgangssignal wird beim Berechnen
einer Leistungssumme, in jeder der Leistungsmesseinheiten 22-1,
..., 22-P, des Korrelations-Ausgangssignals, welches innerhalb
der Ausdehnung eines aus einem Fenstersignalgenerator 21 zugeführten Fenstersignals
vorliegt, verwendet. Die Berechnung der Leistungssummen findet statt,
während
die Zeitposition des Fenstersignals sequentiell verschoben wird.
Die Leistungssummen, welche sequentiell von den Leistungsmesseinheiten 22-1,
..., 22-P geliefert werden, werden jeweils in Symbolsynchronisationstaktgeneratoren 23-1,
..., 23-P eingegeben, wo unter Verwendung des Takts des
speziellen Fenstersignals, wo eine maximale der Leistungssummen
auftritt, ein Symbolsynchronisationstakt erzeugt wird. Empfangssignale
entsprechender Strahlen der Abtaster 16-1, ..., 16-P werden
unter Verwendung eines solchen Takts abgetastet. Die abgetasteten
Ausgänge
der Abtaster 16-1, ..., 16-P werden einem adaptiven Entzerrer 105 zugeführt.An arrangement of a fifth embodiment is shown in FIG 21 shown where the in 3 Parts shown by the same reference numerals as those previously used are indicated, which are still added indices. This embodiment uses the arrangement shown in the second example, and also, N-channel antenna array receiving signals are input terminals 11-1 , ... 11-N which is from a multi-beam bundling device 101 are supplied as P-channel beam receive signals which are then sent to P-channel correlators 13-1 , ..., 13-P and to P-channel samplers 16-1 , ..., 16-P to be delivered. Each of the correlators 13-1 , ..., 13-P forms a correlation between the input receive signal of each beam and a sync word signal from a sync word generator 12 , and a resulting correlation output becomes when computing a power sum, in each of the power measurement units 22-1 , ..., 22-P , the correlation output signal which is within the extent of one of a window signal generator 21 supplied window signal is present. The calculation of the power sums takes place while the time position of the window signal is shifted sequentially. The power sums sequential from the power measurement units 22-1 , ..., 22-P are supplied, respectively, in symbol synchronization clock generators 23-1 , ..., 23-P where a symbol sync clock is generated using the clock of the special window signal where a maximum of the power sums occur. Receive signals of corresponding beams of the scanner 16-1 , ..., 16-P are sampled using such a clock. The sampled outputs of the samplers 16-1 , ..., 16-P become an adaptive equalizer 105 fed.
Eine
beispielgebende Anordnung der Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung 101 ist
in 22 gezeigt. Auf eine ähnliche Weise wie das in 11 gezeigte
adaptive Antennenfeld werden Abgriffkoeffizienten in einem der Vervielfacher 102-1,
..., 102-N mit dem Eingangssignal von jeder der Antennenempfangs-Eingangsklemmen 11-1,
..., 11-N multipliziert und werden Ergebnisse dieser Multiplikationen
in einem Addierer 103-1 addiert, um ein Ausgangssignal für einen
Strahl des Mehrfachstrahls zu liefern. Im Unterschied zu 11,
wo die Abgriffkoeffizienten in Übereinstimmung
mit dem Kanalzustand von Signalen zum adaptiven Antennenfeld adaptiv
aktualisiert werden, um ein Ein-Strahl-Ausgangssignal zu liefern, liefert
die Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung 101 ein
Empfangssignal für
einen einzigen Strahl mit einer festen Richtung unter Verwendung
eines vorbestimmten Abgriffkoeffizienten unabhängig vom Kanalzustand der Signale
und schafft so eine Vielzahl von Strahlbündelungseinrichtungen 104-1,
..., 104-P mit festen Richtungen. In dieser Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung 101 werden
P-Kanal-Strahlen durch die Strahlbündelungseinrichtungen 104-1,
..., 104-P unter Verwendung von P Sätzen von Abgriffkoeffizienten
produziert, aber diese Strahlen werden so erzeugt, dass sie verschiedene
Hauptstrahlrichtungen aufweisen, so dass alle Strahlen G1, ...,
GP normalerweise verwendet werden, um alle ankommenden Richtungen
abzudecken wie zum Beispiel in 23 gezeigt.
