DE4405239B4 - Method and device for protecting turn-off power semiconductors of a resonant circuit converter against hard switching operations - Google Patents

Method and device for protecting turn-off power semiconductors of a resonant circuit converter against hard switching operations Download PDF

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Abstract

Verfahren zum Schutz von abschaltbaren Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eines Schwingkreisumrichters (6 bis 14) vor harten Schaltvorgängen, wobei jedem abschaltbaren Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eine Freilaufdiode (D1, ...,D2) elektrisch antiparallel bzw. eine Entkopplungsdiode elektrisch in Reihe geschaltet ist, wobei aus einem gemessenen Laststrom (i) bzw. Lastspannung (u) eines Schwingkreises (12, 14) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14) ein Vorzeichensignal (SVZI bzw. SVZU) generiert wird, das mit einem vorgebbaren Frequenzsignal (fT) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14) zu einem Freigabesignal (SFG1, SFG2) verknüpft wird, das Zeitbereiche (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) kennzeichnet, in denen die zugehörige Freilaufdiode stromführend bzw. die zugehörige Entkopplungsdiode stromlos ist wobei nur während dieser ermittelten Zeitbereiche (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) des generierten Freigabesignals (SFG1, SFG2) ein eintreffendes Ansteuersignal (SST1, SST2) einem Leistungshalbleiters (T1, ...,T4) weitergeleitet wird.Method for protecting turn-off power semiconductors (T1, ..., T4) of a resonant circuit converter (6 to 14) against hard switching operations, wherein each turn-off power semiconductor (T1, ..., T4) has a freewheeling diode (D1, ..., D2) electrically antiparallel or a decoupling diode is electrically connected in series, wherein from a measured load current (i) or load voltage (u) of a resonant circuit (12, 14) of the resonant circuit converter (6 to 14) a sign signal (S VZI or S VZU ) is generated, which is linked to a predetermined frequency signal (f T ) of the resonant circuit converter (6 to 14) to an enable signal (S FG1 , S FG2 ), the time ranges (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5 ) in which the associated freewheeling diode current-carrying or the associated decoupling diode is de-energized whereby only during these determined time ranges (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) of the generated enable signal (S FG1 , S FG2 ) incoming drive signal (S ST1 , S ST2 ) ei nem power semiconductor (T1, ..., T4) is forwarded.

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schutz von abschaltbaren Leistungshalbleitern eines Schwingkreisumrichters, wobei jedem abschaltbaren Leistungshalbleiter eine Freilaufdiode elektrisch antiparallel bzw. eine Entkopplungsdiode elektrisch in Reihe geschaltet ist.The This invention relates to a method and apparatus for Protection of turn-off power semiconductors of a resonant circuit, wherein Each turn-off power semiconductor, a freewheeling diode electrically antiparallel or a decoupling diode electrically connected in series is.

Im Aufsatz "Resonanzumrichter im Mittelfrequenzbereich", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "etz", Band 111 (1990), Heft 18, Seiten 948-953, sind verschiedene Resonanz-Umrichter vorgestellt. Bei den Resonanz-Umrichtern sind Schwingkreis-Wechselrichter von Quasiresonanz-Wechselrichter zu unterscheiden. Ein Schwingkreis-Wechselrichter besteht aus einer Halb- oder Vollbrückenschaltung mit zwei oder vier Leistungshalbleitern, in deren Diagonale ein Schwingkreis angeordnet ist. Die Last ist Bestandteil des Schwingkreises, wobei die elektrische Energie mit einem Hochfrequenz-Übertrager ausgekoppelt wird, oder das hochfrequente Wechselfeld direkt, beispielsweise für induktive Erwärmung, genutzt wird. Als Leistungshalbleiter finden im Schwingkreis-Wechselrichter vorzugsweise MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) Anwendung. In diesem Aufsatz sind Prinzipschaltbilder von Reihen- und Parallelschwingkreis-Umrichtern dargestellt. Der Schwingkreis wird durch Ansteuerung der abschaltbaren Leistungshalbleiter angeregt, indem jeweils diagonal gegenüberliegende Halbleiter phasengleich und die ein Zweigpaar bildenden Halbleiter gegenphasig zueinander angesteuert werden.in the Attachment "Resonance converter in the middle frequency range ", reprinted in the German magazine "etz", volume 111 (1990), Issue 18, pages 948-953, are various resonant converters presented. In the resonant inverters, resonant circuit inverters are of To distinguish quasi-resonant inverters. A resonant circuit inverter consists of a half or full bridge circuit with two or three four power semiconductors, arranged in the diagonal of a resonant circuit is. The load is part of the resonant circuit, the electrical Energy with a high-frequency transformer is decoupled, or the high-frequency alternating field directly, for example for inductive Warming, is being used. As power semiconductors find in the resonant circuit inverter preferably MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) Application. In this article, schematic diagrams of series and parallel resonant circuit inverters shown. The resonant circuit is excited by activation of the turn-off power semiconductors, by each diagonally opposite Semiconductor in phase and the branch pair forming semiconductor in phase opposition be controlled to each other.

Beim Reihenschwingkreis-Wechselrichter ergibt sich als anregende Spannung u, auch Erregerspannung genannt, über dem Schwingkreis ein rechteckförmiger Verlauf. Die Frequenz der anregenden Rechteckschwingung kann oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz des Schwingkreises liegen. Wird der Schwingkreis-Wechselrichter mit nicht abschaltbarem Leistungshalbleitern betrieben, so muß eine Arbeitsfrequenz unterhalb der Resonanzfrequenz gewählt werden. Stehen abschaltbare Leistungshalbleiter zur Verfügung, so kann der Reihenschwingkreis auch oberhalb der Resonanzfrequenz angeregt werden. Ein in diesem Bereich liegender Betriebspunkt ist vorteilhaft, da das Abschaltverhalten der Dioden nun keine Bedeutung mehr erlangt. Infolge der verminderten Schaltverluste kann die Arbeitsfrequenz bis in den Bereich einiger 100 kHz gesteigert werden. Der Strom im Leistungshalbleiter weist dann die Gestalt einer Halbschwingung auf, die beim Einschalten mit einem negativen Augenblickswert beginnt und beim Ausschalten mit einem positiven Wert endet. Das Zeitintervall, in dem der Halbleiter sich im leitenden Zustand befindet, kann daher in zwei Bereiche unterteilt werden. Im ersten Abschnitt – bis zum Nulldurchgang des Drain-Stroms – fließt ein Strom in umgekehrter Richtung durch den Halbleiter. Hierzu wird eine parallele Inversdiode benötigt, die im MOS-FET parasitär enthalten ist. Im nachfolgenden Zeitabschnitt führt der Halbleiter einen Strom in Vorwärtsrichtung.At the The series resonant circuit inverter is an exciting voltage u, also called excitation voltage, above the resonant circuit a rectangular course. The frequency of the stimulating square wave can be above or lie below the resonant frequency of the resonant circuit. Will the Oscillating-circuit inverters with non-disconnectable power semiconductors operated, so must one Working frequency can be selected below the resonance frequency. Are turn-off power semiconductors available, so the series resonant circuit be excited above the resonant frequency. One in this Range lying operating point is advantageous because the turn-off the diodes now no longer gained importance. As a result of the diminished Switching losses can reduce the working frequency to the range of some 100 kHz can be increased. The current in the power semiconductor points then the shape of a half-oscillation, which at power-up starts with a negative instantaneous value and turns off ends with a positive value. The time interval in which the semiconductor is in a conductive state, therefore, can be divided into two areas be divided. In the first section - to the zero crossing of the Drain current - a current flows in the opposite direction through the semiconductor. This will be a parallel Inverse diode needed, the parasitic in the MOSFET is included. In the subsequent period of time, the semiconductor carries a current Forward direction.

Die Schaltung des Parallelschwingkreis-Wechselrichters verhält sich analog zu der des Reihenschwingkreis-Wechselrichters. Das bedeutet, daß der Parallelschwingkreis-Wechselrichter von einer Stromquelle gespeist wird und daß die Stromrichterventile rückwärts sperrfähig sein müssen. Gegenüber dem Reihenschwingkreis-Wechselrichter sind die Strom- und Spannungsverläufe vertauscht. Mit einer Arbeitsfrequenz (Leistungsaufnahme) unterhalb der Resonanzfrequenz wird der Parallelschwingkreis-Wechselrichter unabhängig vom Abschaltverhalten der Dioden.The Circuit of the parallel resonant circuit inverter behaves analogous to that of the series resonant circuit inverter. This means that the parallel resonant circuit inverter is powered by a power source and that the power converter valves are backward disabled have to. Across from the series resonant circuit inverter, the current and voltage waveforms are reversed. With a working frequency (power consumption) below the resonance frequency the parallel resonant circuit inverter is independent of Shutdown of the diodes.

