DE4319216A1

DE4319216A1 - Method for transmitting and/or receiving large volumes of digital data

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Publication number: DE4319216A1
Application number: DE19934319216
Authority: DE
Inventors: Hermann Prof Dr Rohling; Wilfried Dipl Ing Plagge
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1993-06-10
Publication date: 1994-12-15

Abstract

In a method for transmitting and/or receiving large volumes of digital data which are modulated and transmitted in parallel on a plurality of sub-carriers which are orthogonal in relation to one another, using an inverse Fourier transformation at the transmitting end and a synchronisation signal to restore the signal, which is regularly distorted on the transmission path, in the receiver, the synchronisation signal can be transmitted without reducing the useful bandwidth by additively superimposing on the signals modulated on the sub-carriers a cyclically recurring signal sequence as a synchronisation signal, said synchronisation signal having an autocorrelation function with pulse-like behaviour.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Senden und/oder Empfangen großer digitaler Datenmengen, die in paralleler Form auf einer Mehrzahl von zueinander orthogonalen Subträgern mo duliert übertragen werden, unter Verwendung einer sender seitigen inversen Fouriertransformation und eines Synchroni siersignals zur Block-, Takt- und Trägersynchronisation.The invention relates to a method for transmitting and / or Receive large amounts of digital data in parallel on a plurality of mutually orthogonal subcarriers mo be transmitted using a transmitter sided inverse Fourier transform and a synchronizer Siersignals for block, clock and carrier synchronization.

Verfahren zur digitalen Übertragung von Signalen werden wegen ihrer Störunanfälligkeit insbesondere für die Rundfunktechnik untersucht. Ein Verfahren der eingangs erwähnten Art ist für die Realisierung eines digitalen Hörrundfunks vorgeschlagen worden (Wächter "Das Übertragungsverfahren des zukünftigen digitalen Hörrundfunks", Der Fernmelde-Ingenieur 11 und 12/92, Seiten 1 bis 43). Das als DAB (Digital Audio Broadcasting) bekannte Verfahren beruht auf der parallelen Übertragung der Datenmengen auf einer Vielzahl von orthogonal zueinander stehenden Subträgern (COFDM-Coded Orthogonal Frequency Divi sion Multiplex). Eine wesentliche Voraussetzung für das be kannte Verfahren ist eine Datenreduktion der digital abge tasteten Daten von 700 kbit/s auf 128 oder 96 kbit/s. Für die Modulation der gebildeten Daten auf die Subträger wird ein differentielles Phasenmodulationsverfahren benutzt, bei dem die jeweilige Dateninformation in dem Phasenunterschied zum vorherigen Datensignal dieses Subträgers enthalten ist. Ver wendet werden dabei vier verschiedene Phasenwerte, nämlich π/4, 3π/4, 5π/4 und 7π/4. Diese Modulation findet im äquiva lenten Basisband statt. Zur Aufbereitung der modulierten Signale zu einem sich zeitlich verändernden auszusendenden Signal wird eine inverse Fouriertransformation vorgenommen. Die Intervallänge jedes parallelen Signalblocks ergibt sich aus einem Nutzintervall und einem Schutzintervall (Guard-In tervall). Im Empfänger werden nur die Signale innerhalb des Nutzintervalls ausgewertet, innerhalb dessen auch die Orthogo nalitätsbedingung der Subträger streng gilt. Das Schutzinter vall hat die Funktion, Interferenzen durch Laufzeitunter schiede, die sich bei Mehrwege-Ausbreitungen ergeben können, zu vermeiden. Die Länge des Schutzintervalls ist so gewählt, daß ein maximaler Laufzeitunterschied noch innerhalb des Schutzintervalls liegt.Processes for the digital transmission of signals are due their susceptibility to interference, especially for broadcast technology examined. A method of the type mentioned is for the realization of a digital radio broadcast proposed (Guardian "The transmission method of the future digital radio broadcasting ", the telecommunications engineer 11 and 12/92, Pages 1 to 43). That as DAB (Digital Audio Broadcasting) known method is based on the parallel transmission of the Amounts of data on a variety of orthogonal to each other standing subcarriers (COFDM-Coded Orthogonal Frequency Divi multiplex). An essential requirement for the be known method is a data reduction of digitally sampled data from 700 kbit / s to 128 or 96 kbit / s. For the Modulation of the data formed on the subcarrier is a differential phase modulation method used, in which the respective data information in the phase difference to previous data signal of this subcarrier is included. Ver Four different phase values are used, namely π / 4, 3π / 4, 5π / 4 and 7π / 4. This modulation takes place in the equiva lent baseband instead. For processing the modulated To send signals to a changing time An inverse Fourier transform is performed on the signal. The interval length of each parallel signal block results from a usage interval and a protection interval (guard-in tervall). Only the signals within the Utilization interval evaluated, within which also the Orthogo The subcarrier's condition of quality strictly applies. The protective interior vall has the function of reducing interference by runtime differences that can arise in the case of multipath propagation, to avoid. The length of the protection interval is chosen that a maximum runtime difference is still within the Protection interval is.

Das bekannte Konzept eignet sich inbesondere auch für einen Gleichwellenempfang, also die flächendeckende Ausstrahlung desselben Programms auf jeweils derselben Trägerfrequenz durch mehrere verschiedene Sendestationen.The well-known concept is particularly suitable for one Single-wave reception, i.e. the nationwide broadcast the same program on the same carrier frequency several different broadcasting stations.

Es besteht an sich auch ein Bedürfnis, Fernsehsignale, insbe sondere auch hochauflösende Fernsehsignale (HDTV) digital zu übertragen. Die hierbei zu übertragenden Datenmengen sind je doch um Größenordnungen höher als beim DAB, so daß bei gleichem Modulationsverfahren eine erheblich höhere Bandbreite benötigt würde, als sie bisher für Fernsehkanäle zur Verfügung gestellt werden (z. B. 7 MHz).There is also a need in itself for television signals, in particular special high-definition television signals (HDTV) digital too transfer. The amount of data to be transferred is different but by orders of magnitude higher than with the DAB, so that with same bandwidth modulation a significantly higher bandwidth would be needed than previously available for television channels be set (e.g. 7 MHz).

Zur Berücksichtigung der bei der Übertragung regelmäßig auf tretenden Verzerrungen der Signale ist es erforderlich, Synchronisiersignale zu übertragen. Gemäß einem bekanntgewor denen Vorschlag wird hierzu eine bekannte Symbolfolge auf festgesetzten Subträgern periodisch ausgesendet, die im Empfänger erkannt und zur Synchronisation ausgenutzt wird. Durch die Übertragung der Synchronisations-Symbolfolge geht naturgemäß Nutzbandbreite für die zu übertragenden Daten ver loren, und zwar um so mehr, je stabiler und genauer die Syn chronisation erfolgen soll. Bei dem bekannten Vorschlag werden Subträger zur Synchronisation reserviert, so daß hierbei ein Verlust an Nutzbandbreite entsteht, aber andererseits bei auf tretenden frequenzselektiven Störungen die Qualität der Syn chronisation und damit die gesamte Demodulation rapide ab nimmt.To take into account the regular transmission occurring distortion of the signals it is necessary To transmit synchronization signals. According to a known a well-known symbol sequence is proposed specified subcarriers periodically sent out in the Receiver is recognized and used for synchronization. By transferring the synchronization symbol sequence goes of course, useful bandwidth for the data to be transmitted the more stable and precise the syn chronization should take place. In the known proposal Subcarrier reserved for synchronization, so that a Loss of useful bandwidth arises, but on the other hand, on occurring frequency-selective interference the quality of the syn chronization and with it the entire demodulation rapidly takes.