Ein Strahl, welcher eine solche Charakteristik hat, lässt sich
zum Beispiel mittels einer Butler-Matrix leicht produzieren. 23 zeigt
ein Beispiel eines Mehrfachstrahls, welcher mittels der Butler-Matrix
gebildet wird (siehe zum Beispiel J. Ltva und T. K. Lo, "Digital Beamforming
in Wireless Communications",
Artech House, Boston London, S. 22–34 (1996)).An exemplary arrangement of the multi-beam bundling device 101 is in 22 shown. In a similar way to that in 11 adaptive antenna array shown become tap coefficients in one of the multipliers 102-1 , ..., 102-N with the input signal from each of the antenna receive input terminals 11-1 , ..., 11-N multiplied and become results of these multiplications in an adder 103-1 to provide an output signal for a beam of the multi-beam. In contrast to 11 where the tap coefficients are adaptively updated in accordance with the channel state of signals to the adaptive antenna array to provide a single-beam output, provides the multi-beam concentrator 101 a single beam receive signal having a fixed direction using a predetermined tap coefficient, irrespective of the channel state of the signals, thus providing a plurality of beamformers 104-1 , ..., 104-P with fixed directions. In this multi-beam bundling device 101 become P-channel beams through the beamforming devices 104-1 , ..., 104-P is produced using P sets of tap coefficients, but these beams are generated to have different principal beam directions, so that all the beams G1,..., GP are normally used to cover all incoming directions, such as in FIG 23 shown. A beam having such a characteristic can be, for example, by means of a Produce Butler matrix easily. 23 shows an example of a multi-beam formed by the Butler matrix (see, for example, J. Ltva and TK Lo, "Digital Beam Forming in Wireless Communications", Artech House, Boston, London, pp. 22-34 (1996)).
Die
P-Kanal-Mehrfachstrahl-Empfangssignale G1', ..., GP', welche von der Mehrfachstrahl-Bündelungseinrichtung 101 geliefert
werden, werden durch die Korrelatoren 13-1, ..., 13-P und
die Leistungsmesseinheiten 22-1, ..., 22-P jeweils
in die Symbolsynchronisationstaktgeneratoren 23-1, 23-P eingegeben,
wodurch P Symbolsynchronisationstaktsignale erzeugt werden. Diese
P Symbolsynchronisationstaktsignale werden verwendet, um in den Abtastern 16-1,
..., 16-P aus P-Kanal-Strahl-Empfangssignalen
G1', ..., GP' P-Kanal-Abtastsignale
zu erzeugen. Jeder der Symbolsynchronisationstaktgeneratoren 23-1,
..., 23-P liefert einen Symbolsynchronisationstakt, welcher
bei einem Takt auftritt, wo die jeweilige in den Leistungsmesseinheiten 22-1,
..., 22-P gewonnene Leistungssumme auf ihrem Maximum ist,
auf eine ähnliche
Weise wie oben anhand von 4 beschrieben,
wie in 24 angegeben. In 21 sind
für jeden
Strahlkanal ein Korrelator, eine Leistungsmesseinheit, ein Symbolsynchronisationstaktgenerator
und ein Abtaster vorgesehen, aber es versteht sich, dass diese Teile
auf eine Zeitteilung anwendende Weise zwischen den Kanälen verwendet werden
können.The P-channel multibeam received signals G1 ', ..., GP', which are received from the multi-beam concentrator 101 are supplied by the correlators 13-1 , ..., 13-P and the performance measurement units 22-1 , ..., 22-P each in the symbol synchronization clock generators 23-1 . 23-P which generates P symbol synchronization clock signals. These P symbol synchronization clock signals are used to sample in the samplers 16-1 , ..., 16-P From P-channel beam received signals G1 ', ..., GP' to generate P-channel scanning signals. Each of the symbol synchronization clock generators 23-1 , ..., 23-P provides a symbol synchronization clock which occurs at a clock where the respective ones in the power measurement units 22-1 , ..., 22-P The sum of benefits gained is at its maximum, in a similar way as above 4 described as in 24 specified. In 21 For example, for each beam channel, a correlator, a power measurement unit, a symbol synchronization clock generator, and a sampler are provided, but it should be understood that these parts may be used in a time division manner between the channels.