Schwingkreis-Wechselrichter werden bevorzugt im oberen Leistungsbereich benutzt, beispielsweise zum induktiven Erwärmen, Härten und Schweißen. Das Prinzip der induktiven Erwärmung findet seine Anwendung häufig bei der Leistungsübertragung auf bewegtes Heizgut. Die Wirkungsweise ist einfach. Ein magnetisches Wechselfeld erzeugt in elektrisch leitfähigem Material Wirbelströme. Die elektrischen Verluste im Heizgut bewirken dessen Erhitzung. Zur Erzeugung des magnetischen Wechselfeldes ist ein sogenannter Induktor notwendig. Er wird von einer Wechselquelle gespeist. Die übertragene Wirkleistung ist neben den genauen Lastverhältnissen (Induktor mit Heizgut) von der Erregerfrequenz abhängig. Die Wahl des Frequenzbereiches richtet sich neben Aspekten der Realisierbarkeit nach der speziellen Anwendung. Aufgrund des Stromverdrängungseffektes erzeugen hohe Frequenzen eine Erwärmung der Heizgutoberfläche. Niedrige Frequenzen haben eine große Eindringtiefe und erhitzen damit das Volumen des Materials. Ein Anwendungsbeispiel ist die Beheizung von rotierenden Walzen in Glättwerken von Papierherstellungsmaschinen.Resonant circuit inverter are preferably used in the upper power range, for example for inductive heating, hardening and welding. The principle of inductive heating finds its application frequently in the power transmission on moving Heizgut. The mode of action is simple. A magnetic one Alternating field generates eddy currents in electrically conductive material. The electrical Losses in the heating cause its heating. To generate the alternating magnetic field is a so-called inductor necessary. It is powered by an AC source. The transmitted active power is in addition to the exact load conditions (Inductor with Heizgut) depends on the excitation frequency. The Choice of the frequency range is in addition to aspects of the feasibility according to the special application. Due to the current displacement effect High frequencies generate heating of the surface of the heating material. Low Frequencies have a big one Penetration depth and thus heat the volume of the material. One Example of application is the heating of rotating rolls in calenders from papermaking machines.

Bei der induktiven Erwärmung unterliegt der Induktor vielfach einem deutlichen Verschleiß durch hohe thermische Belastung, magnetische Kräfte, Kavitation durch das Kühlwasser, chemische und elektrochemische Erosionen und anderes mehr. Auch gewaltsame Zerstörungen, bedingt durch den rauhen Betrieb, sind nicht selten. Je nach dem Schlankheitsgrad des Induktors und der Höhe der zu übertragenden Leistung kann es zu einem mehr oder weniger häufigen Induktorversagen kommen. Dieser unvermeidbare "Havariefall" stellt sich in Bezug auf die Energiequelle als Lastkurzschluß oder Lastabwurf dar. Dabei sollten keine Bauelemente der Energiequelle Schaden nehmen, die der Frequenzumformung dienen. Bleibt der Schaden auf den zerstörten Induktor beschränkt, so spricht man von einer "havariefesten Energiequelle". Für das Induktionshärten ist das ein wichtiges Gütekriterium, weil in diesem Anwendungsbereich am häufigsten mit einem Induktorausfall gerechnet werden muß und ein längerer Fertigungsstillstand am schwierigsten zu überbrücken ist.In inductive heating, the inductor is often subject to significant wear due to high thermal load, magnetic forces, cavitation by the cooling water, chemical and electrochemical erosion and more. Also violent destruction, due to the harsh operation, are not rare. Depending on the slenderness of the inductor and the amount of power to be transmitted, a more or less frequent inductor failure can occur. This unavoidable "accidental case" is related to the energy source as a load short circuit or load shedding. In this case, should not damage components of the energy source, which serve the frequency conversion. If the damage is limited to the destroyed inductor, one speaks of a "worst-case." This is an important quality criterion for induction hardening because in this area of application an inductor failure is most frequently to be expected and a longer production downtime is the most difficult to overcome.

Die Folge von Teil- oder Vollkurzschlüssen ist eine Veränderung der Induktivität und des Induktorwiderstandes, der eine Verstimmung der Resonanzfrequenz und der Dämpfung des Schwingkreises zur Folge hat. Das Überschreiten der Curie-Temperatur bei ferromagnetischen Stählen führt zum Verlust der ferromagnetischen Eigenschaften und damit zu einer erheblichen Reduzierung der Induktivität der Anordnung Induktor – Werkstück. Die Folge ist wiederum eine Verstimmung der Resonanzfrequenz des Lastkreises.The Consequence of partial or full short is a change the inductance and the inductor resistance, which detunes the resonant frequency and the damping the resonant circuit has the consequence. Exceeding the Curie temperature at ferromagnetic toughen leads to Loss of ferromagnetic properties and thus a significant Reduction of inductance the arrangement inductor - workpiece. The The consequence is again a detuning of the resonant frequency of the load circuit.

Bei Verwendung eines Resonanz-Umrichters, der in einem der beiden Grundkonzepte (Zero-Voltage-Switching (ZVS), Zero-Current-Switching (ZCS)) betrieben wird, kann das Verlassen der festgelegten Betriebsweise zu erhöhten Verlusten bis hin zur Zerstörung des Umrichters führen. Zero-Current-Switching bedeutet, daß der Halbleiter bei verschwindendem Strom abgeschaltet wird. Die Bezeichnung Zero-Voltage-Switching weist auf ein Einschalten bei verschwindender Spannung über dem Baulelement hin. Bei der obengenannten Anwendung besteht jedoch die Gefahr, daß ausgehend vom stationären Betrieb sich die Schwingkreisparameter, und damit der definierte Arbeitsbereich (z.B. überresonant oder unterresonant) verschiebt.at Using a resonant converter, in one of the two basic concepts (Zero Voltage Switching (ZVS), Zero Current Switching (ZCS)) operated Leaving the established mode of operation may lead to increased losses to the point of destruction of the inverter. Zero-current switching means that the semiconductors disappear Power is switched off. The term zero-voltage switching indicates a switch on with vanishing voltage across the Baulelement out. In the above-mentioned application, however, there is the danger that starting from stationary Operating the resonant circuit parameters, and thus the defined Workspace (e.g., supersonant or subresonant).

Bei Schwingkreis-Wechselrichtern, deren Halbleiterschalter bei Spannungsnulldurchgang an den Leistungsklemmen eingeschaltet werden (Zero-Voltage-Switching-Bedingung), soll diese Zustandsänderung möglichst schnell geschehen, da dieser Zustand unter Umständen nur sehr kurz vorliegt. Die Steuerkapazität von mittels eines elektrischen Feldes gesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleitern ist im ZVS-Mode größer als bei "hart" auf Spannung schaltenden Ventilen, was hohe Steuerströme verlangt und somit eine grundsätzlich andere Ansteuerbedingung ergibt. Liegt während des ankommenden Einschaltbefehls aufgrund einer Laständerung bzw. Fehlfunktion Spannung an einem für ZVS-Mode eingestellten Schalter an, so würde eine geflutete Freilaufdiode eines Brückenzweiges mit unverhältnismäßig hoher Geschwindigkeit abkommutiert bzw. geladene Kapazitäten, z.B. der Sperrschicht und der Verschienung, zu schnell entladen.at Oscillating-circuit inverters whose semiconductor switches are at zero voltage switched on at the power terminals (zero-voltage switching condition), should this state change preferably happen quickly, because this condition may be present only very briefly. The control capacity by means of an electric field controlled, disconnectable Power semiconductors are larger in ZVS mode than in "hard" voltage switching Valves, giving high control currents requires and therefore a fundamental other driving condition results. Lies during the incoming power-on command due to a load change or malfunction voltage on a switch set for ZVS mode on, so would a flooded freewheeling diode of a bridge branch with disproportionately high Speed commutated or charged capacities, e.g. the barrier layer and the busbar, discharge too fast.

Dies führt in Zusammenhang mit den aufbaubedingten Streuinduktivitäten des Leistungsteils zu Überspannungen mit anschließender Zerstörung der Leistungshalbleiter infolge Sperrversagens.This leads in Connection with the structure - related leakage inductances of the Power unit to overvoltages with following destruction the power semiconductor due to blocking failure.

Aus dem Aufsatz "Anwendung des Dual-Thyristor-Prinzips in HF-Speisequellen für die Induktionserwärmung", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "Elektrowärme International", 49 (1991) B3-August, Seiten B118-B123, ist ein MOSFET-Umrichter bekannt, der nach dem Dual-Thyristor-Prinzip im Frequenzbereich von 270 kHz bis etwa 425 kHz mit hohem Wirkungsgrad arbeitet. Wirkungsgrad, Betriebsverhalten und Komplexität leistungselektronischer Schaltungen werden nicht nur durch den Leistungshalbleiter-Schalter, sondern meist auch durch das dynamische Verhalten der Leistungsdioden bestimmt. Aufgrund ihres guten Kommutierungsverhaltens sind deshalb Dual-Thyristor-Umrichter für moderne Speisequellen besonders geeignet. Die Transistorverluste werden in solchen Anordnungen nicht durch das Sperrverzugsverhalten der Gegendiode beeinflußt. Kennzeichnend für Dual-Thyristor-Wechselrichter sind Schalter, die je einen Transistor mit Gegendiode (auch Inversdiode genannt) und Entlastungskondensator beinhalten. Charakteri stisch für diesen Wechselrichter ist die Kommutierungsfolge Gegendiode – Transistor, wodurch der Einsatz einer Verriegelungseinrichtung ermöglicht wird, die erst dann das Einschaltsignal für den Transistor freigibt, wenn die Transistorspannung bereits einen kleinen Wert erreicht hat.Out the essay "Application of the dual thyristor principle in HF supply sources for induction heating ", printed in the DE-magazine "Elektrowärme International", 49 (1991) B3-August, Pages B118-B123, a MOSFET inverter is known which after the Dual thyristor principle in the frequency range from 270 kHz to about 425 kHz works with high efficiency. Efficiency, operating behavior and complexity Power electronic circuits are not only powered by the power semiconductor switch, but mostly by the dynamic behavior of the power diodes certainly. Because of their good Kommutierungsverhaltens are therefore Dual thyristor converter for modern food sources particularly suitable. The transistor losses are not in such arrangements by the Sperrverzugsverhalten the counter diode influences. Characteristic of Dual thyristor inverters are switches that each have a transistor with counter diode (also called inverse diode) and discharge capacitor include. Characteristic of this Inverter is the commutation series Transistor - Transistor, whereby the use of a locking device is made possible, which only then releases the turn-on signal for the transistor, if the transistor voltage has already reached a small value.