Die Verringerung der Nutzbandbreite erschwert naturgemäß die Realisierung der Übertragung großer digitaler Datenmengen auf zur Verfügung stehenden herkömmlichen Bandbreiten. Für die Übertragung von Fernsehsignalen, die auch HDTV-Signale sein können, ist bei der Verwendung bekannter Datenreduktionsmetho den eine Bruttodatenrate von etwa 34 Mbit/s zu übertragen. Eine derartige Datenrate erfordert in einem üblichen Frequenz band mit einer Bandbreite von z. B. 7 MHz eine sehr leistungs fähige und genaue Block-, Takt- und Trägersynchronisation.The reduction of the useful bandwidth naturally complicates the Realization of the transfer of large amounts of digital data available conventional bandwidths. For the Transmission of television signals, which are also HDTV signals can, is using known data reduction method to transmit a gross data rate of about 34 Mbit / s. Such a data rate requires a normal frequency band with a bandwidth of e.g. B. 7 MHz a very powerful capable and accurate block, clock and carrier synchronization.

Die erfindungsgemäße Lösung sieht ein Verfahren der eingangs erwähnten Art vor, das gekennzeichnet ist durch die Verwendung eines Synchronisiersignals, das als periodisch wiederkehrende Signalfolge den auf den Subträgern modulierten Signalen additiv überlagert wird und eine Autokorrelationsfunktion auf weist, die ein impulsförmiges Verhalten zeigt.The solution according to the invention provides a method at the outset mentioned type, which is characterized by the use of a synchronizing signal that is periodically recurring Signal sequence of the signals modulated on the subcarriers is additively superimposed and an autocorrelation function points that shows impulsive behavior.

Erfindungsgemäß wird das Synchronisiersignal den Nutzsignalen additiv überlagert. Um hierdurch keine merkbare Störung des Nutzsignals zu produzieren, wie dies beispielsweise durch die Überlagerung eines singulären Synchronisierimpulses geschehen würde, wird als Synchronisiersignal eine periodisch wiederkeh rende Signalfolge verwendet, deren Autokorrelationsfunktion ein impulsförmiges Verhalten zeigt. Dadurch ist es möglich, im Empfänger aus dem Synchronisiersignal mit Hilfe eines Korrela tors ein impulsförmiges Verhalten zu erzeugen und in der Korrelationsfunktion, vorzugsweise der Autokorrelationsfunk tion, enthaltene Impulse als Synchronisierimpulse zu verwen den.According to the invention, the synchronization signal is the useful signals additively superimposed. In order to avoid any noticeable disturbance of the Produce useful signal, such as by the A singular synchronization pulse is superimposed would, a periodic return as a synchronization signal signal sequence used, their autocorrelation function shows impulsive behavior. This makes it possible to Receiver from the synchronization signal using a correla to generate an impulsive behavior in the tors Correlation function, preferably the autocorrelation radio tion to use contained impulses as synchronization impulses the.

In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Autokorrela tionsfunktion einen Impuls pro Periode auf, dessen Amplitude das Restsignal deutlich übersteigt.In a preferred embodiment, the autocorrela tion function one pulse per period, its amplitude clearly exceeds the residual signal.

Als Synchronisiersignal können beliebige digitale Mehrzu standssignale verwendet werden, bevorzugt ist jedoch die Ver wendung eines binär phasenkodierten Signals.Any digital extra can be used as a synchronization signal status signals are used, but the Ver is preferred using a binary phase-coded signal.

Das Synchronisiersignal weist vorzugsweise eine Periodenlänge auf, die der gesamten Modulationssignallänge (Blocklänge T) einschließlich eines Schutzintervalls entspricht.The synchronization signal preferably has a period length that of the total modulation signal length (block length T) including a protection interval.

In einer besonderen Ausführungsform kann das Synchronisier signal im Schutzintervall mit größeren Amplituden als im übri gen Intervall versehen werden, wodurch die Wiedererkennbarkeit des Synchronisiersignals im Empfänger unterstützt werden kann.In a special embodiment, the synchronization signal in the protection interval with larger amplitudes than in the rest interval, which makes it recognizable of the synchronization signal can be supported in the receiver.

Das Synchronisiersignal wird den modulierten Signalen vorzugs weise als niederfrequentes Signal zugefügt, so daß sich etwaige Störungen durch das Synchronisiersignal nur in einem begrenzten Bandbreitenbereich auswirken und ggf. nur einige der Subträger betreffen. In diesem Fall ist es möglich, die Abtrennung des Synchronisiersignals empfängerseitig mittels eines oder mehrerer Tiefpässe vorzunehmen.The synchronizing signal is preferred to the modulated signals added as a low-frequency signal, so that any interference from the synchronization signal only in one limited bandwidth range and possibly only a few the subcarrier concern. In this case it is possible to Separation of the synchronization signal on the receiver side by means of one or more low passes.

Besonders bevorzugt ist es, wenn senderseitig und/oder empfän gerseitig die komplexen Signale aufgeteilt in Realteil und Imaginärteil in separaten Kanälen verarbeitet werden. In die sem Fall wird das Synchronisiersignal vorzugsweise beiden Signalanteilen gesondert hinzugefügt. Empfängerseitig wird dann zweckmäßigerweise Realteil und Imaginärteil gebildet und gesondert in einem separaten Zweig für die Gewinnung des Syn chronisiersignals jeweils einer Analog-Digital-Wandlung unter zogen, so daß anschließend die Korrelationsfunktion berechnet werden kann.It is particularly preferred if the transmitter side and / or receive The complex signals are divided into real parts and Imaginary part can be processed in separate channels. In the In this case, the synchronization signal is preferably both Signal components added separately. On the receiving end then expediently formed real part and imaginary part and separately in a separate branch for obtaining the syn Chronisiersignal each under an analog-digital conversion moved so that the correlation function is then calculated can be.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn das Synchronisiersignal einem differentiell modulierten Signal nach dessen inverser Fouriertransformation hinzugefügt wird. Dabei ist die Verwen dung einer differentiellen Modulation besonders vorteilhaft, die sowohl mit unterschiedlichen Phasen als auch mit unter schiedlichen Amplituden moduliert. Bei der differentiellen Modulationsmethode werden Kanalverzerrungen automatisch elimi niert, da sich Kanalverzerrungen regelmäßig um Größenordnungen langsamer ändern als die Übertragung nacheinander folgender Signale auf demselben Subträger. Demzufolge können die Kanal eigenschaften für zwei nacheinander gesendete Signale als kon stant angesehen werden. Da bei der differentiellen Modula tionsmethode das Verhältnis von zwei aufeinander gesendeten Signalen gebildet wird, kürzt sich die Kanalcharakteristik heraus.It is particularly advantageous if the synchronization signal a differentially modulated signal after its inverse Fourier transform is added. Here is the use differential modulation is particularly advantageous, those with different phases as well as with under modulated different amplitudes. With the differential Modulation method automatically eliminates channel distortion niert, because channel distortions regularly order of magnitude change more slowly than the successive transmission Signals on the same subcarrier. As a result, the channel properties for two consecutively transmitted signals as con be viewed constantly. As with the differential module method the ratio of two sent on each other Signals is formed, the channel characteristic shortens out.

