DE4417785A1 - Primärseitig modulierter Hochfrequenz-DC/DC-Wandler - Google Patents
Primärseitig modulierter Hochfrequenz-DC/DC-WandlerInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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Description
Der Gegenstand der Erfindung ist eine elektronische Schaltung für die Anwendung in
der Leistungselektronik. Die Schaltung ist imstande, einen Gleichstrom in einen
sinusförmigen Wechselstrom umzuwandeln und diesen, mit Hilfe eines Wechsel
umrichters in das öffentliche Netz der Elektrizitätsversorgungsunternehmen (EVUs)
einzuspeisen oder eine Netzsinuswechselspannung zu erzeugen.
Mit dieser Schaltung können technisch einfache und betriebssichere Wandler z. B. für
- - Photovoltaikspannungswandler mit Netzkopplung
- - Unterbrechungsfreie Stromversorgungen (UVS)
- - Inverter (DC/AC-Converter)
- - mobile Wechselspannungsgeneratoren mit Batteriespeisung
aufgebaut werden.
Der Vorteil bei Anwendung als Wandler für photovoltaisch erzeugter Energie mit
Netzkopplung liegt darin, daß Photovoltaik-Solargeneratoren, bei entsprechender
Verbreitung, praktisch den gesamten Tages-Spitzenstrombedarf decken können, der in
der Zeit von Sonnenaufgang bis Nachmittag durch die Haushalte und der Industrie dem
öffentlichen Stromnetz entnommen wird.
Da in den Tageszeiten hoher Insulation von Sonnenenergie auch ein hoher Strombedarf
vorliegt könnten durch den Betrieb von Photovoltaik-Solargeneratoren
Spitzenlastkraftwerke stillgelegt und damit die Umweltemissionen solcher Anlagen
vermieden werden.
Strom aus Solarzellen, Batterien oder aus Wasserstoff-Sauerstoff Brennzellen ist
prinzipbedingt Gleichstrom. Um solche Energie in das öffentliche Netz einspeisen zu
können, muß diese vorher in einen netzsynchronen und phasenrichtigen
Sinuswechselstrom umgewandelt werden.
Die Netzeinspeisung üblicher Wechselrichter erfolgt mit Wandlern in
Niederfrequenztechnologie, die Rechteckströme in das Netz einspeisen. Diese Ströme
enthalten einen sehr hohen Oberwellenanteil, der diese Netze unnötig, zusätzlich
belastet.
In der Regel enthalten diese Lösungen aktive Netzwerke und Filter, die zusätzliche
Energieverluste erzeugen und damit den Wirkungsgrad der Gesamtanordnung
verschlechtern.
In anderen Fällen wird die Kommutierung des eingespeisten Stromes weit vor bzw. weit
nach den Nulldurchgang der Netzphase gelegt. Dies bedingt eine relativ lange
Austastlücke des speisenden Stromes im Nulldurchgang der Netzwechselspannung, damit
einen hohen Klirrfaktor und eine schlechte elektromagnetische Verträglichkeit (EMV)
mit dem gespeisten Netz.
Wandler in 50 Hz (bzw. 60 Hz) Technik sind prinzipbedingt schwer und haben große
Abmessungen.
Der Gegenstand der Erfindung ist die Schaltungstechnik von Bild 1 und schließt alle
Kombinationsmöglichkeiten der Anordnung von bereits bekannten, primärseitig
modulierten DC/DC-Wandler mit Pulsweiten- und Frequenzmodulation (PWM; FM) mit
ein, wenn diese nach dem hier vorliegenden Verfahren die Strom- und
Spannungsregelung vornehmen und darüber hinaus, mit Hilfe eines nachgeschalteten
Wechselumrichters, einen, nach diesem Prinzip geregelten, (sinusförmigen) pulsierenden
Strom in Sinusstrom umwandeln, in das öffentliche Stromnetz einspeisen oder eine
(sinusförmige) Wechselspannung erzeugen.
Die Anordnung der Leistungsschaltglieder kann hierbei beliebig sein. Die Schaltung kann
mit Leistungs-MOSFET, Isolated Gate Bipolar Transistoren (IGBT), MOS Controlled
Thyristor (MCT) oder aus einer Kombination von diesen Transistortypen aufgebaut
werden.
Unteransprüche liegen vor für:
- - Wandlerprinzip der stromgeprägten, strommittelwertgeregelten (Averange-Current- Mode Controlled) Pulsweitenmodulation mit primärseitiger Anordnung der Speicher drossel und hochfrequenter Übertragung eines (halbsinusförmig) modulierten Stromes mittels Hochfrequenzübertrager (Transformator) auf die, galvanisch getrennte, Sekundärseite bei Anwendung als DC/DC-Wandler zur Einspeisung einer (halbsinus- oder sinusförmig) pulsierender Gleichspannung in das öffentliche Stromnetz oder der Erzeugung einer (sinusförmigen) Wechselspannung.
