DE4436295A1 - Resonator - Google Patents
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft einen Resonator, vorzugsweise einen Scheibenresonator, mit zwei vertikal übereinander angeordneten, durch eine Isolationsschicht voneinander getrennten elektrisch leitfähigen Schichten aus einem supraleitfähigen, insbesondere hochtemperatursupraleitfä higen Werkstoff, wobei eine der elektrisch leitfähigen Schichten einen durch eine umlaufende Randkante begrenz ten Grundriß aufweist und bei Beaufschlagung des Resona tors mit einer vorgewählten Resonanzfrequenz sich auf grund elektromagnetischer Schwingungen in dem Resonator in einer der Schichten Stromlinien eines elektrischen Stromes ausbilden.The invention relates to a resonator, preferably a disc resonator, with two vertically one above the other arranged by an insulation layer from each other separate electrically conductive layers from one superconductive, especially high temperature superconductivity material, one of the electrically conductive Layers bounded by a peripheral edge ten floor plan and when the Resona tors with a preselected resonance frequency due to electromagnetic vibrations in the resonator in one of the layers streamlines of an electrical Train electricity.
Derartige Resonatoren und mittels solcher Resonatoren im weiteren gebildete Bandpaßfilter bilden wichtige Bauele mente von Hochfrequenzsystemen der Kommunikations- und Radartechnik. So werden einzelne Resonatoren z. B. einge setzt um Oszillatoren zu stabilisieren, d. h. um uner wünschte schnelle Frequenzschwankungen zu reduzieren. Unter Verwendung mehrerer gekoppelter Resonatoren können Bandpaßfilter realisiert werden. Sie dienen als frequenz abhängige Zweitore zur Trennung und Kombination von Signalen unterschiedlicher spektraler Zusammensetzung. Von den vielen möglichen Einsatzfeldern von Bandpaßfil tern sind beispielhaft Empfangsfilter zur Frequenzvorse lektion und Senderkombinationsfilter in Mobilfunk-Basis stationen und Frequenzmultiplexer und Demultiplexer in Nachrichtensatelliten zu nennen.Such resonators and by means of such resonators in other bandpass filters formed form important components elements of high frequency systems of communication and Radar technology. So individual resonators z. B. turned on sets to stabilize oscillators, d. H. um un wanted to reduce rapid frequency fluctuations. Using multiple coupled resonators Bandpass filters can be realized. They serve as a frequency dependent two gates for the separation and combination of Signals of different spectral composition. Of the many possible fields of application of bandpass fil tern are exemplary reception filters for the frequency front lesson and transmitter combination filter based on mobile communications stations and frequency multiplexers and demultiplexers in Calling communications satellites.
Besondere hohe Anforderungen an die Ausführung von sol chen Resonatoren und insbesondere hieraus zusammengesetz ten Bandpaßfiltern ergeben sich, wenn der Frequenzab stand benachbarter Kanäle "sehr klein" ist, z. B. klei ner als 1% der Bandmittenfrequenz. Dies erfordert eine kleine relative Bandbreite und hohe Flankensteilheit der Filter bei gleichzeitig niedriger Einfügungsdämpfung in Bandmitte. Zur Realisierung der Filterfunktion muß in den Resonatoren des Filters eine elektromagnetische Feldenergie gespeichert werden, deren Betrag proportio nal zur eingespeisten Leistung ist und um so höher sein muß, je höher die verlangte Flankensteilheit ist. Mit der Speicherung der Feldenergie in den Resonatoren des Filters kommt es zu Verlusten, also zur Umsetzung elek tromagnetischer Energie in Wärmeenergie. Die durch Lei terverluste, dielektrische Verluste und sonstigen Verlu ste verursachten Gesamtverluste in einem Resonator wer den durch seine sogenannte Leerlaufgüte charakterisiert, welche das Verhältnis der mittleren gespeicherten Ener gie zur Verlustenergie pro Zeitperiode angibt. Je höher die verlangte Flankensteilheit der Filter ist, um so höher muß die Leerlaufgüte der verwendeten Resonatoren sein, um die unerwünschte Einfügungsdämpfung in Bandmit te hinreichend niedrig zu halten.Particularly high demands on the execution of sol Chen resonators and especially composed of them th bandpass filters result when the frequency decreases stood adjacent channels is "very small", z. B. small less than 1% of the band center frequency. This requires one small relative bandwidth and high edge steepness of the Filters with low insertion loss in Band. To implement the filter function, in the resonators of the filter an electromagnetic Field energy are stored, the amount of which is proportional nal to the input power and the higher must, the higher the required slope. With the storage of field energy in the resonators of the Filters result in losses, i.e. the implementation of elec tromagnetic energy in thermal energy. The through lei loss, dielectric loss and other loss total losses caused in a resonator who characterized by its so-called idling quality, which is the ratio of the mean stored energy specifies the energy loss per time period. The higher the required slope of the filters is so The idling quality of the resonators used must be higher to avoid the unwanted insertion loss in band to keep it low enough.