Die Unterscheidbarkeit verschiedener Daten wird dadurch we sentlich verbessert, daß nicht nur die Phase sondern auch die Amplitude zur differentiellen Modulation der Daten variiert wird. Ein derartiges Modulationsverfahren ist bisher noch nicht vorgeschlagen worden. Es führt bei der Anwendung auf das erfindungsgemäße Verfahren dazu, daß überraschenderweise die Technologie des DAB auch für die bisher nicht möglich gehalte ne Übertragung von digitalen Fernsehsignalen möglich ist.This makes it possible to distinguish between different data considerably improved that not only the phase but also the Amplitude for differential modulation of the data varies becomes. Such a modulation method is still in use not been suggested. It leads when applied to that Method according to the invention that, surprisingly, the Technology of the DAB even for those who previously thought it not possible ne transmission of digital television signals is possible.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden vorzugsweise Ampli tudenwerte aⁿ verwendet, wobei 0 n m ist, wenn in Bits zur Codierung der Amplitudenwerte verwendet werden. In the method according to the invention, amplitude values a ⁿ are preferably used, 0 nm being when bits are used for coding the amplitude values.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren werden vorzugsweise 8 oder 16 verschiedene Phasenlagen in der komplexen Ebene pro Ampli tudenwert ausgenutzt, weil diese Anzahl verschiedener Phasen lagen bei üblichen Übertragungsbedingungen diskriminierbar ist.In the method according to the invention, 8 or 16 different phase positions in the complex plane per ampli exploited because of this number of different phases were discriminatory under normal transmission conditions is.

Somit werden vorzugsweise Codewörter verwendet, in denen in höchstwertige Bits zur Codierung der Amplitude und l niedrigstwertige Bits zur Codierung der Phase dienen. Dabei ist l vorzugsweise 4 und m 2 oder 3.Thus, code words are preferably used in which in most significant bits for coding the amplitude and l least significant bits are used for coding the phase. Here l is preferably 4 and m is 2 or 3.

Die Diskriminierung zwischen den modulierten Phasen- und Am plitudenwerten kann noch dadurch verbessert werden, daß die gleich beabstandeten Phasenlagen für benachbarte Amplituden werte gegeneinander winkelversetzt sind. Bei der Verwendung von 16 verschiedenen Phasenlagen kann die Versetzung π/16 be tragen, so daß für jeden übernächsten Amplitudenwert wieder identische Phasenlagen bestehen.The discrimination between the modulated phase and Am Plititude values can still be improved by the fact that equally spaced phase positions for adjacent amplitudes values are angularly offset from each other. When using The offset π / 16 can be of 16 different phase positions wear so that for every next but one amplitude value again identical phases exist.

Die differentielle Modulation kann noch dadurch verbessert werden, daß die Sendeamplitude des k-ten Subträgers relativ zu einem Mittelwert der vorher auf diesem Subträger gesendeten Amplituden aus dem Vorrat der möglichen Amplitudenwerte be stimmt wird. Dieser Mittelwert kann rekursiv geschätzt werden, was vorzugsweise dadurch möglich ist, daß zur Aktualisierung des geschätzten Mittelwerts die tatsächlich gesendete Amplitu de mit dem vorherigen geschätzten Mittelwert gewichtet gemit telt wird. Als Wichtungsfaktor für den vorherigen Mittelwert kann ein Wert zwischen 3/4 und 15/16 verwendet werden, wodurch der Integrationsfaktor für kurzzeitige Änderungen des Funkka nals bestimmt wird.This can improve differential modulation be that the transmission amplitude of the kth subcarrier relative to an average of those previously sent on this subcarrier Be amplitudes from the stock of possible amplitude values is true. This mean can be estimated recursively which is preferably possible by updating of the estimated mean the actually transmitted amplitude de weighted with the previous estimated mean is communicated. As a weighting factor for the previous mean a value between 3/4 and 15/16 can be used, whereby the integration factor for short-term changes in Funkka nals is determined.

Bei der erfindungsgemäßen differentiellen Phasen- und Amplitu denmodulation läßt sich auch eine hierarchische Modulation verwirklichen, indem die Modulation mit verschiedenen Phasen und/oder Amplituden in Gruppen erfolgt, innerhalb derer der Phasen- und/oder Amplitudenunterschied geringer ist als zu modulierten Signalen anderer Gruppen. Im Falle einer solchen hierarchischen Modulation ist es möglich, im Falle gestörter Übertragungs- oder Empfangsverhältnisse eine Demodulation be züglich der Gruppen vorzunehmen, wenn auch mit verminderter Qualität.In the differential phase and amplitude according to the invention A hierarchical modulation can also be denmodulated realize by modulating with different phases and / or amplitudes occur in groups within which the Phase and / or amplitude difference is less than too modulated signals from other groups. In the case of one hierarchical modulation it is possible in the case of disturbed Transmission or reception conditions be a demodulation regarding the groups, albeit with reduced numbers Quality.

Die erfindungsgemäße Modulation findet vorzugsweise in zwei separaten Kanälen für den Realanteil und den Imaginäranteil der komplexen Signale statt. Diese Signalanteile werden vor zugsweise gemeinsam der inversen Fouriertransformation in den beiden Kanälen unterworfen und anschließend wieder getrennt weiterverarbeitet. In entsprechender Weise kann in beiden Ka nälen je eine Formfilterung durchgeführt werden.The modulation according to the invention is preferably carried out in two separate channels for the real part and the imaginary part of the complex signals taking place. These signal components are before preferably together the inverse Fourier transform in the subjected to both channels and then separated again processed further. Correspondingly, in both Ka form filtering are carried out.