Somit schaltet der Dual-Thyristor nur dann ein, wenn an ihm annähernd keine Spannung (ZVS-Mode) ansteht. Nachteilig ist, daß für den Start des Schwingvorgangs ein zusätzlicher Startkreis benötigt wird (dadurch zusätzlicher Halbleiteraufwand), da in diesem Fall Spannung an den Schaltern anliegt. Falls infolge eines zu starken Lastwechsels des Schwingkreis-Wechselrichters der Schwingvorgang nicht ganz bis zu Spannungsnull geschieht, so stoppt ein mit Dual-Thyristoren ausgerüsteter Schwingkreis-Wechselrichter. Außerdem muß die Lastanordnung immer induktiven Charakter besitzen, da sonst der Wechselrichter blockiert.Consequently the dual thyristor will only switch on if there is almost no signal on it Voltage (ZVS mode) is present. The disadvantage is that for the start of the oscillation process an additional one Start circuit needed becomes (thereby additional Semiconductor effort), since in this case voltage at the switches is applied. If due to an excessive load change of the resonant circuit inverter the oscillation process does not happen all the way to zero voltage, so stops a resonant circuit inverter equipped with dual thyristors. Furthermore must the Load arrangement always inductive character, otherwise the Inverter blocked.

Das Dual-Thyristor-Prinzip ermöglicht den Einsatz von Leistungs-MOSFETS, wobei die in den meisten Fällen dynamisch ungünstige MOSFET-Inversdiode als Gegendiode des Schalters verwendet wird.The Dual thyristor principle allows the use of power MOSFETs, which in most cases are dynamic unfavorable MOSFET inverse diode is used as the counter diode of the switch.

In einer älteren, nicht vorveröffentlichten deutschen Patentanmeldung (P 43 37 504.9) des Anmelders ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung von abschaltbaren Leistungshalbleitern eines Resonanz-Umrichters mit angepaßter Schaltgeschwindigkeit angegeben. Dabei wird überprüft, ob eine am Leistungshalbleiter anstehende Ventilspannung vor dem Einschalten annähernd gleich Null ist. Wenn diese Ventilspannung annähernd gleich Null ist, wird der abschaltbare Leistungshalbleiter mit hoher Schaltgeschwindigkeit eingeschaltet. Ist diese Ventilspannung nicht annähernd gleich Null, so wird die Schaltgeschwindigkeit des abschaltbaren Leistungshalbleiters reduziert, so daß eine geflutete Diode nicht mit einer unverhältnismäßig hohen Geschwindigkeit abkommutiert. Somit wird gegenüber dem Dual-Thyristor-Prinzip trotz Verlassen des ZVS-Modes, bedingt durch eine Laständerung des Schwingkreises bzw. eine Fehlfunktion des Wechselrichters, der abschaltbare Leistungshalbleiter angesteuert, so daß der Resonanz-Umrichter nicht blockiert (kein Produktionsausfall, kein neuer Startvorgang).In an older, not previously published German patent application (P 43 37 504.9) of the applicant, a method and apparatus for controlling turn-off power semiconductors of a resonant converter with adapted switching speed is specified. It is checked whether a voltage present at the power semiconductor valve voltage is almost equal to zero before switching. When this valve voltage is approximately zero, the turn-off power semiconductor is turned on at a high switching speed. If this valve voltage is not nearly equal to zero, then the switching speed of the turn-off Leis reduced semiconductor device, so that a flooded diode does not abkommutiert with a disproportionately high speed. Thus, in contrast to the dual-thyristor principle, despite leaving the ZVS mode, conditioned by a load change of the resonant circuit or a malfunction of the inverter, the power semiconductor can be switched off, so that the resonant inverter is not blocked (no loss of production, no restart) ,

Neben den voranstehend erläuterten Verfahren und Vorrichtungen ist es aus S. S. Valtchev, J. B. Klaassens „Efficient Resonant Power Conversion", IEEE-Transaction on industrial electronics, Vol. 37, No. 6, December 1990, bekannt, daß es grundsätzlich möglich ist, einen Serienresonanzumrichter oberhalb und unterhalb der Resonanzfrequenz zu betreiben, wobei der Betrieb oberhalb der Resonanzfrequenz zu bevorzugen sei. Um einen solchen Betrieb oberhalb der Resonanzfrequenz in der Praxis zu ermöglichen, wird das Schalten des jeweils eingesetzten Transistors nur dann gestattet, wenn eine zum Transistor parallel geschaltete Diode Strom führt. Allerdings bleibt in diesem Zusammenhang offen, wie sich die bekannte Schaltung bei einer Störung verhält.Next the above explained Methods and devices are described in S.S. Valtchev, J.B. Klaassens "Efficient Resonant Power Conversion ", IEEE Transaction on industrial electronics, Vol. 6, December 1990, known that it in principle possible is a series resonant converter above and below the resonant frequency operate, with the operation above the resonance frequency too prefer. To such an operation above the resonance frequency to allow in practice the switching of the transistor used is only then permitted if a transistor connected in parallel to the diode current leads. However, remains open in this context, as the well-known Circuit in case of a fault behaves.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Schutz von abschaltbaren Leistungshalbleitern eines Schwingkreisumrichters vor harten Schaltvorgängen anzugeben.Of the Invention is now the object of a method and a Device for protecting turn-off power semiconductors of a resonant circuit converter specify before hard switching operations.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 5.These The object is achieved by the features of claim 1 or of claim 5.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß die Diodenleitdauer einer elektrisch antiparallel geschalteten Freilaufdiode bzw. einer elektrisch in Reihe geschalteten Entkopplungsdiode eines abschaltbaren Leistungshalbleiters ein Indiz für einen bevorstehenden harten Schaltvorgang ist. Fällt der ankommende Einschaltbefehl des abschaltbaren Leistungshalbleiters in den Zeitbereich, in dem die Freilaufdiode stromführend ist, kann normal eingeschaltet werden, da die Spannung über diesen zu schaltenden Leistungshalbleiter annähernd Null ist. Ist jedoch die Diodenleitdauer beim Eintreffen des Einschaltbefehls bereits beendet, so würde der Leistungshalbleiter hart einschalten, was unter Umständen zur Zerstörung dieses abschaltbaren Leistungshalbleiters führen könnte. Fällt ein ankommender Ausschaltbefehl des abschaltbaren Leistungshalbleiters in den Zeitbereich, in dem die Entkopplungsdiode stromlos ist, so liegt ein normaler Betriebspunkt vor, so daß ohne Bedenken die Schalthandlung ausgeführt werden kann. Ist dieser Zeitbereich bereits verstrichen, so wird der Parallelschwingkreis-Wechselrichter abhängig vom Abschaltverhalten der Entkopplungsdiode.The Invention is based on the finding that the diode conduction of a electrically antiparallel connected freewheeling diode or an electrical series-connected decoupling diode of a turn-off power semiconductor an indication for an impending hard shift is. If the incoming switch-on command fails the turn-off power semiconductor in the time domain in which the freewheeling diode energized is, can be turned on normally, as the voltage across this to be switched power semiconductor is approximately zero. But it is the diode conduction already on arrival of the switch-on ended, so would turn on the power semiconductor hard, which may cause the destruction could cause this turn-off power semiconductor. If an incoming switch-off command of the switchable power semiconductor in the time range in which the Uncoupling diode is de-energized, so is a normal operating point before, so that without hesitation executed the switching action can be. If this time range has already passed, then the parallel resonant circuit inverter depends on the turn-off behavior the decoupling diode.

Mit Hilfe des Frequenzsignals des Wechselrichters und einem generierten Vorzeichensignal eines gemessenen Laststromes (Reihenschwingkreis-Wechselrichter) bzw. einer gemessenen Lastspannung (Parallelschwingkreis-Wechselrichter) wird ein Freigabesignal erzeugt, das Zeitbereiche kennzeichnet, in denen die zum abschaltbaren Leistungshalbleiter gehörende Freilaufdiode bzw. Entkopplungsdiode stromführend bzw. stromlos ist.With Help of the frequency signal of the inverter and a generated Sign signal of a measured load current (series resonant circuit inverter) or a measured load voltage (parallel resonant circuit inverter) is generates a release signal indicating time ranges in which belonging to the turn-off power semiconductor freewheeling diode or decoupling diode energized or is de-energized.