- - Wandlerprinzip der spannungsgestützten, strommittelwertgeregelten (Averange Current-Mode Controlled) Pulsweiten- und Frequenzmodulation und hochfrequenten Übertragung eines nach diesem Prinzip modulierten Stromes mittels Hochfrequenz übertrager (Transformator) auf die, galvanisch getrennte, Sekundärseite bei Anwendung als DC/DC-Wandler im allgemeinen.
- - Pulspaketgesteuerter Wechselrichter zur Erzeugung einer (Sinus)wechselspannung und eines (Sinus)wechselstromes aus der nach dem oben beschriebenen Konzept erzeugten (sinusförmig) pulsierenden Gleichspannung.
Ein wesentlicher Bestandteil dieses Konzeptes ist die transformatorgekoppelte
Ansteuerung der Leistungsschaltglieder der Wechselrichterbrücke mit Pulspaketen hoher
Frequenz, wobei durch die Transformation des Ansteuersignales gleichzeitig die Energie
für das Ansteuern und Sperren der Leistungsschaltglieder übertragen wird.
Desweiteren ist die Art und Weise, mit der ein kontinuierliches Durchschalten und
Sperren der Leistungshalbleiter der Wechselrichterbrücke erzeugt wird, Gegenstand
dieser Erfindung.
Die durch diese Wechselrichterbrücke erzeugte Wechselspannung kann in der Frequenz
aufgrund der Art der Ansteuerung beliebig moduliert werden.
Bei phasenstarrer Kopplung des Phasendiskriminators mit der Netzwechselspannung ist
sichergestellt, daß der resultierende Wechselstrom immer phasen- und frequenzgleich zur
Netzwechselspannung verläuft.
Die maximale Phasenverschiebung in der Kommutierungsphase, d. h. beim
Nulldurchgang der Netzwechselspannung, wird fast ausschließlich von den Schaltzeiten
der verwendeten Halbleiter bestimmt.
Die Einbeziehung der bauteilprinzipbedingten parasitären Gate-Source- bzw. Gate-
Emitter-Kapazität der MOSFETs, MCTs und IGBTs in die Anordnung der Bauteile stellt
sicher, daß während der Leitphase des jeweiligen Transistors ein kontinuierlicher
Stromfluß zustandekommt.
Automatisch gegeben ist desweiteren die galvanische Entkopplung der
Ansteuerelektronik vom sekundären Leistungskreis.
Wesentlicher Bestandteil der Erfindung ist die Anordnung der Stromspiegelschaltung,
bestehend aus TS1-TS3 (und der zugehörigen diskreten Bauelemente) in Verbindung
mit dem, für die Ausgangsspannungskonstanthaltung, erforderlichen Fehlerverstärker
(ERR) der Regelrückführung. Die Stromspiegelschaltung erzeugt ein verstärktes Signal
(IR1), ein Abbild des Stromes, der durch den Widerstand R1, der Speicherdrossel L1,
den Leistungsschaltern des PWM und des HF-Übertragers fließt. Da die
Speicherdrossel L1 Bestandteil dieses Lastkreises ist hat der, über dem Shuntwiderstand
R1, strombedingt entstehende Spannungsabfall, prinzipbedingt einen zeitlich
dreieckförmigen Verlauf. Die Steilheit dieser Spannung ist u. a. proportional dem
Pulsbreitenverhältnis der Spannung im PWM-Lastkreis, wobei die dabei entstehenden
Dreieckspannung einer Gleichspannung überlagert ist.
Der Widerstand R1 kann sowohl in der Masse-Leitung, als auch hochliegend im
positiven Stromzweig liegen. Die Verhältnisse der Widerstandswerte innerhalb der
Stromspiegelschaltung zueinander bestimmen den Arbeitspunkt des verstärkten Signales
(IR1) des Laststromes.
Dieses Signal (IR1) wird am invertierenden Einganges eines Operationsverstärkers mit
dem Signal der Regelrückführung des Spannungskonstantreglers verknüpft.
Fließt ein Strom durch R1 wird das Spannungspotential am invertierenden Einganges
eines Operationsverstärkers um den Betrag der Spannung verstimmt, die über R1 als
Spannungsabfall abfällt. Dies erfolgt praktisch mit dem gleichen zeitlichen Verlauf dieses
Stromes. Die Folge der Verstimmung des Regelrückführungssignales der
Spannungsregelung führt zu einer entsprechenden Reaktion der Pulsweitenmodulations-
Steuerschaltung und der Anpassung der Signale zur Aussteuerung der Leistungsschalter
der Pulsweitenmodulation. Als Reaktion darauf verändert sich die Ausgangsspannung.