Zur Vermeidung der Auswirkung von Nichtlinearitäten des Sen ders ist es zweckmäßig, eine entsprechende digitale Vorverzer rung der Signale vorzunehmen. Auch diese digitale Vorverzer rung kann zweckmäßigerweise in beiden Kanälen separat vorge nommen werden. Dementsprechend wird sinnvollerweise auch eine separate Verarbeitung der empfangenen Signale in separaten Kanälen vorgenommen.To avoid the effects of non-linearities of the Sen it is advisable to use a corresponding digital pre-verver the signals. This digital pre-verifier too tion can be conveniently pre-featured in both channels be taken. Accordingly, it also makes sense separate processing of the received signals in separate Channels made.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden im Sender und im Empfänger eine differentielle Modulation, eine inverse Fouriertransformation und ggf. eine Formfilterung bzw. eine Formfilterung, eine Fouriertransformation und eine diffe rentielle Demodulation vorgenommen. Zur Erhöhung der Geschwin digkeit dieser Verarbeitungen ist es besonders vorteilhaft, wenn die Funktionen asynchron jeweils mit einer individuellen Taktfrequenz vorgenommen und die so asynchron bearbeiteten Signale jeweils über einen Pufferspeicher der nächsten Funk tion zugeführt werden. Als Pufferspeicher können übliche FIFO- Speicher ("First In - First Out") benutzt werden. Auf diese Weise ist es möglich, die einzelnen Funktionen mit einer indi viduellen maximalen Taktfrequenz auszuführen. Die Anpassung an die Taktfrequenz der nächsten Stufe erfolgt dadurch, daß zur Vermeidung des Überlaufs der Pufferspeicher "Waitstates" rea lisiert werden.To carry out the method according to the invention Transmitter and in the receiver a differential modulation, one inverse Fourier transformation and possibly a shape filtering or a shape filtering, a Fourier transform and a diffe profitable demodulation. To increase the speed of this processing, it is particularly advantageous if the functions are asynchronous each with an individual Clock frequency made and processed asynchronously Signals each via a buffer memory of the next radio tion are fed. Common FIFO Memory ("First In - First Out") can be used. To this Way it is possible to indi the individual functions vidual maximum clock frequency. The adaptation to the clock frequency of the next stage takes place in that Avoidance of overflow of the "Waitstates" buffer memory rea be lized.

Eine fehlerfreie Demodulation der erfindungsgemäß ausgesandten Signale setzt eine mit dem gesendeten Signal synchronisierte Verarbeitung voraus. Es ist bekannt, für eine derartige Syn chronisation zusätzliche Signale mit bekannten Symbolen zu übertragen. Hierfür wird jedoch Nutzbandbreite benötigt.An error-free demodulation of the emitted according to the invention Signals sets a synchronized with the transmitted signal Processing ahead. It is known for such a syn chronization additional signals with known symbols transfer. However, useful bandwidth is required for this.

Erfindungsgemäß ist es daher zweckmäßig, ein separates peri odisches Synchronisationssignal zu erzeugen und dem modulier ten Datensignalen additiv zu überlagern. Das periodische Syn chronisationssignal kann sich dabei über das gesamte Signal intervall, einschließlich des Schutzintervalls, erstrecken.According to the invention, it is therefore expedient to have a separate peri to generate odic synchronization signal and the modulator to additively superimpose data signals. The periodic syn Chronization signal can spread over the entire signal interval, including the protection interval.

Zur Verbesserung der Erkennbarkeit des Synchronisationssignals kann es zweckmäßig sein, dieses im Schutzintervall mit einer wesentlich größeren Amplitude als im Nutzintervall auszusen den.To improve the recognizability of the synchronization signal it may be appropriate to do this with a protection interval to cut out much larger amplitude than in the useful interval the.

Besonders zweckmäßig ist es, wenn das Synchronisationssignal ein niederfrequentes Signal ist, das zu allenfalls geringen Interferenzen mit den Subträgern Anlaß gibt. Die nieder frequente Ausbildung des Synchronisationssignals ermöglicht auch eine einfache Abtrennung des Synchronisationssignals vom übrigen Signal im Empfänger. It is particularly expedient if the synchronization signal is a low-frequency signal that is at most low Interferences with the subcarriers give rise to. The down enables frequent formation of the synchronization signal also a simple separation of the synchronization signal from remaining signal in the receiver.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Diese verdeutlichen auch die bevorzugten Bauweisen von Sender und Empfänger.The invention is intended in the following with reference to in the drawing illustrated embodiments are explained in more detail. These also illustrate the preferred construction methods of transmitters and receiver.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders, Fig. 1 is a block diagram of a transmitter,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Empfängers, Fig. 2 is a block diagram of a receiver,

Fig. 3 eine grafische Darstellung von 64 möglichen Pha sen- und Amplitudenzuständen mit 16 unterschied lichen Phasen und 4 unterschiedlichen Amplituden, Fig. 3 is a graphical representation of the 64 possible Pha transmitter and amplitude states with 16 different phases union and 4 different amplitudes,

Fig. 4 eine grafische Darstellung von 128 unterschied lichen Phasen- und Amplitudenzuständen mit 16 unterschiedlichen Phasen und 8 unterschiedlichen Amplituden, Fig. 4 is a graph of union 128 different phase and amplitude states with 16 different phases and different amplitudes 8,

Fig. 5 eine Zuordnungstabelle für die Anwendung der 8 möglichen Eingabebits zur Ermittlung des Amplitu denwerts bei Anwendung auf die 8 möglichen Aus gangszustände, Fig an assignment table for the application of the 8 possible input bits to determine the Amplitu transition states. Denwerts 5 when applied to the 8 possible Off

Fig. 6 eine grafische Darstellung von 64 möglichen Pha sen- und Amplitudenzuständen, bei denen die Pha senlagen für benachbarte Amplituden um π/16 win kelversetzt sind, Fig. 6 is a graphical representation of the 64 possible Pha transmitter and amplitude states, in which the Pha senlagen for neighboring amplitudes to π / 16 win are kelversetzt,

Fig. 7 eine schematische grafische Darstellung für eine hierarchische Codierung, in der eine vorbestimmte Anzahl von Phasen- und Amplitudenzuständen zu Gruppen zusammengefaßt sind, Fig. 7 is a schematic diagram for a hierarchical coding, in which a predetermined number of phase and amplitude states are combined to form groups,

Fig. 8 ein Beispiel für ein Synchronisiersignal in Form eines 13er Barkercodes, Fig. 8 is an example of a synchronizing signal in the form of a 13 mm Barker code,

Fig. 9 eine grafische Darstellung der Autokorrelations funktion für das Synchronisiersignal gemäß Fig. 8. Fig. 9 is a graphical representation of the autocorrelation function according to the synchronizing signal for Fig. 8.

Für die in Fig. 1 dargestellte Anordnung eines Senders wird angenommen, daß ein Bitstrom von 34,368 MBit/s bearbeitet wer den muß. Dieser Bitstrom gelangt auf einen Seriell-Parallel- Wandler, der den seriellen Eingangs-Datenstrom auf 5 bis 7 Parallelleitungen aufteilt. Über einen ersten Pufferspeicher (FIFO) 2 gelangt der Datenstrom auf einen digitalen Amplitu den-Phasen-Modulierer 3, in dem für jeden Datenwert ein Sende symbolFor the arrangement of a transmitter shown in FIG. 1, it is assumed that a bit stream of 34.368 Mbit / s is processed by who. This bit stream arrives at a serial-parallel converter, which divides the serial input data stream into 5 to 7 parallel lines. Via a first buffer memory (FIFO) 2 , the data stream arrives at a digital amplitude-phase modulator 3 , in which a send symbol for each data value

S (i, k) = B (i, k) · S (i - 1, k) S (i, k) = B (i, k) S (i - 1, k)

erstellt wird. Das komplexe Sendesymbol S (i, k) des i-ten Modulationsblocks berechnet sich dabei aus der Multiplikation eines komplexen Symbols B (i, k) mit dem im (i - 1)-ten Modu lationsblock auf dem k-ten Subträger gesendeten Symbol S (i - 1, k). Die differentielle Modulation erfolgt zwischen zeitlich aufeinander folgenden Modulationsblöcken bei dersel ben Subträgerfrequenz, die hier durch den Index k repräsen tiert wird. Die Wahl des komplexen Symbols B (i, k) wird bei der differentiellen Amplituden-Phasen-Modulation durch ein Codewort beeinflußt, das sowohl eine Phasen- als auch eine Amplitudenänderung beinhaltet.is created. The complex transmission symbol S (i, k) of the i-th modulation block is calculated by multiplying a complex symbol B (i, k) by the symbol S transmitted in the (i-1) -th modulation block on the k-th subcarrier (i - 1, k). The differential modulation takes place between successive modulation blocks at the same subcarrier frequency, which is represented here by the index k. The choice of the complex symbol B (i, k) is influenced in the differential amplitude-phase modulation by a code word which contains both a phase and an amplitude change.