Kommt ein Ein- bzw. Ausschaltbefehl nicht innerhalb des Freigabe-Zeitbereichs des Freigabesignals an, so wird dieser unterbunden oder verschoben, was vom Störfall abhängig ist.comes an ON or OFF command not within the release time range the enable signal, it is suppressed or moved, what about the accident dependent is.

Somit erhält man ein Verfahren, mit dem die abschaltbaren Leistungshalbleiter eines Schwingkreisumrichters vor harten Schaltvorgängen geschützt werden können, ohne dabei den Resonanz-Umrichter zu blockieren wie beim Dual-Thyristor-Prinzip.Consequently receives one a method by which the turn-off power semiconductors of a resonant circuit inverter are protected against hard switching processes can, without blocking the resonant converter as in the dual-thyristor principle.

Bei einem vorteilhaften Verfahren werden modifizierte Freigabesignale über eine vorgebbare Periodenanzahl überwacht, so daß bei Ausbleiben von ein oder mehreren modifizierten Freigabesignalen ein modifiziertes Frequenzsignal für den Schwingkreisumrichter generiert wird, wodurch der Arbeitspunkt zu höheren Frequenzen verschoben wird, so daß ein vorbestimmter Arbeitsbereich trotz Laständerungen des Schwingkreises nicht verlassen wird. Somit erhält man gleichzeitig eine einfache Arbeitspunktsteuerung.at In an advantageous method, modified release signals are transmitted via a predeterminable number of periods monitored, so that at Absence of one or more modified enable signals a modified frequency signal for the resonant circuit inverter is generated, which shifts the operating point to higher frequencies, so that one predetermined work area despite load changes of the resonant circuit will not leave. Thus receives at the same time a simple operating point control.

Zur weiteren Erläuterung wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Vorrichtung schematisch veranschaulicht sind.to further explanation Reference is made to the drawings, in which several embodiments the device according to the invention schematically are illustrated.

1 zeigt das Prinzipschaltbild einer HF-Speisequelle eines Induktors, die 1 shows the schematic diagram of an RF supply source of an inductor, the

2 zeigt einen Teil dieses Prinzipschaltbildes nach 1 näher, in den 2 shows a part of this schematic diagram after 1 closer, in the

3 und 4 sind der Strom und die Spannung eines Induktors im unterresonanten Betrieb jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, in den 3 and 4 the current and the voltage of an inductor in the subresonant operation are each shown in a diagram over the time t, in the

5 und 6 sind der Strom und die Spannung eines Induktors im überresonanten Betrieb jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, die 5 and 6 the current and the voltage of an inductor in the over-resonant operation are each shown in a diagram over the time t, the

7 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, in 7 shows a block diagram of an apparatus for performing the method according to the invention, in

8 ist eine vorteilhafte Ausführungsform (Logikschaltung) der Vorrichtung nach 7 näher dargestellt, in der 8th is an advantageous embodiment (logic circuit) of the device according to 7 shown in more detail in the

9 ist der Laststromverlauf eines Reihenschwingkreis-Wechselrichters im Normalbetrieb in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, in den 9 the load current profile of a series resonant circuit inverter is shown in normal operation in a diagram over the time t, in the

10 bis 15 sind die im Blockschaltbild gemäß 7 genannten Signale jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, in den 10 to 15 are the ones in the block diagram according to 7 These signals are each shown in a diagram over the time t, in the

16 bis 22 sind die Signalverläufe eines ersten Störfalls jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt, wobei in den 16 to 22 the waveforms of a first accident are each shown in a diagram over time t, wherein in the

23 bis 29 die Signalverläufe eines zweiten Störfalls jeweils in einem Diagramm über der Zeit t veranschaulicht sind, und die 23 to 29 the waveforms of a second accident are each illustrated in a diagram over time t, and the

30 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform (Arbeitspunktsteuerung) der Erfindung. 30 shows a block diagram of another embodiment (operating point control) of the invention.

Wie aus der 1 ersichtlich, wird aus einem Drehstromnetz 2 über einen Transformator 4 und einen steuerbaren Gleichrichter 6 eine Gleichspannung erzeugt, die in der Höhe veränderbar ist. Diese wird im Zwischenkreis 8 geglättet und gepuffert.Like from the 1 can be seen, is from a three-phase network 2 over a transformer 4 and a controllable rectifier 6 generates a DC voltage that is variable in height. This is in the DC link 8th smoothed and buffered.

Die Gleichspannung wird anschließend durch einen Hochfrequenztransistor-Umrichter 10 in eine pulsförmige Wechselspannung verwandelt und über eine Transformationsschaltung 12 einem Induktor 14 zugeführt, der im Ersatzschaltbild als Widerstand 16 und Induktivität 18 dargestellt ist. Der Lastkreis, bestehend aus der Transformationsschaltung 12 und dem Induktor 14, bildet einen Reihenschwingkreis mit 3 Energiespeichern. Als Reihenschwingkreis kann auch ein Schwingkreis gemäß der Veröffentlichung von K. Haumann, Ch. Keller und R. Sommer, abgedruckt in der DE-Zeitschrift "etz", Band 111, 1990, Heft 18, Seiten 948 bis 953, verwendet werden. Der Lastkreis kann auch wie in den zitierten Dokumenten aufgebaut sein. The DC voltage is then passed through a high frequency transistor inverter 10 transformed into a pulsed AC voltage and via a transformation circuit 12 an inductor 14 supplied in the equivalent circuit as a resistor 16 and inductance 18 is shown. The load circuit consisting of the transformation circuit 12 and the inductor 14 , forms a series resonant circuit with 3 energy stores. As a series resonant circuit, a resonant circuit according to the publication of K. Haumann, Ch. Keller and R. Sommer, reprinted in DE-magazine "etz", Volume 111, 1990, Issue 18, pages 948-953, are used. The load circuit can also be constructed as in the cited documents.

Für den gesteuerten Gleichrichter 6 und den Umrichter 10 sind Regeleinrichtungen 20 und 22 vorgesehen, denen Istwerte 24 aus dem durch Induktor 14 und Transformationsschaltung 12 gebildeten Reihenschwingkreis zugeführt werden. Neben diesen elektrischen Istwerten können auch noch andere Meßgrößen, wie zum Beispiel die Temperatur des Werkstücks usw. für die Regelung herangezogen werden.For the controlled rectifier 6 and the inverter 10 are regulatory devices 20 and 22 provided actual values 24 from the inductor 14 and transformation circuit 12 be formed formed series resonant circuit. In addition to these electrical actual values, other measured variables, such as, for example, the temperature of the workpiece, etc., can also be used for the control.

Wie der 2 zu entnehmen ist, besteht der Umrichter 10 aus zwei Brückenzweigen 26 und 28, die jeweils in jeder Brückenhälfte einen Leistungs-MOSFET (Metalloxydschicht-Feldeffekttransistor) T1 bzw. T2 und T3 bzw. T4, insbesondere einen selbstsperrenden MOSFET aufweisen. Bei kleineren Fre quenzen, beispielsweise kleiner 100 kHz, können auch Insulated-Gate-Bipolar-Transistors (IGBT) als abschaltbare Leistungshalbleiter in jeder Brückenhälfte des Umrichters 10 verwendet werden. Diese Leistungs-MOSFETs T1, ..., T4 haben jeweils eine interne Diode D1, ..., D4, auch Inversdiode genannt und weisen jeweils am Steueranschluß eine Ansteuereinrichtung 30 auf. An den Ausgangsklemmen 32 und 34 des Hochfrequenz-Umrichters 10 ist die Transformationsschaltung 12 mit ausgangsseitigem Induktor 14 angeschlossen. Der Umrichterausgangsstrom i, auch Laststrom genannt, und die Umrichterausgangsspannung u, auch Erregerspannung genannt, sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t für den unterresonanten Betrieb (φ>0) in den 3 und 4 und für den überresonanten Betrieb (φ<0) in den 5 und 6 dargestellt.Again 2 can be seen, there is the inverter 10 from two bridge branches 26 and 28 each having a power MOSFET (metal oxide layer field effect transistor) T1 or T2 and T3 or T4, in particular a self-blocking MOSFET in each bridge half. For smaller frequencies, for example less than 100 kHz, insulated gate bipolar transistors (IGBTs) can also be used as turn-off power semiconductors in each bridge half of the converter 10 be used. These power MOSFETs T1,..., T4 each have an internal diode D1,..., D4, also called an inverse diode, and each have a drive device at the control connection 30 on. At the output terminals 32 and 34 of the high frequency inverter 10 is the transformation circuit 12 with output side inductor 14 connected. The converter output current i, also called load current, and the converter output voltage u, also called exciter voltage, are each in a diagram over the time t for the subresonant operation (φ> 0) in the 3 and 4 and for the over-resonant operation (φ <0) in the 5 and 6 shown.