Die
P-Kanal-Abtastsignale, welche auf diese Weise erzeugt werden, werden
in einen adaptiven Entzerrer 105 eingegeben, wo eine Entzerrungsverarbeitung
angewendet wird. Eine beispielgebende Anordnung des adaptiven Entzerrers 105,
welche in dieser Ausführungsform
verwendet wird, ist in 25 gezeigt, wo den in 10 gezeigten
Teilen entsprechende Teile durch gleiche Bezugszeichen wie die zuvor
verwendeten bezeichnet sind. P-Kanal-Abtastsignale von den Abtastern 16-1,
..., 16-P werden gewichtet und in einem linearen Kombinator 106 kombiniert,
und die Entzerrungsverarbeitung wird auf das kombinierte Signal
angewendet. Die Einzelheiten der Entzerrungsverarbeitung gleichen
weiter dem dritten Beispiel. Somit entspricht der lineare Kombinator 106 dem
in 10 gezeigten Kombinator zur Verarbeitung adaptiver
Antennenfelder 51. Abgriffkoeffizienten für den linearen
Kombinator 106 können
fest sein.The P-channel sample signals generated in this way become an adaptive equalizer 105 where equalization processing is applied. An exemplary arrangement of the adaptive equalizer 105 which is used in this embodiment is in 25 shown where the in 10 Parts shown corresponding parts by the same reference numerals as those previously used are designated. P-channel sample signals from the samplers 16-1 , ..., 16-P are weighted and in a linear combiner 106 combined, and the equalization processing is applied to the combined signal. The details of the equalization processing are similar to the third example. Thus, the linear combiner is equivalent 106 the in 10 shown combinator for processing adaptive antenna fields 51 , Tap coefficients for the linear combiner 106 can be firm.
Durch
Erkennen des Symbolsynchronisationstakts für jeden Strahl mit einer anderen
Richtung des Mehrfachstrahls ist es möglich, den Symbolsynchronisationstakt
durch Benutzen des Raumbereichs zusätzlich zum Zeitbereich zu erkennen
wie in 24 veranschaulicht. Wo die Empfangssignale zwischen
den Gruppen ankommender Wege G1, ..., GP sehr verschiedene Verzögerungszeiten
haben und räumlich
auseinanderliegen sind wie durch die Wege der in 20 gezeigten
ankommenden Signale veranschaulicht, können die Empfangssignale im Raumbereich
getrennt werden und kann der Symbolsynchronisationstakt für jedes
getrennte Empfangssignal erkannt werden, wodurch sichergestellt
wird, dass eine zufriedenstellende Übertragungsleistung erzielt
werden kann, wenn der Entzerrungsbereich des adaptiven Entzerrers 105 begrenzt
ist.By recognizing the symbol synchronization clock for each beam having a different direction of the multiple beam, it is possible to recognize the symbol synchronization clock by using the space area in addition to the time area as in FIG 24 illustrated. Where the received signals between the groups of incoming routes G1, ..., GP have very different delay times and are spatially separated as by the paths of the in 20 2, the received signals may be separated in the spatial domain and the symbol synchronization clock detected for each separate received signal, thereby ensuring that satisfactory transmission performance can be achieved when the equalization domain of the adaptive equalizer 105 is limited.