Das modulierte Signal wird von dem differentiellen Phasen-Am plituden-Modulator 3 aufgeteilt in einen Realanteil RE und einen Imaginäranteil IM ausgegeben und gelangt auf einen wei teren Pufferspeicher 4.The modulated signal is output by the differential phase amplitude modulator 3 divided into a real component RE and an imaginary component IM and reaches a further buffer memory 4 .

In einer nachfolgenden inversen Fouriertransformationsstufe (IFFT) 5 werden die Signalanteile RE und IM einer inversen Fouriertransformation unterzogen und somit zeitbezogen ausge geben. In a subsequent inverse Fourier transformation stage (IFFT) 5 , the signal components RE and IM are subjected to an inverse Fourier transformation and are thus output in a time-related manner.

Über einen weiteren Pufferspeicher 6 gelangen die nunmehr zeitabhängigen Signalanteile RE und IM auf je ein digitales Formfilter 7a, 7b, durch das die Bandbreite des auszusendenden Spektrums beispielsweise auf 7 MHz begrenzt wird.Via a further buffer memory 6 , the now time-dependent signal components RE and IM each come to a digital form filter 7 a, 7 b, by means of which the bandwidth of the spectrum to be transmitted is limited to 7 MHz, for example.

Über einen weiteren Pufferspeicher 8 gelangen die Signalan teile RE, IM auf eine Additionsstufe 9 bestehend aus je einem Addierer 9a, 9b für die für die beiden Signalanteile RE, IM bestehenden Kanäle. Mit den Addierern 9a, 9b wird den modulierten Signalen ein in einem Synchronsignalgenerator 10 erzeugtes periodisches Synchronisiersignal überlagert.Via a further buffer memory 8 , the signal components RE, IM arrive at an addition stage 9 , each consisting of an adder 9 a, 9 b for the channels existing for the two signal components RE, IM. With the adders 9 a, 9 b, the modulated signals are superimposed on a periodic synchronization signal generated in a synchronous signal generator 10 .

Die so hergestellten Signalanteile RE, IM gelangen auf eine lineare Korrekturtabelle 11, die eine Vorverzerrung der Signalanteile RE, IM zur voreilenden Kompensation von Nicht linearitäten des Senders durchführt.The signal components RE, IM produced in this way arrive at a linear correction table 11 which carries out a predistortion of the signal components RE, IM for the premature compensation of non-linearities of the transmitter.

Anschließend gelangen die Signalanteile RE, IM auf je einen Digital-Analog-Wandler 12a, 12b und gelangen auf eine Misch stufe 13, in der das Hochfrequenz-Sendesignal, moduliert mit den Modulationssignalen erzeugt wird.Then the signal components RE, IM each arrive at a digital-to-analog converter 12 a, 12 b and arrive at a mixing stage 13 in which the high-frequency transmission signal, modulated with the modulation signals, is generated.

Das im Synchronsignalgenerator 10 erzeugte Synchronsignal ist ein periodisches, phasengetastetes Signal, dessen Perioden länge mit der Blocklänge T des Nutzsignals übereinstimmt und dessen Autokorrelationsfunktion ein impulsförmiges Verhalten hat. Signale mit diesen Eigenschaften sind beispielsweise in Rohling, Plagge "Mismatched Filter Design For Periodical Binary Phased Signals" IEE-AES, Vol. 25, No. 6, November 1989 beschrieben. Das Synchronsignal wird in dem Synchrongenerator 10 einmalig berechnet und in einem Speicher (EPROM) abgelegt und periodisch ausgelesen.The sync signal generated in the sync signal generator 10 is a periodic, phase-shifted signal, the periods of which correspond to the block length T of the useful signal and whose autocorrelation function has a pulsed behavior. Signals with these properties are described, for example, in Rohling, Plagge "Mismatched Filter Design For Periodical Binary Phased Signals" IEE-AES, Vol. 25, No. 6, November 1989. The synchronizing signal is calculated once in the synchronous generator 10 and stored in a memory (EPROM) and read out periodically.

Zweckmäßig ist es, das Synchronisiersignal niederfrequent aus zulegen, um Interferenzen mit Subträgern noch weiter zu redu zieren. Das Synchronsignal kann besonders hohe Amplituden im Schutzintervall aufweisen. It is expedient to switch off the synchronization signal at low frequency increase to further reduce interference with subcarriers adorn. The synchronous signal can have particularly high amplitudes in the Have protection interval.

Fig. 2 zeigt, daß das ausgesendete Signal HF im Empfänger in üblicher Weise auf einen Mischer 14 gelangt, der das empfan gene HF-Signal auf eine Verarbeitungsfrequenz mischt und dabei die Signalanteile RE und IM voneinander trennt, so daß diese in getrennten Kanälen verarbeitet werden. Die Signalanteile gelangen auf je einen Analog-Digital-Wandler 15a, 15b und ge langen in digitalisierter Form über einen Pufferspeicher 16 auf digitale Formfilter 17a, 17b. Über einen weiteren Puffer speicher 18 werden die Signalanteile RE, IM einer Fourier transformationsstufe 19 zugeführt, durch die die Signalanteile RE, IM in das äquivalente Basisband umgesetzt werden. Über einen weiteren Pufferspeicher 20 gelangen die Signalanteile in einen differentiellen Phasen-Amplituden-Demodulator 21, durch den aus den komplexen Phasen-Amplituden-Kombinationen Bitsi gnale reproduziert werden, die über einen weiteren Pufferspei cher 22 auf einen Parallel-Seriell-Wandler 23 zur Herstellung eines üblichen seriellen Bitstroms gelangt. Fig. 2 shows that the transmitted signal HF in the receiver reaches a mixer 14 in a conventional manner, which mixes the received RF signal to a processing frequency and thereby separates the signal components RE and IM from one another, so that these are processed in separate channels . The signal components each arrive at an analog-digital converter 15 a, 15 b and ge long in digitized form via a buffer memory 16 on digital form filters 17 a, 17 b. The signal components RE, IM are fed to a Fourier transformation stage 19 via a further buffer memory 18 , through which the signal components RE, IM are converted into the equivalent baseband. Via a further buffer memory 20 , the signal components arrive in a differential phase-amplitude demodulator 21 , by means of which bitsi signals are reproduced from the complex phase-amplitude combinations, which are transferred to a parallel-serial converter 23 via a further buffer memory 22 of a common serial bit stream.