Dies wiederum verstimmt den Regelkreis, so daß der Fehlerverstärker (ERR) die
Spannung nachregelt. Durch die Reaktion des Regelkreises verändert sich der Strom im
Lastkreis, mithin der Spannungsabfall über R1. Das Spiel zwischen Strom
spiegelschaltung und Spannungsregelung beginnt von neuem. Zeitlich dominant ist
jedoch der Stromregelzweig, so daß, aufgrund des zeitlichen Verlaufes dieses Signales,
äußerst schnelle Regelzeitkonstanten erreicht werden.
Durch die Kombination dieser Effekte wird bei Verwendung dieses Konzeptes mit dem
hier vorliegenden Spannungswandler eine phasen- und amplitudenstarre Kopplung von
Strom und Spannung erreicht. Die ist erforderlich um am Ausgang des
Spannungswandlers einen sinusförmigen Verlauf von Strom und Spannung zu erzeugen.
Ein Phasendiskriminator (IC1) detektiert, in diesem Fall, die Netzwechselspannung und
erzeugt nach jedem Phasennulldurchgang die Steuersignale Phase (+) und Phase (-),
wobei das jeweilige Signal anzeigt, ob eine positive (+) oder negative (-) Halbwelle am
detektierten Netz vorliegt.
Dieses Referenzsignal kann auch beliebig anderweitig erzeugt werden.
Diese beiden Signale werden über die UND- Legikgatter IC2, IC3 und IC4 (zusätzlich
über eine Treiberschaltung hier IC5 und IC6) mit einem Rechteck-Hochfrequenzsignal
(WR-PULS) z. B. 100 kHz logisch verknüpft, so daß am Eingang der Transformatoren
TR1 und TR2 zwei Pulspakete mit, wie hier beschrieben, beispielsweise 100 kHz
anliegen.
Der Startzeitpunkt der beiden Pulspakete ist jeweils um 180° phasenverschoben, jedes
Pulspaket ist so lange wie die Halbwelle der Netzwechselspannung, der das Pulspaket
durch die logische Verknüpfung zugeordnet ist oder gleich lang wie ein anderweitig
erzeugte Referenzsignale.
Durch die Aufteilung des Transformators auf zwei Sekundärwicklungen entstehen je
Netzphase gleichzeitig zwei galvanisch getrennte Pulspakete zur Ansteuerung der beiden
Leistungstransistor-Paare. Diese zwei Transistoren sind mindestens nötig sind um eine
Stromquelle und Stromsenke für jede Halbwelle zu bilden.
Anstelle eines Transformators mit zwei getrennten Sekundärwicklungen können auch
zwei getrennte Transformatoren mit je einer Wicklung für die Primär- und Sekundärseite
verwendet werden.
Bei positiver Spannung Unetz (positive Halbwelle) werden, durch die oben beschriebene
Verknüpfung, die Transistoren TS1 und TS2 über den Transformator TR1 jeweils mit
einem eigenen Pulspaket angesteuert und dadurch leitend. Über Transistor TS1 fließt ein
positiver Strom in das Netz und vom Verbraucher über Transistor TS2 wieder zurück
zum Bezug der Spannungsquelle.
Bei negativer Spannung Unetz (negative Halbwelle) werden, durch die oben
beschriebene Verknüpfung, die Transistoren TS3 und TS4 über den Transformator TR2
jeweils mit einem eigenen Pulspaket angesteuert und dadurch leitend. Über Transistor
TS3 fließt ein positiver Strom in die andere Leitung des Netzes und vom Verbraucher
über Transistor TS4 wieder zurück zum Bezug der Spannungsquelle.
Durch die fortlaufende Wechselwirkung entsteht aus der den Wechselrichter speisenden
(z. B. sinusförmig pulsierenden) Gleichspannung eine (sinusförmige) Wechselspannung.
Für die weitere Betrachtung der Funktionsweise dieser Erfindung ist desweiteren nur
noch die Betrachtung eines Ansteuerkreises nötig, da die Ansteuerung aller vier in der
Brücke enthaltenen Leistungsschalter identisch ist. Stellvertretend für die Ansteuerung
von TS2-TS4 wird die Funktion der Ansteuerung von TS1 beschrieben.
Die Art und Weise dieser Ansteuermethode für MOSFETs und IGBTs bildet ein
wesentliches Merkmal dieser Erfindung.
Wird ein Hochfrequenzpulspaket, beginnend mit einer positiven Flanke; über die
Wicklung II des Transformators TR1 an den Eingang der Ansteuerschaltung für TS1
übertragen, so wird dieses Signal über die Diode GL1 und dem, wegen der positiven
Polarität des Ansteuersignals nun leitenden Transistor TS6, gleichgerichtet und liegt
dann als positive Spannung am Gate des Leistungsschalters TS1 an.