Das
Verfahren des Erzielens der Symbolsynchronisation bezüglich des
Empfangssignals jedes Strahls gemäß der Erfindung unter Verwendung
des in 21 gezeigten Mehrfachstrahl-Generators 101 kann
auf jede beliebige der oben erwähnten
Ausführungsformen
1 bis 4 angewendet werden. Wenn L Takte, welche größte Leistungssummen
liefern wie in 12 gezeigt, verwendet werden,
können
L Abtaster für
jeden der in 21 gezeigten Abtaster 16-1, ..., 16-P vorgesehen
sein. In anderen Worten, es kann eine Anordnung hergestellt werden,
welche dem Einspeisen von P Ausgangssignalen des Mehrfachstrahl-Generators 101 in
die in 15 gezeigten Eingangsklemmen 11-1,
..., 11-N gleicht, und die Anordnung des adaptiven Entzerrers 105 kann
zum Beispiel der in 16 gezeigten ähneln.The method of achieving the symbol synchronization with respect to the received signal of each beam according to the invention using the in 21 shown multi-beam generator 101 can be applied to any of the above-mentioned embodiments 1 to 4. If L clocks, which deliver the largest amount of power as in 12 shown, L samplers can be used for each of the 21 shown scanner 16-1 , ..., 16-P be provided. In other words, an arrangement can be made which feeds P output signals of the multi-beam generator 101 in the in 15 shown input terminals 11-1 , ..., 11-N equals, and the arrangement of the adaptive equalizer 105 for example, the in 16 similar to those shown.
Sechste AusführungsformSixth embodiment
Es
sei eine Kanalumgebung angenommen, in welcher Signale auf einer
Vielzahl von Wegen G1, GP ankommen wie in 26A gezeigt
und wo eines der Empfangssignale von einem Weg, G1', welches eine relativ
höhere
Empfangsleistung als die Empfangssignale G2', ..., GP' der restlichen Wege aufweist, mit einer
Zeitverschiebung gegenüber
dem Rest ankommt. In diesem Fall, wenn eine der in der ersten bis
fünften
Ausführungsform
gezeigten Anordnungen verwendet wird, wird der Symbolsynchronisationstakt
so synchronisiert, dass das Empfangssignal G1' von dem einen Weg mit einer erhöhten Leistung
innerhalb des Fenstersignals liegt und die Empfangssignale G2', ..., GP' von den restlichen
Wegen außerhalb
des Entzerrungsbereichs TAER liegen. Demzufolge
kann, obwohl die Leistung im Entzerrungsbereich TAER maximiert
ist, kein zufriedenstellender Mehrwegeführungs-Gewinn erreicht werden, weil
es nur einen einzigen Weg gibt, was dazu führt, dass in einer Schwundumgebung
keine guten Übertragungsleistungen
erreicht werden. Die sechste Ausführungsform zielt darauf ab,
in einer solchen Kanalumgebung eine gute Empfangscharakteristik
zu schaffen.Assume a channel environment in which signals arrive on a plurality of paths G1, GP as in FIG 26A and where one of the reception signals from a path 'G1', which has a relatively higher reception power than the reception signals G2 ', ..., GP' of the remaining paths, arrives with a time difference from the rest. In this case, when one of the arrangements shown in the first to fifth embodiments is used, the symbol synchronization clock is synchronized so that the reception signal G1 'from the one path with increased power is within the window signal and the reception signals G2', ... , GP 'of the remaining paths are outside the equalization range T AER . Accordingly, although the power in the equalization area T AER is maximized, a satisfactory multipath control gain can not be achieved because there is only one way, resulting in poor transmission performance in a fading environment. The sixth embodiment aims to provide a good reception characteristic in such a channel environment.
Eine
Funktionsanordnung der sechsten Ausführungsform ist in 27 gezeigt,
wo den in 12 gezeigten Teilen entsprechende
Teile durch gleiche Bezugszeichen wie die zuvor verwendeten bezeichnet
sind. Diese Ausführungsform
ist dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsmesseinheit 22,
welche in der ersten bis fünften
Ausführungsform
verwendet wird, durch eine Leistungsva rianz-Messeinheit 131 ersetzt
wird. Die Leistungsvarianz-Messeinheit 131 empfängt ein
Fenstersignal von einem Fenstersignalgenerator 21 und ein
von einer Schwellensignal-Voreinstelleinrichtung 132 geliefertes
Schwellensignal Pth, um die Leistung eines Korrelations-Ausgangssignals
für jeden
Abtastwert innerhalb des Fenstersignals zu messen. Die Messeinheit 131 enthält einen Mittelwertberechner 131a,
welcher einen Leistungsmittelwert PN berechnet,
und einen Varianzberechner 131b, welcher eine Leistungsvarianz σ2 berechnet. Die
Messeinheit 131 enthält
außerdem
einen Komparator 131c, welcher den berechneten Leistungsmittelwert
Pn mit dem Schwellensignal Pth vergleicht. K Leistungsvarianzen σ2 (wobei
K eine ganze Zahl größer als
oder gleich 2 ist), die Leistungsmittelwerten Pn entsprechen, welche
vom Komparator 131c als das Schwellensignal Pth überschreitend
ermittelt wurden und welche in steigender Reihenfolge der Varianz
gewählt
werden können,
werden selektiv an einen Varianzkomparator 131d geliefert.