Sowohl im Sender als auch im Empfänger können Systemparameter über einen Rechner 24 flexibel geladen werden, so daß ohne weiteres zu Experimentierzwecken die Systemparameter geändert werden können, ohne daß hierfür ein Eingriff in die Hardware erforderlich ist.System parameters can be loaded flexibly both in the transmitter and in the receiver via a computer 24 , so that the system parameters can easily be changed for experimentation purposes, without the need for any intervention in the hardware.

Die aus dem Mischer 14 gewonnenen Signalanteile RE, IM gelan gen in einem gesonderten Verarbeitungszweig auf je einen Tief paß 25a, 25b und werden anschließend in je einem Analog-Digi tal-Wandler 26a, 26b digitalisiert.The signal components RE, IM obtained from the mixer 14 pass in a separate processing branch to a low pass each 25 a, 25 b and are then digitized in one analog-to-digital converter 26 a, 26 b.

Die über die Tiefpässe 25a, 25b abgetrennten und digitalisier ten Synchronisiersignale gelangen auf einen Prozessor 27, des sen Ausgänge die Taktsynchronisation für die Analog-Digital- Wandler 15a, 15b, die Blocksynchronisation für die Fourier- Transformationsstufe 19 und eine Trägerregelung im Mischer 14 steuert, um so auf der Übertragungsstrecke entstandene Ver zerrungen des übertragenen Signals zu berücksichtigen. The separated over the low-pass filters 25 a, 25 b and digitized th synchronization signals arrive at a processor 27 , the sen outputs the clock synchronization for the analog-digital converter 15 a, 15 b, the block synchronization for the Fourier transformation stage 19 and a carrier control in Mixer 14 controls so as to take into account distortions of the transmitted signal that have arisen on the transmission path.

Fig. 3 zeigt grafisch eine mögliche Diskriminierung von 64 verschiedenen Phasen-Amplituden-Zuständen mit 4 unterschied lichen Amplituden und 16 unterschiedlichen Phasenlagen. Bei der differentiellen Modulation muß jedem Codewort, bestehend aus sechs Bits, abhängig von dem Betrag des vorher gesendeten Symbols S (i-1 k) ein komplexes Symbol B (i, k) zugeordnet und dann die Berechnung gemäß Fig. 3 shows graphically a possible discrimination of 64 different phase amplitude states with 4 different amplitudes and 16 different phase positions. In the case of differential modulation, each code word consisting of six bits must be assigned a complex symbol B (i, k) depending on the amount of the previously transmitted symbol S (i-1 k) and then the calculation according to

S (i, k) = B (i, k) · S (i-1, k) S (i, k) = B (i, k) * S (i-1, k)

durchgeführt werden.be performed.

Die Struktur eines 6-Bit-Codewortes weist zwei Bit-Gruppen auf, wobei die beiden höchstwertigen Bits b1, b2 für die dif ferentielle Modulation der Amplitude und die vier verbleiben den Bits für eine differentielle Phasenmodulation verwendet werden. Die vier niedrigwertigen Bits des Codeworts legen aus schließlich die Phase des komplexen Symbols B (i, k) fest. Die differentielle Phasenmodulation ist also mit einer herkömm lichen 16-DPSK identisch. Es sind 16 verschiedene Phasenzu stände mit einem Abstand von 22,5° möglich.The structure of a 6-bit code word has two bit groups, the two most significant bits b1, b2 being used for differential modulation of the amplitude and the four remaining bits being used for differential phase modulation. The four least significant bits of the code word finally determine the phase of the complex symbol B (i, k). The differential phase modulation is therefore identical to a conventional 16-DPSK. 16 different phase states are possible with a distance of 22.5 °.

Bei der differentiellen Amplitudenmodulation steckt die Nach richt in dem Betrag des komplexen Symbols B (i, k). In Fig. 3 sind alle möglichen Sendesymbole S (i, k) in der komplexen Ebene eingetragen. Charakteristisch sind hier die vier Ampli tudenringe mit den jeweils 16 Phasenzuständen. Die Radien der Amplitudenringe betragen 1, a, a² und a³.In differential amplitude modulation, the message is in the amount of the complex symbol B (i, k). In Fig. 3 all possible transmission symbols S (i, k) are entered in the complex level. The four amplitude rings, each with 16 phase states, are characteristic here. The radii of the amplitude rings are 1, a, a² and a³.

Der Betrag des komplexen Symbols B (i, k) wird einerseits durch die beiden höchstwertigen Bits im Codewort C (i, k) und andererseits durch den Betrag des vorher gesendeten Symbols S (i-1, k) bestimmt. Die in Fig. 3 angegebene Zuordnungstabelle enthält insgesamt sieben verschiedene Amplitudenzustände für B (i, k), die durch die Parameterwerte m = -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3 beschrieben werden. Durch diese Zuordnung entsteht eine zy klische Struktur innerhalb der Amplitudenringe. The amount of the complex symbol B (i, k) is determined on the one hand by the two most significant bits in the code word C (i, k) and on the other hand by the amount of the previously transmitted symbol S (i-1, k). The assignment table given in FIG. 3 contains a total of seven different amplitude states for B (i, k), which are described by the parameter values m = -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3. This assignment creates a cyclic structure within the amplitude rings.

Weisen die Eingabebits z. B. den Wert "01" auf, so existieren in Abhängigkeit von dem Betrag des Symbols S (i-1, k) zwei mögliche Beträge für das komplexe Symbol B (i, k), nämlich a und a^-3. Ist der Betrag des vorher gesendeten Symbols S (i-1, k) = a³, wird er aufgrund der Eingabebits "01" mit dem ent sprechend der Zuordnungstabelle ermittelten Betrag von a^-3 mul tipliziert, so daß der resultierende Betrag des Sendesymbols S (i, k) des i-ten Modulationsblocks zu "1" wird. Demzufolge entsteht ein Sprung vom äußersten zum innersten Amplituden ring. Damit ist eine zyklische Struktur erzeugt und die Anzahl der Amplitudenringe auf den kleinstmöglichen Wert reduziert. Dieser Effekt ist gleichzeitig mit einer Minimierung der mitt leren Sendeleistung verbunden.Assign the input bits e.g. B. the value "01", there are two possible amounts for the complex symbol B (i, k), namely a and a ^-3, depending on the amount of the symbol S (i-1, k). If the amount of the previously sent symbol S (i-1, k) = a³, it is multiplied by the input bits "01" with the amount of a ^-3 determined in accordance with the assignment table, so that the resulting amount of the transmission symbol S ( i, k) of the i-th modulation block becomes "1". As a result, there is a jump from the outermost to the innermost amplitude ring. This creates a cyclic structure and reduces the number of amplitude rings to the smallest possible value. This effect is at the same time associated with minimizing the mean transmission power.

Bei der Demodulation müssen bei einer 64-DAPSK insgesamt zwi schen 7 Beträgen und 16 Phasenzuständen unterschieden werden. Jedem Betrag können dabei eindeutig zwei Bits zugeordnet wer den.When demodulating a 64-DAPSK, a total of two 7 amounts and 16 phase states can be distinguished. Two amounts can be uniquely assigned to each amount the.