Bei Verwendung eines MOSFET wird prinzipbedingt die Drain-Source-Zone
niederohmig und der Transistor mithin leitend. Bei Verwendung eines IGBT wird
prinzipbedingt die Collektor-Emitter-Strecke des Transistors leitend.
Da das ansteuernde Pulspaket aber aus einer Wechselspannung (z. B. 100 kHz) besteht,
würde der Leistungsschalter TS1 mit der Frequenz dieser Wechselspannung pulsierend
schalten und damit keinen kontinuierlichen Stromfluß ermöglichen.
Durch die Anordnung der Gleichrichterdioden GL1 und GL2 und der Transistoren TS5
und TS6 wird sichergestellt, daß die parasitäre Gate-Source-Kapazität (bzw. Gate-
Emitter-Kapazität) der Leistungsschaltglieder in Verbindung mit dem Kondensator C1 als
Pufferkondensator wirkt und mit in die Gleichrichterschaltung einbezogen werden kann,
ohne daß sich die für die Gleichrichtung nötige, zusätzliche Kapazität von C1 auf das
zeitliche Schaltverhalten des Leistungsschalters TS1 negativ auswirkt.
Ändert das Referenzsignal seinen logischen Zustand (hier wechselt z. B. der
Phasendiskriminator wegen der sich ändernden Polarität der Netzspannung den logischen
Zustand beider Ausgänge) werden die Ansteuerübertrager mit entgegengesetzter Polarität
betrieben. Dies wird erreicht durch die logische Verknüpfung des Referenzsignals über
IC2-IC4 und der Anordnung der Ansteuerübertrager innerhalb der H-Brücke (IC5 und
IC6), die die Ansteuerübertrager aussteuern.
Auf der Sekundärseite entsteht ein in der Polarität entgegengesetztes Signal, so daß nun
GL2 und TS5 leitend sind. Die Spannung am Gate von TS1 wird in der Polarität negativ.
Durch das Umpolen der Ansteuerspannung von TS1 wird die gespeicherte Energie aus
der Gate-Source-Kapazität (bzw. Gate-Emitter-Kapazität) der Leistungsschaltglieder sehr
schnell ausgeräumt. Dies bewirkt jene extrem kurzen Sperrzeiten der Leistungsschalter,
die nötig sind, um sicherzustellen, daß in der Kommutierungsphase der
Wechselrichterbrücke keine Überschneidung des Stromflusses in den Leistungsschaltern
stattfindet.
Da die Ansteuerspannung in der Sperrphase von TS1 nun negativ ist wird TS1
zuverlässig gesperrt und kann keinesfalls, auch nicht kurzzeitig, wieder in den leitenden
Zustand lathen.
Durch die vorgeschriebene Schaltung wird erreicht, daß grundsätzlich nur die richtigen
Leistungsschalter (Leistungs-MOSFETs, Isolated Gate Bipolar Transistoren (IGBTs) oder
MOS Controlled Thyristor (MCTs) zum richtigen Zeitpunkt, netzsynchron und
phasenrichtig einschalten.
Mit der zeitlichen Zuordnung der Flanken der Steuersignale des Phasendiskriminators zum
Nulldurchgang der detektierten Wechselspannung kann ein Stromfluß in der
Kommutierungsphase der Transistorbrücke gezielt vermieden oder bei Bedarf sogar
gezielt erzeugt werden.
Claims (1)
- Primärseitig (strom-und Spannungs-) modulierter Hoch frequenz-DC/DC-Spannungswandler, bei welchem primär seitig eine Speicherdrossel als Bauelement einer Stromspiegelschaltung angeordnet ist, um eine hochfre quente Stromübertragung auf die (galvanisch getrennte) Sekundärseite zu erhalten für ein Einspeisen einer Gleichspannung in ein Stromnetz oder zur Erzeugung einer Wechselspannung unter Verwendung eines Wechselrichters, der für die Umwandlung eines Gleichstroms in einen Wechselstrom ausgebildet ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19944417785 DE4417785A1 (de) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | Primärseitig modulierter Hochfrequenz-DC/DC-Wandler |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19944417785 DE4417785A1 (de) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | Primärseitig modulierter Hochfrequenz-DC/DC-Wandler |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4417785A1 true DE4417785A1 (de) | 1995-11-23 |
Family
ID=6518643
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19944417785 Withdrawn DE4417785A1 (de) | 1994-05-20 | 1994-05-20 | Primärseitig modulierter Hochfrequenz-DC/DC-Wandler |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4417785A1 (de) |
-
1994
- 1994-05-20 DE DE19944417785 patent/DE4417785A1/de not_active Withdrawn
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8130 | Withdrawal | ||
8165 | Unexamined publication of following application revoked |