Der Wert von K kann unter Berücksichtigung
des Umfangs der Hardware ermittelt werden. Bezeichnet man einen Abtastwert
eines Korrelations-Ausgangssignals, welches innerhalb des Fenstersignals
liegt, mit x(n) und die Anzahl von Abtastwerten innerhalb der Fenstersignale
mit N, wird die Varianz σ2 ermittelt als A functional arrangement of the sixth embodiment is shown in FIG 27 shown where the in 12 Parts shown corresponding parts by the same reference numerals as those previously used are designated. This embodiment is characterized in that the power measuring unit 22 , Which is used in the first to fifth embodiments, by a Leistungsva rianz-measuring unit 131 is replaced. The power variance measuring unit 131 receives a window signal from a window signal generator 21 and one of a threshold signal presetting means 132 supplied threshold signal Pth to measure the power of a correlation output signal for each sample within the window signal. The measuring unit 131 contains a mean calculator 131 , which calculates a mean power P N , and a variance calculator 131b which calculates a power variance σ 2 . The measuring unit 131 also contains a comparator 131c which compares the calculated mean power Pn with the threshold signal Pth. K power variances σ 2 (where K is an integer greater than or equal to 2) corresponding to power means Pn obtained from the comparator 131c when the threshold signal Pth has been determined to be exceeded and which can be chosen in increasing order of variance, they are selectively applied to a variance comparator 131d delivered. The value of K may be determined considering the amount of hardware. Denoting a sample of a correlation output which is within the window signal with x (n) and the number of samples within the window signals with N, the variance σ 2 is determined as
Die
Leistungsvarianz σ2, welche von der Leistungsvarianz-Messeinheit 131 geliefert
wird, wird in einen Symbolsynchronisationstaktgenerator 133 eingegeben,
welcher ein Symbolsynchronisationstaktsignal auf der Grundlage des
Takts, welcher jeder einzelnen von K Leistungsvarianzen σ2 entspricht, zum
Beispiel des Takts einer Anstiegsflanke eines entsprechenden Fenstersignals,
liefert. Zum Beispiel wenn die Varianz im Fenstersignal gleich 0
ist, bedeutet dies, dass der Weg an jedem Abtastpunkt innerhalb
des Fenstersignals eine gleichmäßige Leistung
hat, was gestattet, durch die adaptive Entzerrung einen Mehrwegeführungs-Gewinn
zu maximieren. Wenn das Symbolsynchronisationstaktsignal durch den
oben erwähnten
Prozess erzeugt wird, produzieren die Abtaster 16-1 bis 16-K Abtastsignale aus
den Empfangssignalen und werden diese Abtastsignale einem adaptiven
Entzerrer 63 zugeführt, welcher
eine Entzerrungsverarbeitung anwendet. Der adaptive Entzerrer 63 dieser
Ausführungsform kann
in ähnlicher
Weise wie der in 13 und 14 gezeigte
aufgebaut sein.The power variance σ 2 , which of the power variance measuring unit 131 is delivered into a symbol synchronization clock generator 133 which supplies a symbol synchronization clock signal based on the clock corresponding to each one of K power variances σ 2 , for example, the clock of a rising edge of a corresponding window signal. For example, if the variance in the window signal equals 0, it means that the path at each sample point within the window signal has a uniform power, allowing the adaptive equalization to maximize multipath gain. When the symbol synchronization clock signal is generated by the above-mentioned process, the samplers produce 16-1 to 16-K Sampling signals from the received signals and these sampling signals an adaptive equalizer 63 which applies equalization processing. The adaptive equalizer 63 This embodiment may be similar to that in FIG 13 and 14 shown to be constructed.