Für die Demodulation sind Entscheidungsgrenzen notwendig. Be züglich der Phase liegen die Entscheidungsgrenzen im arithme tischen Mittel zwischen zwei benachbarten Phasenzuständen. Für die Entscheidungsgrenzen zwischen den Amplitudenringen muß eine Besonderheit berücksichtigt werden: Im Empfänger werden aufgrund des Rauscheinflusses auf dem Übertragungskanal zwei Symbole durcheinander dividiert, die jeweils eine Verteilungs dichtefunktion in Form einer Rayleigh-Verteilung aufweisen. Die resultierende Verteilungsdichtefunktion ist unsymmetrisch, und die Standardabweichung ist eine Funktion des Mittelwertes. Mit zunehmenden Mittelwert wird die Standardabweichung größer und die Unsymmetrie wirkt sich stärker aus. Um eine möglichst geringe Bitfehlerwahrscheinlichkeit zu erhalten, muß die Ent scheidungsgrenze zwischen zwei Ringen zu der kleineren Ampli tude hin verschoben werden. Aus diesem Grund wird die Ent scheidungsgrenze auf das geometrische Mittel zwischen zwei benachbarten Ringen gelegt. Mit dem nach einer Entscheidungs regel ermittelten komplexen Symbol kann unmittelbar das zuge hörige Codewort C′ (i, k) erzeugt werden.Decision limits are necessary for demodulation. Be the decision limits regarding the phase lie in the arithme mean between two neighboring phase states. For the decision boundaries between the amplitude rings must A special feature should be considered: be in the recipient due to the influence of noise on the transmission channel two Symbols divided by each, each a distribution have a density function in the form of a Rayleigh distribution. The resulting distribution density function is asymmetrical, and the standard deviation is a function of the mean. The standard deviation increases as the mean increases and the asymmetry has a bigger impact. To one if possible To get low bit error probability, the Ent boundary between two rings to the smaller ampli tude to be postponed. For this reason, the Ent dividing line to the geometric mean between two placed adjacent rings. With that after a decision As a rule, the complex symbol determined can immediately appropriate code word C '(i, k) are generated.

Fig. 4 zeigt eine differentielle Amplituden-Phasen-Modulation (DAPSK) mit 128 Zuständen. Analog zu den obigen Ausführungen wird das 7-stellige Codewort in zwei Bitgruppen unterteilt. Die 16-Phasenzustände sind die gleichen wie bei der 64-DAPSK. Für die differentielle Amplitudenmodulation stehen somit drei Bits zur Verfügung. Zur Erzeugung einer zyklischen Struktur ergibt sich für den Parameter M: M = -7, . . . , 0, . . . , 7. Für die möglichen komplexen Sendesymbole S (i, k) ergibt sich eine An ordnung mit 8 Amplitudenringen mit jeweils 16 Phasenzuständen. Fig. 4 shows a differential amplitude-phase modulation (DAPSK) with 128 states. Analogous to the above explanations, the 7-digit code word is divided into two bit groups. The 16-phase states are the same as for the 64-DAPSK. Three bits are thus available for differential amplitude modulation. To generate a cyclic structure, the parameter M: M = -7,. . . , 0,. . . , 7. For the possible complex transmission symbols S (i, k) there is an arrangement with 8 amplitude rings with 16 phase states each.

Fig. 5 zeigt die für die Modulation notwendige Zuordnungsta belle, um den Betrag des Symbols B (i, k) in Abhängigkeit der drei höchstwertigen Eingabebits und des Betrags des vorher ge sendeten Symbols S (i-1, k) zu ermitteln. Bei der Demodulation müssen bei einer 128-DAPSK und aufgrund der gewählten Parame ter insgesamt zwischen 15 Beträgen und 16 Phasenzuständen un terschieden werden. Jedem Betrag können dabei eindeutig drei Bits zugeordnet werden. Fig. 5 shows the necessary for the modulation assignment table to determine the amount of the symbol B (i, k) depending on the three most significant input bits and the amount of the previously sent symbol S (i-1, k). When demodulating a 128-DAPSK and based on the selected parameters, a total of 15 amounts and 16 phase states must be differentiated. Three bits can be clearly assigned to each amount.

Die beschriebenen DAPSK-Verfahren setzen die Phasenempfind lichkeit gegenüber der reinen differentiellen Phasenmodulation (DPSK) wesentlich herab und ermöglichen eine realistische Übertragung hoher Datenraten.The DAPSK methods described set the phase sensitivity compared to pure differential phase modulation (DPSK) significantly lower and enable realistic Transmission of high data rates.

Fig. 6 zeigt eine Anordnung analog Fig. 3 (64 DAPSK) bei der die Phasenlagen auf jedem zweiten Amplitudenring identisch sind, während die Phasenlagen auf den dazwischenliegenden Am plitudenringen um einen halben Winkelabstand (π/16) winkelver setzt sind. Bei gleicher Phasenempfindlichkeit kann hierdurch die Diskriminierung unterschiedlicher Amplitudenwerte verbes sert werden. Fig. 6 shows an arrangement analogous to Fig. 3 (64 DAPSK) in which the phase positions on every second amplitude ring are identical, while the phase positions on the intermediate amplitude rings are offset by half an angular distance (π / 16). With the same phase sensitivity, the discrimination of different amplitude values can hereby be improved.

Fig. 7 zeigt eine hierarchische Codierung für die 64-DAPSK gemäß Fig. 3. Dabei sind die Amplitudenabstände zwischen je weils zwei Amplitudenringen kleiner als zu den benachbarten Ringen. Ferner sind auch die Phasenabstände zwischen jeweils zwei Zuständen auf einem Amplitudenring geringer als zu be nachbarten Phasenwerten. Dadurch bilden sich Gruppen von je weils vier Modulationswerten, die von anderen Gruppen einen größeren Amplituden-Phasen-Abstand aufweisen. Dadurch ist es auch bei der DAPSK möglich, eine Demodulation mit verringerter Auflösung durchzuführen, wenn die Übertragungs- oder Empfangs bedingungen eine Demodulation mit hoher Auflösung nicht er laubt. FIG. 7 shows a hierarchical coding for the 64-DAPSK according to FIG. 3. The amplitude distances between two amplitude rings each are smaller than to the neighboring rings. Furthermore, the phase distances between two states on an amplitude ring are also smaller than for neighboring phase values. This creates groups of four modulation values each, which have a larger amplitude-phase distance from other groups. As a result, it is also possible with DAPSK to perform demodulation with reduced resolution if the transmission or reception conditions do not allow demodulation with high resolution.

Für das differentielle Modulationsverfahren ist es zweckmäßig, zur Eliminierung von kurzzeitigen Störungseinflüssen die aktu elle Sendeamplitude des k-ten Subträgers | S (i, k) | relativ zu einem Mittelwert über die vorherigen Sendeamplituden dieses k-ten Subträgers festzulegen. Dabei wird vorzugsweise ein re kursiv geschätzter Mittelwert A_s (i-1, k) zugrundegelegt:For the differential modulation method, it is expedient to eliminate the current interference amplitude of the k-th subcarrier in order to eliminate short-term interference S (i, k) | relative to an average over the previous transmit amplitudes of this kth subcarrier. A recursively estimated average value A _s (i-1, k) is preferably used as a basis:

| S (i, k) | = | B (i, k) | · A_s (i-1, k).| S (i, k) | = | B (i, k) | · A _s (i-1, k).