Filter, welche solch hohen Ansprüchen genügen, können bspw. aus Hohlraumresonatoren aufgebaut werden, welche jedoch sehr große Abmessungen aufweisen. So besitzt z. B. ein typischer einzelner Hohlraumresonator (H₁₀₁-Reso nanz) für 900 MHz mit einer Leerlaufgüte von QL ca. 18 000, wie sie für die Senderfilter einer Mobilfunk-Ba sisstation gefordert wird, eine Abmessung von ca. 23 × 23 × 10 cm³. Wegen der hohen Anzahl der benötigten Reso natoren führt dies zu sehr voluminösen Baugruppen. Eine Möglichkeit zur Reduktion des Volumens besteht im Ein satz von dielektrischen Resonatoren. Damit läßt sich das oben erwähnte Filter inklusive des erforderlichen Metall gehäuses typischerweise auf eine Größenordnung von ca. 10 × 10 × 10 cm³ verkleinern. Eine noch stärkere Minia turisierung kann erzielt werden, wenn planare Resonato ren in Mikrostreifenleitungstechnik, Streifenleitungs technik oder Koplanartechnik eingesetzt werden. Mikro streifenleitungsresonatoren bestehen typischerweise aus einer Isolationsschicht als Grundsubstrat mit einer Dielektrizitätszahl Epsilonr im Bereich von etwa 2 bis 25 und einer Dicke im Bereich von ca. 1/1000 bis 1/50 der Freiraumwellenlänge. Auf diese Isolationsschicht ist auf einer Seite ein elektrischer Leiter definierter Form und Größe (strukturierter Leiter), das sogenannte "Patch" aufgebracht, während die andere Seite einen unstrukturierten elektrischen Leiter, den sogenannten Grundleiter, aufweist. Um für eine vorgegebene Frequenz Resonanz zu erzielen, muß eine charakteristische Grund rißform, eine lineare Abmessung L des strukturierten Leiters je nach Schwingungstyp und gewählter Dielektrizi tätszahl des Substrats in einem bestimmten Verhältnis zur Freiraumwellenlänge stehen. Die Freiraumwellenlänge wird nach der Formel λ₀/cm = 30/(f₀/GHz) bestimmt. Für die Grundschwingungen beträgt die lineare Abmessung L bei Epsilonr ca. 2 etwa λ₀/3 und für Epsilonr ca. 25 etwa λ₀/12.Filters that meet such high demands can be constructed, for example, from cavity resonators, which, however, have very large dimensions. So z. B. a typical single cavity resonator (H₁₀₁-Reso nance) for 900 MHz with an idle quality of Q L about 18 000, as is required for the transmitter filter of a cell phone base station, a dimension of about 23 × 23 × 10 cm³ . Because of the large number of resonators required, this leads to very voluminous assemblies. One way to reduce the volume is to use dielectric resonators. Thus, the above-mentioned filter including the required metal housing can typically be reduced to an order of magnitude of approximately 10 × 10 × 10 cm³. Even greater miniaturization can be achieved if planar resonators are used in microstripline technology, stripline technology or coplanar technology. Microstrip line resonators typically consist of an insulation layer as the base substrate with a dielectric constant epsilon r in the range from about 2 to 25 and a thickness in the range from about 1/1000 to 1/50 of the free space wavelength. An electrical conductor of a defined shape and size (structured conductor), the so-called "patch", is applied to this insulation layer, while the other side has an unstructured electrical conductor, the so-called basic conductor. In order to achieve resonance for a given frequency, a characteristic basic tear shape, a linear dimension L of the structured conductor, depending on the type of vibration and selected dielectric constant of the substrate, must be in a certain ratio to the free space wavelength. The free space wavelength is determined according to the formula λ₀ / cm = 30 / (f₀ / GHz). For the basic vibration, the linear dimension L is r Epsilon about 2 about λ₀ / 3 and epsilon r about 25 about λ₀ / 12th
Bei diesen planaren Strukturen sind bei Verwendung nor mal leitender Materialien wie Kupfer oder Gold im Fre quenzbereich von ca. 500 MHz bis 15 GHz aufgrund der Leiterverluste nur Leerlaufgüten QL im Bereich von ca. 200 bis 1000 erzielbar. Damit können miniaturisierte Filter aus planaren Strukturen mit Normalleitern nur im Fall geringer Anforderung an die Flankensteilheit oder bei Tolerierung einer relativ hohen verlustbedingten Einfügungsdämpfung in Bandmitte eingesetzt werden.With these planar structures, when using normally conductive materials such as copper or gold in the frequency range from approx. 500 MHz to 15 GHz, only idle qualities Q L in the range from approx. 200 to 1000 can be achieved due to the conductor losses. This means that miniaturized filters made of planar structures with normal conductors can only be used in the case of low demands on the slope or if a relatively high loss-related insertion loss is tolerated in the middle of the band.
Heute verfügbare, epitaktisch auf einkristallinem Sub strat aufgewachsene Dünnfilme aus Hochtemperatursupralei termaterial, wie z. B. YBa₂Cu₃O₇d (kurz: YBCO) oder TBCCO weisen im Bereich von 500 MHz bis 15 GHz bei der Temperatur des flüssigen Stickstoffs (77K) um einen Faktor 8000 (bei ca. 500 MHz) bis 80 (bei ca. 15 GHz) geringere Leitungsverluste als Normalleiter bei Raumtem peratur auf und weitere Abkühlung zu noch niedrigeren Temperaturen führt zu einer weiteren Verringerung dieser Verluste. Damit können durch Verwendung von Hochtempera tursupraleitern anstelle von Normalleitern miniatur isierte Filter aus planaren Strukturen mit sehr hoher Flankensteilheit und geringer Dämpfung in Bandmitte realisiert werden.Available today, epitaxially on a single crystal sub strat grown thin films from high-temperature superpri term material, such as B. YBa₂Cu₃O₇d (short: YBCO) or TBCCO range from 500 MHz to 15 GHz at Liquid nitrogen temperature (77K) by one Factor 8000 (at approx. 500 MHz) to 80 (at approx. 15 GHz) lower line losses than normal conductors in room systems temperature up and further cooling to even lower Temperatures further reduce this Losses. This can be done by using high temperature miniature superconductors instead of normal conductors Filtered planar structures with very high Edge steepness and low damping in the middle of the band will be realized.
Dem Vorteil der geringen Leistungsverluste stehen jedoch bei supraleitenden Filterstrukturen bei hoher Stromdich te spezifische nichtlineare Effekte gegenüber, welche dazu führen, daß bislang solche Filterstrukturen nur bei kleinen Leistungen im Bereich unterhalb von etwa 100 mW geeignet sind.However, there is the advantage of low power losses with superconducting filter structures at high current density specific nonlinear effects versus which lead to such filter structures so far only at small powers in the range below about 100 mW are suitable.
Im Hinblick auf diesen Stand der Technik stellt sich der Erfindung das technische Problem, einen Resonator mit elektrisch leitfähigen Schichten aus einem supraleitfä higen Werkstoff anzugeben, welcher für eine möglichst hohe elektrische Leistung geeignet ist.In view of this state of the art Invention the technical problem with a resonator electrically conductive layers made of a superconductor to specify which material for a possible high electrical power is suitable.