Im unterresonanten Betrieb liegt eine kapazitive Phase (φ>0) zwischen Umrichterausgangsspannung u und Laststrom i vor. Bei dieser kapazitiven Phasenverschiebung endet die Stromleitung mit einem Diodenstrom iD1 bzw. iD2. Die Kommutierungsfolge Transistor – Gegendiode ist für diese kapazitive Phasenverschiebung charakteristisch, wobei die Gegendiode in der Literatur häufig auch als Inversdiode bezeichnet wird. In dieser Betriebsart müssen die Inversdioden D1, D2 bzw. D3, D4 der gegenüberliegenden Leistungs-MOSFETs T1, T2 bzw. T3, T4 jeweils eines Brückenzweiges abkommutiert werden.In the subresonant mode, there is a capacitive phase (φ> 0) between converter output voltage u and load current i. In this capacitive phase shift, the power line ends with a diode current i D1 or i D2 . The commutation sequence Transistor - Gegendiode is characteristic of this capacitive phase shift, the counter diode is often referred to in the literature as inverse diode. In this mode of operation, the inverse diodes D1, D2 or D3, D4 of the opposing power MOSFETs T1, T2 and T3, T4, respectively, of a bridge branch must be commutated.

In einem Brückenzweig am Spannungszwischenkreis 8 bedeutet das schnelle Schalten auf eine geflutete Diode oft zerstörerische Überspannungen an den Leistungshalbleitern, hervorgerufen durch den Rückstromabriß der abkommutierten Diode und den parasitären Anschlußinduktivitäten des Leistungshalbleiters und der Streuinduktivität der Verschienung. Durch diesen Sachverhalt werden Leistungsschalter und Dioden in ihrem Betriebsbereich erheblich eingeschränkt, da die interne Diode auch bei FREDFETs halbleitertechnologisch ein schlechtes Abrißverhalten zeigt. Selbst extrem kurzzeitiges Überschreiten der höchstzulässigen Ventil-Spannung hat den Ausfall des Bauelementes zur Folge.In a bridge branch at the voltage intermediate circuit 8th Fast switching to a flooded diode often means destructive overvoltages on the power semiconductors, caused by the reverse stalling of the commutated diode and the parasitic terminal inductances of the power semiconductor and the stray inductance of the busbar. Due to this situation, circuit breakers and diodes are considerably restricted in their operating range, since the internal diode also exhibits a poor breakdown behavior in semiconductor technology with FREDFETs. Even extremely short-term exceeding of the maximum permissible valve voltage results in the failure of the component.

Im überresonanten Betrieb liegt eine induktive Phase (φ<0) zwischen Umrichterausgangsspannung u und Laststrom i vor. Bei dieser induktiven Phasenverschiebung beginnt die Stromleitung mit einem Diodenstrom iD1 bzw. iD2. Die Kommutierungsfolge Inversdiode – zugehöriger Transistor ist für diese induktive Phasenverschiebung charakteristisch. In dieser Betriebsart, auch Zero-Voltage-Switch (ZVS-)Mode genannt, kommutiert der Strom von einer Inversdiode auf den zugehörigen Transistor, wodurch ein Diodenabriß mit seinen Folgen nicht mehr auftritt.In over-resonant operation, there is an inductive phase (φ <0) between converter output voltage u and load current i. In this inductive phase shift, the power line begins with a diode current i D1 or i D2 . The commutation sequence inverse diode - associated transistor is characteristic of this inductive phase shift. In this operating mode, also zero-voltage switch (ZVS) mode, the current commutates from an inverse diode to the associated transistor, whereby a diode break with its consequences no longer occurs.

Die 7 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung 36 zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Diese Vorrichtung 36 besteht aus einer Einrichtung 38 zur Ermittlung eines Vorzeichensignals SVZI, einer Einrichtung 40 zur Ermittlung von Freigabesignalen SFG1 und SFG2 und einer Einrichtung 42 zur Ermittlung von Ansteuersignalen SST1 und SST2. Der Einrichtung 38 wird ein gemessener Istwert des Laststromes i des Schwingkreises 12, 14 des Reihenschwingkreis-Wechselrichter 10 zugeführt, die daraus ein Vorzeichensignal SVZI und ein inverses Vorzeichensignal S VZI generiert. Diese beiden Vorzeichensignale SVZI und S VZI, wobei nur das Vorzeichensignal SVZI in einem Diagramm über der Zeit t in der 11 für den Normalbetrieb dargestellt ist, werden der Einrichtung 40 zugeführt, der ebenfalls ein Frequenzsignal fT (10) von der Regeleinrichtung 22 des Wechselrichters 10 zugeführt wird. Außerdem werden dieser Einrichtung 40 noch die erzeugten Ansteuersignale SST1 und SST2, die jeweils an einem Ausgang der Einrichtung 42 anstehen, zugeführt. Die Einrichtung 40 erzeugt aus diesen Ein gangssignalen fT, SVZI, S VZI, SST1 und SST2 zwei Freigabesignale SFG1 und SFG2 beispielsweise für die abschaltbaren Leistungshalbleiter T1 und T2 eines Brückenzweiges 26 des Reihenschwingkreis-Wechselrichters 10. Diese in den 14 und 15 für den Normalbetrieb dargestellten Freigabesignale SFG1 und SFG2 werden der Einrichtung 42 zugeführt, an deren dritten Eingang das Frequenzsignal fT (10) von der Regeleinrichtung 22 ansteht. Diese Einrichtung 42 generiert in Abhängigkeit von seinen Eingangssignalen fT, SFG1 und SFG2 zwei Ansteuersignale SST1 und SST2, wie sie für den Normalbetrieb in den 12 und 13 jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt sind.The 7 shows a block diagram of a device 36 for carrying out the method according to the invention. This device 36 consists of a facility 38 for determining a sign signal S VZI , a device 40 for determining enable signals S FG1 and S FG2 and a device 42 for determining drive signals S ST1 and S ST2 . The device 38 becomes a measured actual value of the load current i of the resonant circuit 12 . 14 of the series resonant circuit inverter 10 supplied therefrom, a sign signal S VZI and an inverse sign signal S VZI generated. These two sign signals S VZI and S VZI , wherein only the sign signal S VZI in a diagram over the time t in the 11 is shown for normal operation, the device 40 supplied, which also has a frequency signal f T ( 10 ) from the control device 22 of the inverter 10 is supplied. In addition, this device 40 nor the generated drive signals S ST1 and S ST2 , each at an output of the device 42 pending, fed. The device 40 generated from these input signals f T , S VZI , S VZI , S ST1 and S ST2 two enable signals S FG1 and S FG2 example, for the turn-off power semiconductors T1 and T2 of a bridge branch 26 of the series resonant circuit inverter 10 , These in the 14 and 15 enable signals S FG1 and S FG2 shown for normal operation of the device 42 supplied to the third input, the frequency signal f T ( 10 ) from the control device 22 pending. This device 42 generated in response to its input signals f T , S FG1 and S FG2 two control signals S ST1 and S ST2 , as they are for normal operation in the 12 and 13 each represented in a diagram over time t.

Eine Ausführungsform der Vorrichtung 36 gemäß der 7 ist in der 8 näher dargestellt. Hierbei handelt es sich um eine Logikschaltung, die eine mögliche Ausführungsform der Vorrichtung 36 zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist. Bei dieser Ausführungsform ist die Einrichtung 38 im einzelnen nicht näher dargestellt, da für die Generierung eines Vorzeichensignals SVZI aus einem gemessenen Signal im einfachsten Fall ein Komparator verwendet werden kann. Für die Erzeugung eines inversen Vorzeichensignals S VZI wird nur noch ein invertierendes Gatter benötigt, oder man generiert das inverse Vorzeichensignal S VZI mittels eines invertierenden Komparators.An embodiment of the device 36 according to the 7 is in the 8th shown in more detail. This is a logic circuit, which is a possible embodiment of the device 36 for carrying out the method according to the invention. In this embodiment, the device 38 in detail not shown in detail, since for the generation of a sign signal S VZI from a measured signal in the simplest case, a comparator can be used. For the generation of an inverse sign signal S VZI only requires an inverting gate or one generates the inverse sign signal S VZI by means of an inverting comparator.

Wie man dieser Ausführungsform entnehmen kann, besteht die Vorrichtung 36 aus zwei gleich aufgebauten Kanälen 44 und 46, an deren Ausgängen die Ansteuersignalen SST1 und SST2 für je einen abschaltbaren Leistungshalbleiter T1 und T2 eines Brückenzweiges 26 des Schwingkreis-Wechselrichters 10 anstehen.As can be seen from this embodiment, the device consists 36 from two equal channels 44 and 46 , at the outputs of which the drive signals S ST1 and S ST2 are each for a turn-off power semiconductor T1 and T2 of a bridge branch 26 of the resonant circuit inverter 10 queue.