Wenn
die sechste Ausführungsform
verwendet wird, kann der Symbolsynchronisationstakt erkannt werden,
wo es innerhalb des Entzerrungsbereichs mehrere Wege gibt, selbst
obwohl die kombinierte Signalleistung nicht unbedingt bei ihrem
Maximum ist, und dies erlaubt, aufgrund des Mehrwegeführungs-Gewinns
eine gute Übertragungsleistung
in einer Schwundumgebung zu erwarten.If
the sixth embodiment
is used, the symbol synchronization clock can be detected,
where there are multiple paths within the equalization area, even
although the combined signal power is not necessarily hers
Maximum is, and this is allowed, due to multipath leadership gain
a good transmission performance
to be expected in a shrinkage environment.
Siebte AusführungsformSeventh embodiment
Eine
siebte Ausführungsform
ist in 28 gezeigt und stellt, durch
Hinzufügen
der in 27 gezeigten Leistungsvarianz-Messeinheit 131,
eine Abänderung
der in 18 gezeigten dritten Ausführungsform
dar. Während
es in der dritten Ausführungsform
zwei Symbolsynchronisations signal-Generatoren 15 und 23 (welcher
in 28 bei 62 gezeigt ist) gab, ist hier
ein dritter Symbolsynchronisationstaktgenerator 133 vorgesehen.
Ein Taktwähler 81 schaltet
zwischen den Symbolsynchronisationstaktsignalen aus den Symbolsynchronisationstaktgeneratoren 15, 62 und 133 um,
um Abtaster 16-1 bis 16-L (oder 16-K)
zu speisen. Abtaster sind in einer Anzahl vorgesehen, welche einem
größeren der
beiden Werte L und K entspricht.A seventh embodiment is in 28 shown and presents, by adding the in 27 shown power variance measuring unit 131 , a modification of the in 18 While there are in the third embodiment, two symbol synchronization signal generators 15 and 23 (which in 28 at 62 is shown), here is a third symbol synchronization clock generator 133 intended. A clock picker 81 switches between the symbol synchronization clock signals from the symbol synchronization clock generators 15 . 62 and 133 um, to samplers 16-1 to 16-L (or 16-K ) to dine. Scanners are provided in a number which corresponds to a larger of the two values L and K.
Auf
eine ähnliche
Weise wie in der dritten Ausführungsform
wird die adaptive Entzerrungsverarbeitung bei jeweiligen Synchronisationstakten
auf eine Zeitteilung anwendende Weise angewendet und wird die Auswahl,
aus welcher eines der Symbolsynchronisationstaktsignale verwendet
wird, auf der Grundlage der Kommunikationsqualität durch Steuern des Taktwählers 81 ermittelt.In a similar manner as in the third embodiment, the adaptive equalization processing is applied to timing synchronization in respective synchronization clocks, and the selection from which one of the symbol synchronization clock signals is used based on the communication quality by controlling the clock selector 81 determined.
Demzufolge
ist es möglich,
einen Symbolsynchronisationstakt zu erkennen, welcher der Ausbreitungsumgebung
angemessener ist, was eine Verbesserung der Übertragungsleistungen gestattet. Es
ist zu beachten, dass in 28 einerseits
entweder die Leistungsmesseinheit 22 oder der Leistungskomparator 61 oder
der Symbolsynchronisationstaktgenerator 62 und andererseits
die Schwellensignal-Voreinstelleinrichtung 14 und der Symbolsynchronisationstaktgenerator 15 weggelassen
werden können.As a result, it is possible to recognize a symbol synchronization clock which is more appropriate to the propagation environment, allowing an improvement in the transmission powers. It should be noted that in 28 on the one hand, either the power measuring unit 22 or the power comparator 61 or the symbol synchronization clock generator 62 and, on the other hand, the threshold signal presetting means 14 and the symbol synchronization clock generator 15 can be omitted.