Diese technische Problematik ist beim Gegenstand des Anspruches 1 gelöst, wobei darauf abgestellt ist, daß die Geometrie, insbesondere der Grundriß der einen leitfähigen Schicht (strukturierte Schicht) so gewählt ist, daß sich bei der Resonanzfrequenz in der struktu rierten Schicht im wesentlichen nur die Randkante (in einer gedachten Verlängerung) schneidende Stromlinien einstellen. Erfindungsgemäß ist erkannt worden, daß bei einem solchen Resonator Stromlinien, welche auf die Randkante zu gerichtet sind, zu einer großen Verringe rung der Verluste führen. Weiter ist erkannt worden, daß bei einer gegebenen Resonanzfrequenz eine Geometrie für einen solchen Resonator gefunden werden kann, welche zu einem für eine solche Ausrichtung bzw. einen solchen Verlauf der Stromlinien maßgebenden Schwingungstyp führt. Ausschlaggebend sind hierfür die geometrischen Parameter und hierbei wiederum insbesondere der Grundriß der strukturierten Schicht. Ein kreisförmiger Grundriß hat sich als besonders geeignet erwiesen. Wesentlich ist, daß wegen des Fehlens von parallel zur Randkante der strukturierten Schicht verlaufenden Stromlinien keine kantenbedingte Stromdichtenüberhöhung auftritt. Gegenüber bekannten Scheibenresonatoren bzw. planaren Resonatoren, deren strukturierte Schichten eine etwa gleiche Grundfläche aufweisen, jedoch andere Schwingungs typen nutzen sowie hinsichtlich der Dicke der Isolations schicht und der Dielektrizitätszahl der Isolations schicht übereinstimmen, ergibt sich bei einem erfindungs gemäßen Resonator für eine gegebene gespeicherte elektro magnetische Feldenergie eine maximale Stromdichte, die etwa um den Faktor 10 kleiner ist. Da bei einem derarti gen Resonator bei einer gegebenen supraleitenden oder hochtemperatursupraleitenden strukturierten Schicht bei gegebener Temperatur unterhalb der Sprungtemperatur ein Grenzwert der Stromdichte nicht überschritten werden kann, ohne daß die supraleitenden Eigenschaften stark abfallen, ergibt sich für den hier vorgeschlagenen Reso nator ein im Vergleich zu bekannten Resonatoren etwa um den Faktor 100 höheres Energiespeicherungsvermögen. Die Erfindung stellt mithin Mikrowellenresonatoren und -fil ter hoher Leistungsbelastbarkeit aus Hochtemperatursupra leitern zur Verfügung. Es läßt sich bei der bevorzugten kreisförmigen Geometrie der strukturierten Schicht eine rein radial verlaufende Stromdichte erzielen. Die Strom linien sind somit genau senkrecht zur kreisförmigen Randkante gerichtet. Im einzelnen kann ein kleinster Durchmesser der leitfähigen Schicht nach der FormelThis technical problem is the subject of Claim 1 solved, the focus being on that the geometry, especially the layout of some conductive layer (structured layer) selected in this way is that at the resonance frequency in the struktu layer only essentially the edge (in an imaginary extension) intersecting streamlines to adjust. According to the invention it has been recognized that at such a resonator streamlines which on the Edge edge are too directed to form a large ring lead to losses. It has also been recognized that a geometry for at a given resonance frequency such a resonator can be found which too one for such alignment or one Course of the streamlines decisive vibration type leads. The geometrical ones are decisive for this Parameters and in particular the floor plan the structured layer. A circular floor plan has proven to be particularly suitable. Essential is that because of the lack of parallel to the edge of the structured layer streamlines no edge-related current density increase occurs. Compared to known disk resonators or planar ones Resonators, the structured layers of which approx have the same footprint, but different vibrations types and with regard to the thickness of the insulation layer and the dielectric constant of the insulation layer match, results in an invention appropriate resonator for a given stored electro magnetic field energy a maximum current density that is about a factor of 10 smaller. Because with such a gene resonator for a given superconducting or high temperature superconducting structured layer given temperature below the step temperature Limit of current density must not be exceeded can without the superconducting properties strong fall, results for the proposed reso around a compared to known resonators 100 times higher energy storage capacity. The The invention therefore provides microwave resonators and filters ter high performance resilience from high temperature super leaders available. It can be in the preferred circular geometry of the structured layer a achieve purely radial current density. The stream lines are therefore exactly perpendicular to the circular Edge directed. In particular, the smallest Diameter of the conductive layer according to the formula
bestimmt werden, wobei D der gesuchte Durchmesser in Zentimeter, Epsilonr die Dielektrizitätskonstante der Isolationsschicht, f₀ die Resonanzfrequenz in GHz und die Zahl 36,6 eine gefundene Konstante ist. Auf der anderen Seite des Isolators, gegenüberliegend zu der strukturierten Schicht ist eine weitere leitfähige Schicht angeordnet, die jedoch nicht in bestimmter Weise (hinsichtlich ihres Grundrisses) ausgebildet sein muß. Hier spricht man auch von einer unstrukturierten Schicht. Geeigneterweise erstreckt sich die unstrukturie rte Schicht über die gesamte zugeordnete Fläche der Isolationsschicht, während auf der Seite der strukturier ten Schicht ein Teil der Isolationsschicht, jenseits der Randkante der strukturierten Schicht, frei liegt. Der Gesamtgrundriß des Resonators kann bspw. quadratisch sein. In einer weiteren Ausgestaltung kann auch vorgese hen sein, daß der Grundriß der strukturierten Schicht im wesentlichen kreisringförmig ist. Um bei einer vorgegebe nen Frequenz eine Resonanz mit einem Schwingungsbild mit radialen Stromlinien zu erhalten, müssen die Maße des Gesamtdurchmessers, d. h. des größten Durchmessers und die Breite eines Kreisringes geeignet gewählt werden. In grober Näherung kann die Breite eines Kreisringes nach folgender Formel bestimmt werden:be determined, where D is the searched diameter in centimeters, epsilon r is the dielectric constant of the insulation layer, f₀ the resonance frequency in GHz and the number 36.6 is a constant found. On the other side of the insulator, opposite the structured layer, there is a further conductive layer, which, however, does not have to be designed in a certain way (with regard to its layout). This is also called an unstructured layer. The unstructured layer suitably extends over the entire assigned area of the insulation layer, while on the side of the structured layer a part of the insulation layer, beyond the edge of the structured layer, is exposed. The overall layout of the resonator can be square, for example. In a further embodiment, it can also be provided that the outline of the structured layer is essentially circular. In order to obtain a resonance with a vibration pattern with radial streamlines at a predetermined frequency, the dimensions of the overall diameter, ie the largest diameter and the width of an annulus, must be selected appropriately. The width of an annulus can be roughly determined using the following formula:
Im Resonanzfall ist auch bei einem solchen Resonator analog zu dem zuvor beschriebenen Resonator die Strom dichte am inneren Rand des Kreisringes und am äußeren Rand des Kreisringes, also bei einem Radius von D/2 minus B und einem Radius von D/2 gleich Null und nimmt dazwischen, bei einem Radius von etwa D/2 minus B/2 ein Maximum an. Der weiter oben erläuterte Resonator mit kreisförmigem Grundriß der strukturierten Schicht kann für eine gegebene Frequenz kleiner ausgebildet werden als der Resonator mit kreisringförmigem Grundriß der strukturierten Schicht. Gleichwohl kann aber der Resona tor mit kreisringförmigem Grundriß der strukturierten Schicht in Einzelfällen von Vorteil sein. In weiterer Ausgestaltung kann auch vorgesehen sein, daß zwei struk turierte Schichten in unmittelbarer Übereinanderlage angeordnet sind und daß beide strukturierten Schichten auf ihren aufeinander abgewandten Breitseiten eine Isola tionsschicht aufweisen, welche ihrerseits auf ihren einander abgewandten Breitseiten eine unstrukturierte Schicht aufweisen. Diese Anordnung ergibt sich in einfa cher Weise bspw., wenn zwei Resonatoren, wie sie weiter oben beschrieben sind, mit ihren strukturierten Schich ten flächig aufeinandergelegt werden, und zwar in einer Weise, daß ihre geometrischen Mittelachsen zusammenfal len. Ein Abstand der Isolationsschichten auf ihren einan der zugewandten Breitseiten entspricht bei einer solchen Anordnung etwa der zusammengefaßten Dicke der struktu rierten Schichten zweier einzelner Resonatoren wie sie weiter oben beschrieben sind. In weiterer Ausgestaltung schlägt die Erfindung vor, daß zur Realisierung eines Bandpaßfilters eine Mehrzahl von Resonatoren in einer der zuvor beschriebenen Ausführungsformen mit jeweils einer strukturierten und einer unstrukturierten leitfähi gen Schicht vertikal übereinander angeordnet sind und eine Kopplung der Resonatoren durch fensterartige Aus nehmungen einer leitfähigen Schicht, bevorzugt der unstrukturierten Schicht, des Resonators erreicht ist. In the case of resonance is also with such a resonator analog to the resonator described above, the current density on the inner edge of the annulus and on the outer Edge of the annulus, i.e. with a radius of D / 2 minus B and a radius of D / 2 equal to zero and takes in between, at a radius of about D / 2 minus B / 2 Maximum. The resonator explained above with circular floor plan of the structured layer can be made smaller for a given frequency than the resonator with an annular plan structured layer. Nevertheless, the Resona Gate with a circular plan of the structured Layer may be advantageous in individual cases. In another Embodiment can also be provided that two struc tured layers in immediate superimposition are arranged and that both structured layers an isola on the broad sides facing away from each other tion layer, which in turn on their broad sides facing away from each other an unstructured Have layer. This arrangement results in simple cher way, for example, if two resonators as they continue are described above, with their structured layer ten are laid flat on top of each other, in one Way that their geometric central axes coincide len. A distance between the insulation layers on their on the broadside facing corresponds to one Arrangement about the combined thickness of the struktu layers of two individual resonators like them are described above. In a further embodiment the invention proposes that to implement a Bandpass filters a plurality of resonators in one the previously described embodiments with each a structured and an unstructured conductivity gene layer are arranged vertically one above the other and a coupling of the resonators through window-like out Taking a conductive layer, preferably the unstructured layer, the resonator is reached.
Eine fensterartige Ausnehmung bedeutet hier, daß die Ausnehmung der leitfähigen Schicht tiefenmäßig durch die Isolationsschicht begrenzt ist. Die Isolationsschicht verläuft also auch im Bereich der Ausnehmung in der leitfähigen Schicht durchgehend und im wesentlichen unbeeinflußt. Sie bildet den Boden der fensterartigen Ausnehmung. Eine solche Ausnehmung kann kreisförmig oder kreisringförmig gestaltet sein. Insbesondere läßt sich die gewünschte Kopplung der Resonatoren untereinander dadurch erreichen, daß bei einer kreisförmigen Ausnehm ung in einem Resonator die beiden vertikal benachbarten Resonatoren kreisringförmige Ausnehmungen aufweisen und umgekehrt. Eine Koppelstärke der Resonatoren ist durch die Abmessungen der kreisförmigen bzw. kreisringförmigen Ausnehmungen einstellbar. Die kreisringförmige Ausnehm ung wie auch die kreisförmige Ausnehmung weist bevorzugt einen Mittelpunkt auf, welcher mit dem Mittelpunkt bzw. einer geometrischen Mittelachse des Resonators insgesamt zusammenfällt. Im weiteren befinden sich die so zusammen gekoppelten Resonatoren insgesamt in einem elektrisch normalleitenden Gehäuse, das evakuiert ist. Es ist auch möglich, um eine weitere Vergrößerung der Flankensteil heit der Filter und eine Erhöhung der Dämpfung im Sperr bereich zu erhalten, "Nullstellen" der Übertragungsfunk tion bei endlichen Frequenzen einzufügen. Hierzu schlägt die Erfindung vor, daß eine Mehrzahl von Resonatoren vertikal und horizontal nebeneinander angeordnet sind, daß jeweils die vertikal übereinander angeordneten Reso natoren in einem gemeinsamen, evakuierten Gehäuse ange ordnet sind, die horizontal benachbarten Resonatoren jedoch durch eine gemeinsame Gehäusewand voneinander getrennt sind und die gemeinsame Gehäusewand von elek trisch leitfähigen Kopplungselementen durchsetzt ist. Hierbei empfiehlt es sich insbesondere, daß die Kopp lungselemente in vertikaler Beabstandung zwischen zwei horizontal benachbarten Resonatoren angeordnet sind. Die Kopplungselemente befinden sich zwischen nicht unmittel bar benachbarten Resonatoren. Neben der Kopplung verti kal benachbarter Resonatoren ist hierbei also auch eine Kopplung horizontal benachbarter, jedoch durch eine Gehäusewand getrennter Resonatoren verwirklicht. Im einzelnen ist auch bevorzugt, daß die horizontal benach barten Resonatoren höhenmäßig gleich, also einer selben horizontalen Ebene zugeordnet, angeordnet sind.A window-like recess here means that the Recess of the conductive layer through the depth Insulation layer is limited. The insulation layer thus also runs in the area of the recess in the conductive layer continuously and essentially unaffected. It forms the bottom of the window-like Recess. Such a recess can be circular or be circular. In particular, the desired coupling of the resonators to one another thereby achieve that with a circular recess the two vertically adjacent ones in a resonator Resonators have annular recesses and vice versa. A coupling strength of the resonators is through the dimensions of the circular or annular Recesses adjustable. The circular recess ung like the circular recess has preferred a center point, which with the center point or a geometric central axis of the resonator as a whole coincides. In the rest they are so together coupled resonators in one electrically normally conductive housing that is evacuated. It is also possible to further enlarge the flank part the filter and an increase in attenuation in the barrier area to get "zeros" of transmission radio tion at finite frequencies. This suggests the invention proposes that a plurality of resonators are arranged vertically and horizontally next to each other, that each of the vertically stacked Reso nators in a common, evacuated housing are arranged, the horizontally adjacent resonators but by a common housing wall from each other are separated and the common housing wall from elek trically conductive coupling elements is penetrated. It is particularly recommended that the Kopp vertical spacing between two horizontally adjacent resonators are arranged. The Coupling elements are between not immediately bar adjacent resonators. In addition to the coupling verti kal of adjacent resonators is also one Coupling horizontally adjacent, but by a Housing wall of separate resonators realized. in the individual is also preferred that the horizontally adjacent Beard resonators equal in height, so one assigned to the horizontal plane.