Jeder Kanal 44 und 46 der Vorrichtung 36 weist eingangsseitig ein UND-Gatter 48 auf, dessen Ausgang einerseits direkt und andererseits über ein einstellbares Verzögerungsglied 50 mit einem weiteren UND-Gatter 52 verknüpft ist. Dieses UND-Gatter 52 ist ausgangsseitig mit einem UND-Gatter 54 mit drei Eingängen verbunden, wobei an seinem zweiten Eingang das Frequenzsignal fT der Regeleinrichtung 22 ansteht und der dritte Eingang mit einem Ausgang eines Inverters 56 verbunden ist, der seinerseits mit dem Ausgang Q des zweiten Kanals 46 verknüpft ist. Der Ausgang des Inverters 56 ist außerdem noch mit dem eingangsseitigen UND-Gatter 48 verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 54 ist mit einem Setz-Eingang S eines Flip-Flops 58 verbunden, an dessen Ausgang Q das Ansteuersignal SST1 ansteht. Dieser Ausgang Q ist ebenso mit einem Invertierer 56 des Kanals 46 verbunden. Der Reset-Eingang R dieses Flip-Flops 58 ist mit dem Ausgang eines ODER-Gatters 60 verknüpft, an dessen einen Eingang ein Fehlersignal SF ansteht, und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang einer negativen flankengetriggerten Impulserzeugereinrichtung 62 verbunden ist, an deren Eingang das Frequenzsignal fT ansteht.Every channel 44 and 46 the device 36 has an AND gate on the input side 48 on whose output on the one hand directly and on the other hand via an adjustable delay element 50 with another AND gate 52 is linked. This AND gate 52 is output side with an AND gate 54 connected to three inputs, wherein at its second input the frequency signal f T of the control device 22 is present and the third input to an output of an inverter 56 which in turn is connected to the output Q of the second channel 46 is linked. The output of the inverter 56 is also still with the input side AND gate 48 connected. The output of the AND gate 54 is connected to a set input S of a flip-flop 58 connected to the output Q, the drive signal S ST1 is present. This output Q is also with an inverter 56 of the canal 46 connected. The reset input R of this flip-flop 58 is at the output of an OR gate 60 linked to one input of which an error signal S F is present, and whose other input is connected to the output of a negative edge-triggered pulse generator device 62 is connected, at the input of the frequency signal f T is pending.

Im Kanal 46 ist anstelle der negativen flankengetriggerten Impulserzeugereinrichtung 62 eine positiv flankengetriggerte Impulserzeugereinrichtung 64 vorgesehen. Außerdem wird das Frequenzsignal fT der Regeleinrichtung 22 im Kanal 46 der Vorrichtung 36 über einen Invertierer 66 einem Eingang des UND-Gatters zugeführt. Der Ausgang Q des Flip-Flops 58 des Kanals 44 der Vorrichtung 36 ist ebenfalls über einen Invertierer 56 einerseits mit einem Eingang des UND-Gatters 54 und andererseits mit einem Eingang des eingangsseitigen UND-Gatters 48 verknüpft.In the channel 46 is instead of the negative edge-triggered pulse generator 62 a positive flank-triggered pulse generator 64 intended. In addition, the frequency signal f T of the control device 22 in the canal 46 the device 36 via an inverter 66 supplied to an input of the AND gate. The output Q of the flip-flop 58 of the canal 44 the device 36 is also via an inverter 56 on the one hand with an input of the AND gate 54 and on the other hand with an input of the input side AND gate 48 connected.

Diese Ausführungsform ist nur aus einfachen Gattern, insbesondere aus Grundgattern UND und ODER aufgebaut, so daß bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform diese Ausfüh rungsform ohne großen Aufwand in einem programmierbaren Logikbaustein integriert ist.These embodiment is only from simple gates, especially from basic gates AND and OR, so that at a particularly advantageous embodiment of this Ausfüh tion form without huge Effort is integrated in a programmable logic device.

Das erfindungsgemäße Verfahren wird anhand dieser Ausführungsform gemäß 8 und der Signalverläufe für den Normalbetrieb gemäß den 9 bis 15 näher erläutert:
In der 9 ist der Verlauf des Laststromes i über eine Periodendauer t10-t0 dargestellt. Der Strom i wird zunächst vom abschaltbaren Leistungshalbleiter T1 des Brückenzweiges 26, der Last und des abschaltbaren Leistungshalbleiters T4 des Brückenzweiges 28 des Wechselrichters 10 geführt. Bei der Erläuterung des Verfahrens werden nur Signalverläufe von Bauelementen des Brückenzweiges 26 des Wechselrichters 10 gezeigt. In der Logikschaltung und in dem Ansteuersystem tatsächlich auftretende Laufzeiten sind der Übersichtlichkeit halber nicht dargestellt. Zum Zeitpunkt t1 wird der abschaltbare Leistungshalbleiter T1 ausgeschaltet, gekennzeichnet durch die fallende Flanke des Frequenzsignals fT (10) und den Wechsel von High-Pegel auf Low-Pegel des Ansteuersignals SST1 (12). Im Zeitbereich t4-t1 führt die Freilaufdiode D2, die elektrisch antiparallel zum abschaltbaren Leistungshalbleiter T2 geschaltet ist, den Laststrom i. Die Freilaufdiode D2 bzw. D1 kann auch im Leistungshalbleiter T2 bzw. T1 integriert sein, wobei sie dann als Reversdiode bezeichnet wird. Während dieser Diodenleitdauer t4-t1 wird das Ansteuersignal SST2 (13) generiert, wodurch der abschaltbare Leistungshalbleiter T2 einschaltet, ohne daß ein harter Schaltvorgang entsteht. Dadurch, daß die Reversdiode D2 des zu schaltenden Leistungshalbleiters T2 den Laststrom i führt, ist die Spannung über dem Leistungshalbleiter T2 annähernd gleich Null.The inventive method is based on this embodiment according to 8th and the waveforms for normal operation according to the 9 to 15 explained in more detail:
In the 9 the course of the load current i over a period t10-t0 is shown. The current i is first from the turn-off power semiconductor T1 of the bridge branch 26 , the load and the turn-off power semiconductor T4 of the bridge branch 28 of the inverter 10 guided. at the explanation of the method will only waveforms of components of the bridge branch 26 of the inverter 10 shown. In the logic circuit and in the drive system actually occurring transit times are not shown for clarity. At time t1, the turn-off power semiconductor T1 is turned off, characterized by the falling edge of the frequency signal f T ( 10 ) and the change from high level to low level of the drive signal S ST1 ( 12 ). In the time range t4-t1, the freewheeling diode D2, which is electrically connected in anti-parallel to the turn-off power semiconductor T2, leads the load current i. The freewheeling diode D2 or D1 can also be integrated in the power semiconductor T2 or T1, where it is then referred to as a reverse diode. During this diode conduction time t4-t1, the drive signal S ST2 ( FIG. 13 ), whereby the turn-off power semiconductor T2 turns on, without a hard switching process arises. Characterized in that the reverse diode D2 of the power semiconductor T2 to be switched leads the load current i, the voltage across the power semiconductor T2 is approximately equal to zero.

Zur Erzeugung des Freigabesignals SFG2 für den abschaltbaren Leistungshalbleiter T2 wird gemäß 8 das Vorzeichensi gnal SVZI und das inverse Ansteuersignal S ST1 mittels des UND-Gatters 48 verknüpft. Am Ausgang dieses UND-Gatters 48 steht nur ein High-Signal an, wenn an beiden Eingängen jeweils ein High-Signal ansteht. Dieses am Ausgang des UND-Gatters 48 anstehende High-Signal wird als Freigabesignal SFG2 bezeichnet. Dies ist nur im Zeitbereich t4-t1 erfüllt. Dieses Ausgangssignal wird einerseits direkt und andererseits verzögert dem UND-Gatter 52 zugeführt. Am Ausgang dieses UND-Gatters 52 steht ebenfalls ein High-Signal an, wenn an beiden Eingängen ein High-Signal ansteht. Dieses am Ausgang des UND-Gatters 52 anstehende High-Signal ist das um eine Verriegelungszeit ts verschobene Freigabesignal. Der 13 ist zu entnehmen, daß die Verzögerungszeit des einstellbaren Verzögerungsgliedes 50 auf einen vorgegebenen Wert (t3-t1) eingestellt ist. Wie diesen Signalverläufen zu entnehmen ist, kennzeichnet das Freigabesignal SFG2 bzw. SFG1 die Diodenleitdauer der Freilauf- bzw. Reversdiode D2 bzw. D1 des zu schaltenden Leistungshalbleiters T2 bzw. T1. Wenn die ansteigende Flanke des Ansteuersignals SST2 bzw. SST1 in die gekennzeichnete Diodenleitdauer t4-t1 bzw. t10-t8 fällt, kann der Leistungshalbleiter T2 bzw. T1 unabhängig vom Abschaltverhalten der Diode D1 oder D2 geschaltet werden.To generate the enable signal S FG2 for the turn-off power semiconductor T2 is in accordance with 8th the sign signal S VZI and the inverse drive signal S ST1 by means of the AND gate 48 connected. At the output of this AND gate 48 is only a high signal, if at both inputs in each case a high signal is pending. This at the output of the AND gate 48 Pending high signal is referred to as enable signal S FG2 . This is only fulfilled in the time range t4-t1. This output signal is on the one hand directly and on the other hand delayed the AND gate 52 fed. At the output of this AND gate 52 A high signal is also present if a high signal is present at both inputs. This at the output of the AND gate 52 pending high signal is the release signal shifted by an interlock time ts. Of the 13 can be seen that the delay time of the adjustable delay element 50 is set to a predetermined value (t3-t1). As can be seen from these signal curves, the enable signal S FG2 or S FG1 characterizes the diode conduction time of the freewheeling or reverse diode D2 or D1 of the power semiconductor T2 or T1 to be switched. When the rising edge of the drive signal S ST2 or S ST1 falls within the designated diode conduction time t4-t1 or t10-t8, the power semiconductor T2 or T1 can be switched independently of the turn-off behavior of the diode D1 or D2.