Die
sechste und die siebte Ausführungsform gestatten,
einen Symbolsynchronisationstakt zu erkennen, was ermöglicht,
selbst in einer Kanalumgebung, wo Signale auf einer Vielzahl von
Wegen ankommen und einer der Wege mit einer relativ höheren Empfangsleistung
mit einer gegenüber
anderen Wegen verschobenen Zeit ankommt, einen größeren Mehrwegeführungs-Gewinn in einem adaptiven
Entzerrer zu erreichen, wodurch die Übertragungsleistungen verbessert
werden.The
allow sixth and seventh embodiments,
recognize a symbol synchronization clock, which allows
even in a channel environment, where signals on a variety of
Because of arriving and one of the ways with a relatively higher reception power
with one opposite
other ways, a greater multipath leadership gain in an adaptive
Equalizer, thereby improving transmission performance
become.
Es
versteht sich, dass das zweite Beispiel auf jede der Anordnungen
der vierten und fünften Ausführungsform
angewendet werden kann, indem der Leistungsmesseinheit 91 oder
der Leistungsvarianz-Messeinheit 131 gestattet wird, die
Leistungssumme im Fenstersignal durch einen Prozess des Abtastens
eines Korrelations-Ausgangssignals, welches innerhalb der Ausdehnung
des Fenstersignals bei einem Abtastintervall des Abtasters 16 oder
der Abtaster 16-1 bis 16-P vorliegt, zu ermitteln,
und die Leistungssumme oder die Leistungsvarianz der Abtastsignale
ermittelt wird. Außerdem
können
die dritte, die siebte, die sechste und die siebte Ausführungsform
durch Verwandeln des verwendeten adaptiven Entzerrers in eine Zeit-
und Raumentzerrungs-Anordnung,
welche die adaptive Antennenfeld Verarbeitung und die adaptive Entzerrungsverarbeitung
kombiniert wie im dritten Beispiel veranschaulicht, verändert werden.
Außerdem
kann der in 1 gezeigte herkömmliche
Symbolsynchronisationstaktgenerator 15 in der siebten und
in der fünften
Ausführungsform
verwendet werden wie es in der dritten Ausführungsform geschieht, wodurch
es möglich wird,
die beiden Symbolsynchronisationstaktsignale entsprechend der Kommunikationsqualität selektiv zu
verwenden. Wo in der sechsten und in der siebten Ausführungsform
K größer als
eins ist, kann die in 13 oder 14 veranschaulichte
adaptive Entzerrungsverarbeitung angewendet werden. Schließlich können die
sechste und die siebte Ausführungsform
auf einen Mehrfachstrahl-Empfang wie in der fünften Ausführungsform veranschaulicht
angewendet werden.It is understood that the second example can be applied to each of the arrangements of the fourth and fifth embodiments by the power measuring unit 91 or the power variance measuring unit 131 is allowed, the power sum in the window signal by a process of sampling a correlation output, wel within the extension of the window signal at a sampling interval of the scanner 16 or the scanner 16-1 to 16-P is present, to determine, and the power sum or the power variance of the scanning signals is determined. Furthermore, the third, seventh, sixth and seventh embodiments can be changed by transforming the adaptive equalizer used into a time and space equalization arrangement combining the adaptive antenna array processing and the adaptive equalization processing as illustrated in the third example. In addition, the in 1 shown conventional symbol synchronization clock generator 15 in the seventh and fifth embodiments, as is done in the third embodiment, thereby making it possible to selectively use the two symbol synchronization clock signals according to the communication quality. Where K is greater than one in the sixth and seventh embodiments, the in 13 or 14 illustrated adaptive equalization processing. Finally, the sixth and seventh embodiments can be applied to multi-beam reception as illustrated in the fifth embodiment.
Jede
der beschriebenen Ausführungsformen kann
ihre Funktion durch die Ausführung
eines Programms in einem Computer ausüben.each
the described embodiments may
their function through the execution
exercise a program in a computer.
Wie
oben beschrieben, gestattet die vorliegende Erfindung, einen Symbolsynchronisationstakt zu
erkennen, welcher eine Entzerrungsverarbeitung durch einen adaptiven
Entzerrer wirkungsvoller macht und so gestattet, die Empfangscharakteristik zu
verbessern.As
As described above, the present invention allows a symbol synchronization clock to
recognize which an equalization processing by an adaptive
Equalizer makes more effective and thus allows the reception characteristic
improve.