Nachstehend ist die Erfindung des weiteren anhand der beigefügten Zeichnung, welche jedoch lediglich Ausfüh rungsbeispiele darstellt, erläutert. Hierbei zeigt:The invention is further based on the following attached drawing, which, however, only Ausfü represents examples, explained. Here shows:
Fig. 1 einen Querschnitt durch einen Resonator mit kreisförmiger strukturierter elektrisch leitfä higer Schicht;1 shows a cross section through a resonator having circular structured electroconducting layer higer.
Fig. 2 eine Draufsicht auf den Resonator gemäß Fig. 1, mit angedeutetem Stromlinienverlauf; FIG. 2 shows a plan view of the resonator according to FIG. 1, with the indicated streamline;
Fig. 3 einen Querschnitt durch einen Resonator einer weiteren Ausführungsform, mit kreisringförmi ger strukturierter elektrisch leitfähiger Schicht;3 shows a cross section through a further embodiment of a resonator, with kreisringförmi ger structured electrically conductive layer.
Fig. 4 eine Draufsicht auf den Resonator gemäß Fig. 3, mit angedeutetem Stromlinienverlauf; FIG. 4 shows a plan view of the resonator according to FIG. 3, with the streamline curve indicated;
Fig. 5 einen Querschnitt gemäß Fig. 1 durch einen Resonator dritter Ausführungsform; . Fig. 5 is a cross-section according to Fig 1, third embodiment of a resonator;
Fig. 6 einen Längsschnitt durch den Gegenstand gemäß Fig. 5, geschnitten entlang der Linie VI-VI; Fig. 6 shows a longitudinal section through the article of Figure 5 taken along line VI-VI.
Fig. 7 einen Querschnitt durch einen Bandpaßfilter mit in einem Gehäuse vertikal übereinander angeordneten Resonatoren;7 shows a cross section through a bandpass filter having vertically above one another in a housing arranged resonators.
Fig. 8 einen Querschnitt durch den Gegenstand gemäß Fig. 7, geschnitten entlang der Linie VIII-VIII; Fig. 8 is a cross-section through the article of Figure 7 taken along line VIII-VIII.
Fig. 9 ein Ersatzschaltbild des Bandpaßfilters gemäß den Fig. 7 und 8; Fig. 9 is an equivalent circuit diagram of the bandpass filter shown in FIGS. 7 and 8;
Fig. 10 einen Querschnitt durch einen Bandpaßfilter mit horizontaler Nebeneinanderanordnung und vertikaler Übereinanderanordnung von Resonato ren. Fig. 10 shows a cross section through a bandpass filter with horizontal juxtaposition and vertical stacking of Resonato ren.
Dargestellt und beschrieben ist zunächst mit Bezug zu Fig. 1 ein Resonator 1 mit einer Isolationsschicht 3, einer oberen strukturierten leitfähigen Schicht 2 und einer unteren nicht strukturierten leitfähigen Schicht 4. Der Resonator 1 weist eine Gesamtdicke d von ca. 0,3 bis 2 mm auf. Die obere leitfähige, strukturierte Schicht 2 besitzt eine Dicke d1 von ca. 0,5 bis 1 µm und die untere leitfähige Schicht 4 etwa eine gleiche Dicke wie die Schicht 2.A resonator 1 with an insulation layer 3 , an upper structured conductive layer 2 and a lower non-structured conductive layer 4 is shown and described first with reference to FIG. 1. The resonator 1 has a total thickness d of approximately 0.3 to 2 mm. The upper conductive, structured layer 2 has a thickness d1 of approximately 0.5 to 1 μm and the lower conductive layer 4 has approximately the same thickness as the layer 2 .
Die Isolationsschicht 3 besteht aus einem einkristalli nen Substrat mit einer hohen Dielektrizitätszahl Epsi lonr. Beim Ausführungsbeispiel besteht die Isolations schicht 3 aus dem Werkstoff Lanthanaluminat mit einer Dielektrizitätszahl Epsilonr = 24.The insulation layer 3 consists of a monocrystalline substrate with a high dielectric constant epsilon r . In the exemplary embodiment, the insulation layer 3 consists of the material lanthanum aluminate with a dielectric constant epsilon r = 24.