Die Signalverläufe gemäß den 16 bis 22 stellen einen ersten Störfall dar. Die 16 zeigt in einem Diagramm über der Zeit t den Stromverlauf i eines Induktors 14, der den ZVS-Mode infolge einer Parameterschwankung des Serienschwingkreises 12, 14 verlassen hat. Infolge einer Laständerung bzw. Fehlfunktion des Induktors 14 erreicht der Induktionsstrom i nicht die Amplitude im ZVS-Mode (unterbrochene Linie). Gegenüber dem ZVS-Mode verschiebt sich der Nulldurchgang des Laststromes i vom Zeitpunkt t4 zum Zeitpunkt t2. Sobald der Laststrom i sein Vorzeichen wechselt (Zeitpunkt t2), kommutiert der Strom i von der Diode D2 auf die Diode D1. Würde nun zum Zeitpunkt t3 der abschaltbare Leistungshalbleiter T2 einschalten (unterbrochene Linie in 20), so müßte die Diode D1 mit unverhältnismäßig hoher Geschwindigkeit abkommutieren (harter Schaltvorgang). Dies würde in Zusammenhang mit den aufbaubedingten Streuinduktivitäten des Leistungsteils zu Überspannungen mit anschließender Zerstörung des Leistungshalbleiters T2 infolge Sperrversagens führen.The waveforms according to the 16 to 22 represent a first accident. The 16 shows in a diagram over the time t the current waveform i of an inductor 14 , the ZVS mode due to a parameter variation of the series resonant circuit 12 . 14 has left. As a result of a load change or malfunction of the inductor 14 the induction current i does not reach the amplitude in the ZVS mode (broken line). Compared to the ZVS mode, the zero crossing of the load current i shifts from the time t4 to the time t2. As soon as the load current i changes its sign (time t2), the current i commutates from the diode D2 to the diode D1. If, at time t3, the turn-off power semiconductor T2 would then turn on (interrupted line in FIG 20 ), the diode D1 would have to commute at a disproportionately high speed (hard switching operation). This would lead to overvoltages with subsequent destruction of the power semiconductor T2 due to blocking failure in connection with the construction-related stray inductances of the power unit.

Durch die Erzeugung des Freigabesignals SFG2 (22) wird dieser harte Schaltvorgang unterbunden, da zum Zeitpunkt t3 der unter Normalbedingungen vorhandenen steigenden Flanke des Ansteuersignals SST2 kein Freigabesignal SFG2 vorhanden ist. Dadurch ist das UND-Gatter 54 gesperrt und das Flip-Flop 58 kann nicht gesetzt werden. Dadurch kann der abschaltbare Leistungshalbleiter T2 nicht einschalten, so daß der Laststrom i von der Inversdiode D1 des abschaltbaren Leistungshalbleiters T1 geführt wird.By the generation of the enable signal S FG2 ( 22 ), this hard switching operation is inhibited because at the time t3 of the present under normal conditions rising edge of the drive signal S ST2 no release signal S FG2 is present. This is the AND gate 54 locked and the flip-flop 58 can not be set. As a result, the turn-off power semiconductor T2 can not turn on, so that the load current i is guided by the inverse diode D1 of the turn-off power semiconductor T1.

In den 23 bis 29 sind Signalverläufe eines weiteren Störfalls dargestellt. Bei diesem Störfall ist der Stromverlauf des Laststromes i im Zeitbereich t1 bis t4 gleich dem Stromverlauf des Laststromes i gemäß 16. Jedoch kehrt der Laststrom i bei diesem Störungsfall nochmals sein Vorzeichen um. Dies ist auch am entsprechenden Vorzeichensignal SVZI (25) erkennbar. In der Zeit von t1 bis t8 bzw. t9 steht das inverse Frequenzsignal f T und das inverse Ansteuersignal S ST1 an den Eingängen des UND-Gatters 54 an. Am dritten Eingang dieses UND-Gatters 54 steht ein um eine Verriegelungszeit ts verkürztes Freigabesignal an. Die ansteigende Flanke des Ansteuersignals SST2 ist gleich der ansteigenden Flanke des inversen Frequenzsignals f T zuzüglich der Gatterlaufzeiten und einer Verriegelungszeit ts und steht zum Zeitpunkt t3 am UND-Gatter 54 an. Somit wird das Einschaltsignal bis zum Zeitpunkt t5 gesperrt. Zu diesem Zeitpunkt t5 beginnt infolge des Vorzeichenwechsels des Laststromes i wieder eine Diodenleitdauer der Reversdiode D2 des einzuschaltenden Leistungshalbleiters T2. Zum Zeitpunkt t6 steht am Ausgang Q des Flip-Flops 58 des Kanals 46 der Vorrichtung 36 ein Ansteuersignal SST2 an.In the 23 to 29 Signal waveforms of another accident are shown. In this fault, the current profile of the load current i in the time range t1 to t4 is equal to the current profile of the load current i according to 16 , However, the load current i reverses its sign again in this case. This is also due to the corresponding sign signal S VZI ( 25 ) recognizable. In the time from t1 to t8 or t9 is the inverse frequency signal f T and the inverse drive signal S ST1 at the inputs of the AND gate 54 at. At the third input of this AND gate 54 is an abbreviated by a lock time ts enable signal. The rising edge of the drive signal S ST2 is equal to the rising edge of the inverse frequency signal f T plus the gate delays and a lock time ts, and is at the AND gate at time t3 54 at. Thus, the turn-on signal is disabled until time t5. At this point in time t5, as a result of the change in sign of the load current i, a diode conduction duration of the reverse diode D2 of the power semiconductor T2 to be switched-on begins again. At time t6 is at the output Q of the flip-flop 58 of the canal 46 the device 36 a drive signal S ST2 .

Mittels diesem erfindungsgemäßen Schutzverfahren wird jeder einzuschaltende Leistungshalbleiter (Reihenschwingkreiswechselrichter) bzw. jeder auszuschaltende Leistungshalbleiter (Parallelschwingkreis-Wechselrichter) vor harten Schaltvorgängen geschützt, indem Ansteuersignale SST1 oder SST2 ausgeblendet bzw. die ansteigende Flanke zeitlich verschoben werden (Verkürzung des Ansteuersignals SST1 und SST2). Durch diese Verschiebung wird der Laststrom i in der zweiten Hälfte seiner Periodendauer auf die beiden Reversdioden D1 und D2 und auf den einzuschaltenden Leistungshalbleiter T2 verteilt.By means of this protective method according to the invention, each power semiconductor to be switched on (series resonant circuit inverter) or each power semiconductor (parallel resonant circuit inverter) to be switched off is protected against hard switching processes by triggering signals S ST1 or S ST2 hidden or the rising edge are shifted in time (shortening of the drive signal S ST1 and S ST2 ). As a result of this shift, the load current i is distributed in the second half of its period to the two reversing diodes D1 and D2 and to the power semiconductor T2 to be turned on.

Die 30 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, mit der die generierten Freigabesignale SFG1 und SFG2 weiterverarbeitet und ausgewertet werden. Dazu ist der Vorrichtung 36 eine Einrichtung 68 zur Generierung von modifizierten Freigabesignalen SFG1m und SFG2m nachgeschaltet, an deren weiteren Eingängen ein Verriegelungssignal Sts und ein Sicherheitszeitsignal Stx anstehen. Dieser Bearbeitungsschaltung 68 ist eine Einrichtung 70 zur Erzeugung eines modifizierten Frequenzsignals fTm nachgeschaltet. Diese Einrichtung 70 wird auch als Auswerteeinrichtung bezeichnet. In der Einrichtung 68 wird jeweils von einem Freigabesignal SFG1 und SFG2 eine einstellbare Verriegelungszeit ts und eine Sicherheitszeit tx abgezogen. Dabei umfaßt die Sicherheitszeit tx beispielsweise die Ausschaltverzögerungszeit des Leistungshalbleiters T1 bzw. T2, die Einschaltverzögerungszeit des Leistungshalbleiters T2 bzw. T1, die Gatterlaufzeiten bzw. die Laufzeiten von Signalen zwischen der Erfassung und der Verarbeitung und eine weitere Sicherheitszeit. Als modifiziertes Freigabesignal SFG1m bzw. SFG2m bleibt die über der weiteren Sicherheitszeit hinaus verbleibende Diodenleitdauer. In der Auswerteeinrichtung 70 wird überprüft, ob jeweils innerhalb einer Periode des Laststromes i ein modifiziertes Freigabesignal SFG1m bzw. SFG2m vorhanden ist. Fehlt ein modifiziertes Freigabesignal SFG1m bzw. SFG2m, so wird überprüft, ob in den folgenden Perioden modifizierte Freigabesignale SFG1m bzw. SFG2m fehlen. In Abhängigkeit der Anzahl der fehlenden modifizierten Freigabesignale SFG1m bzw. SFG2m wird das von der Regeleinrichtung 22 vorgegebene Frequenzsignal fT ersetzt durch ein modifizierte Frequenzsignal fTm, das in Abhängigkeit der Anzahl der fehlenden modifizierten Freigabesignale SFG1m bzw. SFG2m zu höheren Frequenzen verschoben wird. Somit besteht die Möglichkeit, mit Hilfe des Schutzverfahrens auch eine Arbeitspunktsteuerung vorzunehmen, so daß auf eine aufwendige Arbeitspunktregelung unter Umständen verzichtet werden kann.The 30 shows a further embodiment of the invention, with which the generated enable signals S FG1 and S FG2 further processed and evaluated. This is the device 36 An institution 68 downstream of the generation of modified enable signals S FG1m and S FG2m , at whose other inputs a locking signal S ts and a safety time signal S tx are pending. This editing circuit 68 is a facility 70 downstream of generating a modified frequency signal f Tm . This device 70 is also referred to as evaluation. In the facility 68 In each case, an adjustable locking time ts and a safety time tx are subtracted from an enable signal S FG1 and S FG2 . The safety time tx comprises, for example, the switch-off delay time of the power semiconductor T1 or T2, the switch-on delay time of the power semiconductor T2 or T1, the gate delays or the transit times of signals between the detection and the processing and a further safety time. As a modified enable signal S FG1m or S FG2m remains beyond the additional safety time remaining diode duration. In the evaluation device 70 is checked whether in each case within a period of the load current i, a modified enable signal S FG1m or S FG2m is present. If a modified release signal S FG1m or S FG2m is missing , it is checked whether modified release signals S FG1m or S FG2m are missing in the following periods. Depending on the number of missing modified enable signals S FG1m or S FG2m , this is the control device 22 predetermined frequency signal f T replaced by a modified frequency signal f Tm , which is shifted in response to the number of missing modified enable signals S FG1m and S FG2m to higher frequencies. Thus, it is possible to make an operating point control with the aid of the protection method, so that it may be possible to dispense with a complex operating point control under certain circumstances.