Wesentlich ist, daß die strukturierte Schicht 2, wie insbesondere aus Fig. 2 ersichtlich ist, einen kreisför migen Grundriß mit einem Durchmesser D aufweist. Der Durchmesser D ist im Hinblick auf eine gewünschte Reso nanzfrequenz derart gewählt, daß sich in dem Resonator 1 ein - elektromagnetischer - Schwingungstypus einstellt, der zu den radial verlaufenden Stromlinien S führt, wie dies in Fig. 2 angedeutet ist. Eine Stromlinie S schnei det in einer gedachten Verlängerung die Randkante R in dem Punkt P. Beim Ausführungsbeispiel ist der Schnittwin kel bezogen auf eine Tangente an die Randkante R in dem Punkt P ein rechter Winkel. Der hochfrequente elektri sche Wechselstrom, um den es sich speziell handelt, fließt im einzelnen hauptsächlich auf der Seite der strukturierten Schicht 2, welche der Isolationsschicht 3 zugewandt ist, und zwar auch nur in einer Teilschicht der Dicke von 0,25 bis 0,35 µm. Im übrigen verläuft ent sprechend bei dem Ausführungsbeispiel auch die Stromdich te radial, und zwar im einzelnen so, daß ausgehend von einer Stromdichte Null im Mittelpunkt M eine maximale Stromdichte bei einem Radius D/4 erreicht wird und an dem Rand R der strukturierten Schicht 2 die Stromdichte wieder auf Null abfällt. Die untere, nicht strukturierte leitfähige Schicht 4 ist an den Gesamtgrundriß des Resona tors 1, der beim Ausführungsbeispiel gleichfalls kreis förmig ist, angepaßt und stimmt in ihrem Grundriß im wesentlichen mit dem Grundriß der Isolationsschicht 3 überein. Der Rand R′ ist zugleich der Rand des Resona tors 1 insgesamt.It is essential that the structured layer 2 , as can be seen in particular from FIG. 2, has a circular shape with a diameter D. The diameter D is chosen with a view to a desired resonance frequency such that an - electromagnetic - oscillation type is set in the resonator 1 , which leads to the radially extending streamlines S, as indicated in FIG. 2. A streamline S intersects in an imaginary extension the edge R in the point P. In the exemplary embodiment, the section angle is a right angle based on a tangent to the edge R in the point P. The high-frequency electrical alternating current, which is specifically, flows in particular mainly on the side of the structured layer 2 which faces the insulation layer 3 , and in fact only in a partial layer with a thickness of 0.25 to 0.35 μm . Otherwise, the current density accordingly runs radially in the exemplary embodiment, specifically in such a way that, starting from a current density of zero in the center M, a maximum current density is reached at a radius D / 4 and at the edge R of the structured layer 2 Current density drops back to zero. The lower, non-structured conductive layer 4 is adapted to the overall floor plan of the resonator 1 , which is also circular in the exemplary embodiment, and essentially corresponds in its floor plan to the floor plan of the insulation layer 3 . The edge R 'is also the edge of the resona tors 1 as a whole.
In den Fig. 3 und 4 ist eine weitere Ausführungsform des Resonators dargestellt, wobei die strukturierte Schicht 2 kreisringförmig gestaltet ist. Der Resonator 1 gemäß den Fig. 3 und 4 besitzt in gleicher Weise einen (größ ten) Durchmesser D. Darüber hinaus ist bei dieser Ausfüh rungsform die Breite B, die Breite des Kreisringes, wesentlich. Wie Fig. 4 zu entnehmen ist, stellen sie bei dieser Geometrie der strukturierten Schicht 2 radial verlaufende Stromlinien S ein, welche - in einer gedach ten Verlängerung - sowohl den (äußeren) Rand R wie den - inneren - Rand r. Wie in Fig. 2 bzgl. des Randes R erläu tert, schneiden auch bei der Ausführungsform der Fig. 3 und 4 die Stromlinien S sowohl den äußeren Rand R wie den inneren Rand r in einem rechten Winkel zu einer an den Schnittpunkt angelegten Tangente.A further embodiment of the resonator is shown in FIGS. 3 and 4, the structured layer 2 being designed in a circular shape. The resonator 1 according to FIGS. 3 and 4 has in the same way a (largest) diameter D. In addition, in this embodiment, the width B, the width of the annulus, is essential. As can be seen in FIG. 4, in this geometry of the structured layer 2 they set radially extending streamlines S which - in a thought extension - both the (outer) edge R and the - inner - edge r. As explained in FIG. 2 with respect to the edge R, the streamlines S also cut both the outer edge R and the inner edge r at a right angle to a tangent applied to the intersection point in the embodiment of FIGS. 3 and 4.
Bei der Ausführungsform der Fig. 5 ist der Resonator 5 derart sandwichartig aufgebaut, daß sich bezüglich einer Längsmittelebene E durch die strukturierte leitfähige Schicht 2 ein symmetrischer Aufbau ergibt. Dies bedeu tet, daß oberhalb und unterhalb der strukturierten Schicht 2, auf deren einander abgewandten Breitseiten, eine Isolationsschicht 3 angeordnet ist und jeweils auf den Außenseiten der gleichfalls den einander abgewandten Breitseiten der Isolationsschicht 3 weiterhin eine unstrukturierte elektrisch leitfähige Schicht 4 angeord net ist. Der Resonator 5 kann also in einfacher Weise aus zwei Resonatoren 1 gemäß den Fig. 1 bzw. 2 zusammen gesetzt werden. Die strukturierte leitfähige Schicht 2 des Resonators 5 gemäß Fig. 5 kann entsprechend auch eine doppelte Dicke aufweisen im Vergleich zu der Dicke dl der strukturierten leitfähigen Schicht 2 des Resona tors 1 gemäß den Fig. 1 bzw. 2.In the embodiment of FIG. 5, the resonator 5 is constructed in a sandwich-like manner in such a way that the structured conductive layer 2 results in a symmetrical structure with respect to a longitudinal center plane E. This means that an insulation layer 3 is arranged above and below the structured layer 2 , on the opposite broad sides thereof, and an unstructured electrically conductive layer 4 is also arranged on the outer sides of the likewise opposite broad sides of the insulation layer 3 . The resonator 5 can thus be put together in a simple manner from two resonators 1 according to FIGS. 1 and 2. The structured conductive layer 2 of the resonator 5 according to FIG. 5 can accordingly also have a double thickness in comparison to the thickness dl of the structured conductive layer 2 of the resonator 1 according to FIGS. 1 and 2.
Aus der Schnittdarstellung der Fig. 6, bei welcher die Schnittebene mit der erwähnten Längsmittelebene E zusam menfällt, ist wieder ersichtlich, daß auch hier die Stromlinien in der strukturierten leitfähigen Schicht 2 radial nach außen verlaufen. In einer gedachten Verlänge rung schneiden sie in gleicher Weise wie vorstehend in bezug zu Fig. 2 erläutert, die Randkante R. From the sectional view of FIG. 6, in which the sectional plane coincides with the aforementioned longitudinal center plane E, it can be seen again that the streamlines in the structured conductive layer 2 also extend radially outward here. In an imaginary extension they cut in the same way as explained above with reference to FIG. 2, the edge R.
Bei dem Resonator 5 der Fig. 5 und 6 handelt es sich um einen Streifenleitungsresonator, während es sich bei dem Resonator 1 der Fig. 1 und 2 um einen Mikrostreifenlei tungsresonator handelt. Wenn man, wie üblich, die Resona toren 1 bzw. 5 in ein evakuiertes normalleitendes Gehäu se einbringt, ist der Resonator 5 mit dem Vorteil verbun den, daß er die Entkopplung der erwünschten Scheibenreso nator-Resonanz von der unerwünschten Gehäuseresonanz erleichtert.The resonator 5 of FIGS. 5 and 6 is a stripline resonator, while the resonator 1 of FIGS. 1 and 2 is a microstrip line resonator. If, as usual, the resonators 1 and 5, respectively, are introduced into an evacuated normally conducting housing, the resonator 5 is connected with the advantage that it facilitates the decoupling of the desired disc resonator resonance from the undesirable housing resonance.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 7 und 8 zeigt die Zusam menschaltung mehrerer Resonatoren 1 bzw. 5 zu einem Bandpaßfilter. Die Resonatoren 6, 7, 8 und 9 sind in vertikaler Übereinanderanordnung in einem Gehäuse 10 aufgenommen, das aus einem normalleitenden Werkstoff besteht. Bspw. kann dies ein metallischer Werkstoff wie etwa Messing oder Aluminium sein. Das Gehäuse 10 ist evakuiert, wozu noch gesonderte Evakuierungsöffnungen vorgesehen sind, die aber in der Zeichnung nicht darge stellt sind. Weiter ist eine Gehäusewandung 11 von An schlüssen 12, 13 durchsetzt, um eine Kopplung nach außen zu erreichen. Die kreisförmigen Resonatoren 6 bis 8 sind jeweils randseitig in dem gleicherweise einen kreisförmigen Grundriß aufweisenden Gehäuse bzw. einer Gehäusewandung 11 eingefaßt. Hierbei ist auch die untere nicht strukturierte leitfähige Schicht 3 jeweils in der Gehäusewandung 11 eingefaßt, während der Rand R der strukturierten leitfähigen Schicht 2 in einem Abstand A zu einer Innenfläche 14 der Gehäusewand 11 angeordnet ist. Die Resonatoren 6 bis 9 besitzen jeweils einen gleichen kreisförmigen Grundriß und sind mit ihren Mit telpunkten an einer geometrischen Mittelachse 15, welche auch mit einer Mittelachse des Gehäuses 10 überein stimmt, ausgerichtet. The embodiment of FIGS. 7 and 8 shows the interconnection of several resonators 1 and 5 to a bandpass filter. The resonators 6 , 7 , 8 and 9 are accommodated in a vertical stacking arrangement in a housing 10 which consists of a normally conductive material. E.g. this can be a metallic material such as brass or aluminum. The housing 10 is evacuated, for which purpose separate evacuation openings are provided, but which are not shown in the drawing. Furthermore, a housing wall 11 of connections 12 , 13 is penetrated to achieve coupling to the outside. The circular resonators 6 to 8 are each framed on the edge in the housing or housing wall 11, which likewise has a circular plan. Here, the lower non-structured conductive layer 3 is also enclosed in the housing wall 11 , while the edge R of the structured conductive layer 2 is arranged at a distance A from an inner surface 14 of the housing wall 11 . The resonators 6 to 9 each have the same circular plan and are aligned with their center points on a geometric central axis 15 , which also coincides with a central axis of the housing 10 .
Wesentlich ist hierbei, daß in der nicht strukturierten leitfähigen Schicht 4 fensterartige Ausnehmungen 16, 17 ausgebildet sind, welche die elektromagnetische Kopplung der Resonatoren ermöglichen. Die Ausnehmungen 16 bzw. 17 sind Bereiche, in welchen die nicht strukturierte elek trisch leitfähige Schicht 4 vollkommen fehlt.It is essential here that window-like recesses 16 , 17 are formed in the non-structured conductive layer 4 , which enable the electromagnetic coupling of the resonators. The recesses 16 and 17 are areas in which the non-structured electrically conductive layer 4 is completely absent.
Während in dem Resonator 6 eine kreisförmige Ausnehmung 16 ausgebildet ist, ist in dem Resonator 7 eine kreis ringförmige Ausnehmung 17 ausgebildet und in dem Resona tor 8 wiederum eine kreisförmige Ausnehmung 16. In dem Resonator 9 ist keine Ausnehmung ausgebildet. Die Ab wechslung zwischen kreisförmigen und kreisringförmigen Ausnehmungen der jeweils vertikal benachbarten Resonato ren ist eine mögliche Ausführungsform. Darüber hinaus können auch nur kreisförmige oder nur kreisringförmige Ausnehmungen jeweils ausgebildet sein.While a circular recess 16 is formed in the resonator 6, a circular annular recess 17 is formed in the resonator 7 and a circular recess 16 in turn in the resonator 8 . No recess is formed in the resonator 9 . The alternation between circular and annular recesses of the vertically adjacent resonators is a possible embodiment. In addition, only circular or only annular recesses can be formed in each case.
Aus der Querschnittsdarstellung gemäß Fig. 8 ist wieder der kreisförmige Grundriß der strukturierten leitfähigen Schicht 2 ersichtlich.From the cross-sectional view of FIG. 8, the circular plan view of the patterned conductive layer 2 can be seen again.