Claims (7)

Verfahren zum Schutz von abschaltbaren Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eines Schwingkreisumrichters (6 bis 14) vor harten Schaltvorgängen, wobei jedem abschaltbaren Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eine Freilaufdiode (D1, ...,D2) elektrisch antiparallel bzw. eine Entkopplungsdiode elektrisch in Reihe geschaltet ist, wobei aus einem gemessenen Laststrom (i) bzw. Lastspannung (u) eines Schwingkreises (12, 14) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14) ein Vorzeichensignal (SVZI bzw. SVZU) generiert wird, das mit einem vorgebbaren Frequenzsignal (fT) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14) zu einem Freigabesignal (SFG1, SFG2) verknüpft wird, das Zeitbereiche (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) kennzeichnet, in denen die zugehörige Freilaufdiode stromführend bzw. die zugehörige Entkopplungsdiode stromlos ist wobei nur während dieser ermittelten Zeitbereiche (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) des generierten Freigabesignals (SFG1, SFG2) ein eintreffendes Ansteuersignal (SST1, SST2) einem Leistungshalbleiters (T1, ...,T4) weitergeleitet wird.Method for protecting turn-off power semiconductors (T1, ..., T4) of a resonant circuit converter ( 6 to 14 ) Before hard switching operations, each turn - off power semiconductor (T1, ..., T4) a freewheeling diode (D1, ..., D2) is electrically connected in anti - parallel or a decoupling diode electrically in series, wherein from a measured load current (i) or Load voltage (u) of a resonant circuit ( 12 . 14 ) of the resonant circuit converter ( 6 to 14 ) a sign signal (S VZI or S VZU ) is generated, which with a predetermined frequency signal (f T ) of the resonant circuit converter ( 6 to 14 ) is linked to an enable signal (S FG1 , S FG2 ) which identifies time ranges (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) in which the associated freewheeling diode is current-carrying or the associated decoupling diode is currentless only during these determined time ranges (t10-t8, t4-t1, t2-t1, t7-t5) of the generated enable signal (S FG1 , S FG2 ) an incoming drive signal (S ST1 , S ST2 ) a power semiconductor (T1, ..., T4) is forwarded. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zusätzlich zum vorgebbaren Frequenzsignales (fT) ein Ansteuersignal (SST2 bzw. SST1) eines zweiten im selben Brückenzweig vorhandenen abschaltbaren Leistungshalbleiters (T2 bzw. T1) verwendet wird.Method according to Claim 1, wherein in addition to the predefinable frequency signal (f T ) a drive signal (S ST2 or S ST1 ) of a second turn-off power semiconductor (T2 or T1) present in the same bridge branch is used. Verfahren nach Anspruch 1 wobei zur Erzeugung eines modifizierten Freigabesignals (SFG1m bzw. SFG2m) von einem generierten Freigabesignal (SFG1 bzw. SFG2) eine einstellbare Verriegelungszeit (ts) und eine einstellbare Sicherheitszeit (tx) abgezogen wird.The method of claim 1 wherein (S or S FG2 FG1) is subtracted an adjustable locking time (ts) and an adjustable safety time (tx) to generate a modified enable signal (S FG1m or S FG2m) of a generated enable signal. Verfahren nach Anspruch 3, wobei ein modifiziertes Frequenzsignal (f'T) für den Schwingkreisumrichter (6 bis 14) erzeugt wird, sobald über eine vorgebbare Periodenanzahl ein oder mehrere modifizierte Freigabesignale (SFG1m bzw. SFG2m) ausbleiben.Method according to claim 3, wherein a modified frequency signal (f ' T ) for the resonant circuit converter ( 6 to 14 ) is generated as soon as over a predeterminable number of periods one or more modified release signals (S FG1m or S FG2m ) fail. Vorrichtung (36) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 für abschaltbare Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eines Schwingkreisumrichters (6 bis 14), wobei jedem abschaltbaren Leistungshalbleiter (T1, ...,T4) eine Freilaufdiode (D1, ...,D4) elektrisch antiparallel bzw. eine Entkopplungsdiode elektrisch in Reihe geschaltet ist, bestehend aus einer Einrichtung (38) zur Generierung eines Vorzeichensignals (SVZI bzw. SVZU), einer Einrichtung (40) zur Generierung von Freigabesignalen (SFG1, SFG2) und einer Einrichtung (42) zur Generierung von Ansteuersignalen (SST1, SST2) für abschaltbare Leistungshalbleiter (T1, T2 bzw. T3, T4) eines Brückenzweiges (26 bzw. 28) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14), wobei der Einrichtung (38) zur Generierung eines Vorzeichensignals (SVZI bzw. SVZU) ein gemessener Istwert des Laststromes (i) des Schwingkreisumrichters (6 bis 14) zugeführt ist, wobei dieses Vorzeichensignal (SVZI bzw. SVZU), ein vorgebbares Frequenzsignal (fT) und die generierten Ansteuersignale (SST1, SST2) der Einrichtung (40) zur Generierung der Ansteuersignale (SST1, SST2) zugeführt ist.Contraption ( 36 ) for carrying out the method according to claim 1 for turn-off power semiconductors (T1, ..., T4) of a resonant circuit converter ( 6 to 14 ), wherein each turn-off power semiconductor (T1, ..., T4) is electrically freewheeling diode (D1, ..., D4) connected in anti-parallel or a decoupling diode in series, consisting of a device ( 38 ) for generating a sign signal (S VZI or S VZU ), a device ( 40 ) for generating enable signals (S FG1 , S FG2 ) and a device ( 42 ) for the generation of drive signals (S ST1 , S ST2 ) for turn-off power semiconductors (T1, T2 or T3, T4) of a bridge branch ( 26 respectively. 28 ) of the resonant circuit converter ( 6 to 14 ), the facility ( 38 ) for generating a sign signal (S VZI or S VZU ) a measured actual value of the load current (i) of the resonant circuit converter ( 6 to 14 ), wherein this sign signal (S VZI or S VZU ), a predefinable frequency signal (f T ) and the generated drive signals (S ST1 , S ST2 ) of the device ( 40 ) for generating the drive signals (S ST1 , S ST2 ) is supplied. Vorrichtung (36) nach Anspruch 5, wobei dieser Vorrichtung (36) eine Bearbeitungsschaltung (68) mit nachgeschalteter Auswerteschaltung (70) nachgeschaltet ist, wobei der Bearbeitungsschaltung (68) die erzeugten Freigabesignale (SFG1, SFG2) ein vorgebbares Verriegelungssignal (Sts) und ein Sicherheitssignal (Stx) zugeführt sind und am Ausgang der Auswerteschaltung (70) ein modifiziertes Frequenzsignal (fTm) für den Schwingkreisumrichter (6 bis 14) ansteht.Contraption ( 36 ) according to claim 5, wherein said device ( 36 ) a processing circuit ( 68 ) with downstream evaluation circuit ( 70 ), wherein the processing circuit ( 68 ) generate the generated enable signals (S FG1 , S FG2 ) Bable latch signal (S ts ) and a safety signal (S tx ) are supplied and at the output of the evaluation circuit ( 70 ) a modified frequency signal (f Tm ) for the resonant circuit converter ( 6 to 14 ) pending. Vorrichtung (36) nach Anspruch 5 oder 6, wobei ein programmierbarer Logikbaustein verwendet wird.Contraption ( 36 ) according to claim 5 or 6, wherein a programmable logic device is used.
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