Das Schwingungsverhalten des Bandpaßfilters gemäß den Fig. 7 bzw. 8 kann auch durch das Ersatzschaltbild gemäß Fig. 9 wiedergegeben werden. Der vertikale Abstand be nachbarter Mikrostreifenleitungsresonatoren und der er wähnte Abstand A von den normal leitenden Wänden des Gehäuses 10 ist so gewählt, daß die Ankopplung an Gehäu seresonanzen minimiert und damit der Einfluß von Lei tungsverlusten in den normal leitenden Wänden des Gehäu ses 10 auf die Güte der Resonatoren so klein wie möglich gehalten ist.The vibration behavior of the bandpass filter according to FIGS. 7 and 8 can also be represented by the equivalent circuit diagram according to FIG. 9. The vertical distance be neighboring microstrip line resonators and the distance A he mentioned from the normally conductive walls of the housing 10 is chosen so that the coupling to housing minimizes seron resonances and thus the influence of line losses in the normally conductive walls of the housing 10 on the quality the resonators are kept as small as possible.
In Fig. 10 ist ein Bandpaßfilter mit Nullstellen der Übertragungsfunktion dargestellt, welcher sich zunächst grundsätzlich aus zwei Gehäusen 10 gemäß Fig. 9 bzw. Fig. 8 zusammensetzt. Es ergibt sich ein Bandpaßfilter mit elliptischer Charakteristik durch parallele Verkopp lung eines Paars von gestapelten Mikrostreifenleitungsre sonatoren. FIG. 10 shows a bandpass filter with zeros of the transfer function, which is basically composed of two housings 10 according to FIG. 9 and FIG. 8. The result is a bandpass filter with an elliptical characteristic through parallel coupling of a pair of stacked microstrip re sonators.
Zusätzlich zu der Struktur eines Bandpaßfilters gemäß den Fig. 7 und 8 ist bei dem Bandpaßfilter der Fig. 10 zwischen den beiden Gehäusen 10′, 10′′ eine gemeinsame Mittelwand 18 ausgebildet, welche von Kopplungselementen 19 durchsetzt ist. Die Kopplungselemente 19 sind elek trisch leitfähige Elemente. Weiter ist von Bedeutung, daß die Kopplungselemente 19 vertikal versetzt zu zwei nebeneinander angeordneten Resonatoren 20, 21 angeordnet sind. Die Kopplungselemente 19 befinden sich in vertika ler Hinsicht zwischen zwei Resonatoren 20, 22, bzw. 21, 23. Auch befinden sich teilweise, wie aus der Zeichnung konkret ersichtlich, aufgrund der Durchsetzung der Mit telwand 18, eine Kopplungselemente 19 zwischen den Rand bereichen von jeweils vier Resonatoren 20, 21, 22, 23, von denen jeweils zwei gemeinsam in einem Gehäuse 10′ bzw. 10′′ untergebracht sind. Jedenfalls befindet sich ein Kopplungselement 19 immer oberhalb der Randbe reiche von zwei horizontal benachbarten Resonatoren (z. B. 20, 21, oder 22, 23). Darüber hinaus sind die Anschlüsse 12 bzw. 13 in dem einen bzw. dem anderen Gehäuse vorgesehen. Beide Gehäuse 10′, 10′′ sind jeweils für sich evakuiert.In addition to the structure of a bandpass filter according to FIGS. 7 and 8, a common middle wall 18 is formed in the bandpass filter of FIG. 10 between the two housings 10 ', 10 '', which is penetrated by coupling elements 19 . The coupling elements 19 are elec trically conductive elements. It is also important that the coupling elements 19 are arranged vertically offset to two resonators 20 , 21 arranged next to one another. The coupling elements 19 are located vertically between two resonators 20 , 22 and 21 , 23 . Also, there are some, as can be seen in the drawing, due to the enforcement of the middle wall 18 , a coupling elements 19 between the edge areas of four resonators 20 , 21 , 22 , 23 , two of which are common in a housing 10 'or 10 '' are housed. In any case, a coupling element 19 is always above the edge areas of two horizontally adjacent resonators (e.g. 20, 21 , or 22, 23 ). In addition, the connections 12 and 13 are provided in one and the other housing. Both housings 10 ', 10 ''are each evacuated individually.
Die in der vorstehenden Beschreibung, der Zeichnung und den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung von Bedeutung sein. Alle offenbarten Merkmale sind erfindungswesentlich. In die Offenbarung der Anmeldung wird hiermit auch der Offenbarungsinhalt der zugehörigen/beigefügten Priori tätsunterlagen (Abschrift der Voranmeldung) vollinhalt lich mit einbezogen.The in the above description, the drawing and Features of the invention disclosed in the claims can both individually and in any combination for the realization of the invention may be of importance. All the features disclosed are essential to the invention. In the disclosure of the application is hereby also the Disclosure content of the associated / attached priori full documents (copy of the pre-registration) included.
Claims (23)
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Family Applications (1)
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0883202A2 (en) * | 1997-06-04 | 1998-12-09 | Robert Bosch Gmbh | Device for filtering high frequency signals |
| DE19821382A1 (en) * | 1998-05-13 | 1999-11-25 | Bosch Gmbh Robert | Method for adjusting the resonance frequency of a ring resonator |
| DE19939401A1 (en) * | 1999-08-19 | 2001-04-12 | Karlsruhe Forschzent | Microstructure for a microwave resonator consists of a planar substrate on which a high temperature superconducting layer is deposited which is then coated with an electrically conducting layer |
-
1994
- 1994-10-11 DE DE4436295A patent/DE4436295A1/en not_active Ceased
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0883202A2 (en) * | 1997-06-04 | 1998-12-09 | Robert Bosch Gmbh | Device for filtering high frequency signals |
| EP0883202A3 (en) * | 1997-06-04 | 1999-11-03 | Robert Bosch Gmbh | Device for filtering high frequency signals |
| US6064895A (en) * | 1997-06-04 | 2000-05-16 | Robert Bosch Gmbh | Apparatus for filtering high frequency signals |
| DE19821382A1 (en) * | 1998-05-13 | 1999-11-25 | Bosch Gmbh Robert | Method for adjusting the resonance frequency of a ring resonator |
| US6373354B2 (en) | 1998-05-13 | 2002-04-16 | Robert Bosch Gmbh | Method of adjusting a resonance frequency of a ring resonator |
| DE19939401A1 (en) * | 1999-08-19 | 2001-04-12 | Karlsruhe Forschzent | Microstructure for a microwave resonator consists of a planar substrate on which a high temperature superconducting layer is deposited which is then coated with an electrically conducting layer |
| DE19939401B4 (en) * | 1999-08-19 | 2004-02-12 | Forschungszentrum Karlsruhe Gmbh | microwave |
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