Für die anschließende Aktualisierung des Mittelwerts A_s (i, k) wird die tatsächlich gesendete Amplitude | S (i, k) | gemessen und eine rekursive Schätzung durchgeführt:For the subsequent update of the mean value A _s (i, k), the actually transmitted amplitude | S (i, k) | measured and performed a recursive estimate:

A_s (i, k) = α · A_s (i-1, k) + (1-α) · | S (i, k) |.A _s (i, k) = α · A _s (i-1, k) + (1-α) · | S (i, k) |.

Der tatsächlich gemessene Wert beeinflußt daher den vorherigen Mittelwert in gewichteter Weise. Für den Wichtungsparameter α eignet sich beispielsweise der Wert 7/8 oder 15/16.The actual measured value therefore influences the previous one Weighted average. For the weighting parameter α For example, the value 7/8 or 15/16 is suitable.

Die Beträge | B (i, k) | ermitteln sich in Abhängigkeit der Eingabebits und des rekursiv geschätzten Mittelwerts A_s (i-1, k) relativ zu einer mittleren Amplitude A0 als Schwelle, die absolut vorgegeben ist. Falls der rekursive Mittelwert A_s (i-1, k) auf dem Subträger k ober- oder unterhalb der Schwelle A0 liegt wird inkrementiert oder dekrementiert. Es gilt:The amounts B (i, k) | are determined as a function of the input bits and the recursively estimated mean value A _s (i-1, k) relative to an average amplitude A0, which is absolutely predetermined. If the recursive mean value A _s (i-1, k) on the subcarrier k lies above or below the threshold A0, incrementation or decrementation is carried out. The following applies:

Im Demodulator wird die aktuelle Empfangsamplitude | S′ (i, k)| ins Verhältnis zu einem kursiv geschätzten Mittelwert A_s′ (i-1, k) gesetzt:The current reception amplitude | S ′ (i, k) | in relation to an italic estimated mean A _s ′ (i-1, k):

Der Mittelwert wird aktualisiert und aus den Beträgen |B′(i, k)| eine Bitkombination ermittelt.The mean is updated and from the amounts | B ′ (i, k) | determined a bit combination.

Fig. 8 zeigt ein Beispiel für ein Synchronisiersignal, das eine geeignete impulsförmige Autokorrelationsfunktion (Fig. 9) aufweist. Beispiele für derartige Signale sind in dem Auf satz Rohling, Plagge "Mismatched-Filter Design for Periodical Binary Phased Signals" IEE Transactions-AES Vol. 25, No. 6, Seiten 890 bis 897 erläutert. FIG. 8 shows an example of a synchronization signal that has a suitable pulse-shaped autocorrelation function ( FIG. 9). Examples of such signals are in the article Rohling, Plagge "Mismatched-Filter Design for Periodical Binary Phased Signals" IEE Transactions-AES Vol. 25, No. 6, pages 890 to 897.

Der 13er Barkercode lautetThe 13 bar code is

1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1 .1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 1.

Fig. 9 zeigt, daß die Autokorrelationsfunktion des Synchroni siersignals aus Fig. 8 über die Periode -T bis +T einen mit tigen Impuls großer Amplitude aufweist, während die übrigen Signalanteile periodisch nur relativ wesentlich geringere Am plituden aufweisen. Der Impuls mit der großen Amplitude eignet sich zur Verwendung als Synchronisierimpuls. Fig. 9 shows that the autocorrelation function of the synchronizing signal from Fig. 8 over the period -T to + T has a pulse with a large amplitude, while the other signal components periodically have only relatively significantly lower amplitudes. The large amplitude pulse is suitable for use as a synchronizing pulse.

In Fig. 9 ist gestrichelt noch die Autokorrelationsfunktion eines Rechteckimpulses zu Vergleichszwecken eingetragen.In Fig. 9, the auto-correlation function of a rectangular pulse is also shown in dashed lines for comparison purposes.

Es ist ohne weiteres erkennbar, daß das impulsförmige Verhal ten der Autokorrelationsfunktion für Synchronisationszwecke unmittelbar verwendbar ist.It can easily be seen that the impulsive behavior the autocorrelation function for synchronization purposes is immediately usable.

Selbstverständlich ist es im Rahmen der vorliegenden Erfindung auch möglich, das impulsförmige Verhalten einer Kreuzkorrela tionsfunktion auszunutzen. Auch in diesem Fall ist es jedoch sinnvoll, ein Synchronisiersignal mit einer impulsförmigen Autokorrelationsfunktion zu verwenden.It is of course within the scope of the present invention also possible the impulsive behavior of a cross correla exploitation function. In this case too, however sensible, a synchronization signal with a pulse-shaped Use autocorrelation function.

Claims

1. A method for transmitting and / or receiving large amounts of digital data, which are modulated in parallel on a plurality of mutually orthogonal subcarriers, using a transmitter-side inverse Fourier transform and a synchronizing signal for block, clock and carrier synchronization, characterized by the use of a synchronizing signal, which is added as a periodically recurring signal sequence to the signals modulated on the subcarriers and has an autocorrelation function that shows a pulsed behavior.

2. The method according to claim 1, characterized in that the autocorrelation function one pulse per period has, the amplitude of the residual signal clearly above protrudes.

3. The method according to claim 1 or 2, characterized by the use of a binary phase encoded signal as Synchronization signal.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized ge indicates that the synchronization signal is a period length (T) that of the entire modulation signal length (block length) including a guard interval corresponds.

5. The method according to claim 4, characterized in that the synchronization signal in the protection interval greater Am plitudes than in the rest of the interval.

6. The method according to any one of claims 1 to 5, characterized ge indicates that the synchronization on the receiver side signal separated and its correlation function calc net and that impulses of the correlation function to Synchronization are used.

7. The method according to claim 6, characterized in that the autocorrelation function is calculated.

8. The method according to any one of claims 1 to 7, characterized ge indicates that the synchronization signal as low frequency quent signal is added to the modulated signal.

9. The method according to claim 8, characterized in that the separation of the synchronization signal on the receiver side by means of one or more low passes.

10. The method according to any one of claims 1 to 9, characterized ge indicates that the transmitter and / or receiver the complex signals divided into real part and imagi närteil be processed in separate channels and that the synchronization signal separate two signal components will be added.

11. The method according to claim 10, characterized in that Real part and imaginary part formed on the receiver side and for obtaining the synchronization signal in one se separate branch of an analog-digital conversion be trained and then the correlation radio tion is calculated.

12. The method according to any one of claims 1 to 11, characterized characterized in that the synchronization signal a diffe profitably modulated signal after its inverse Fourier transform is added.

13. The method according to claim 12, characterized by a differential modulation with both different Phases as well as with different amplitudes.

14. Transmitter for performing the method according to one of claims 1 to 13, characterized by a synchronous signal generator ( 10 ) for generating a synchronizing signal in the form of a periodically recurring signal sequence, the auto-correlation function of which shows a pulse-shaped behavior, and one behind the inverse Fourier transformation stage ( 5 ) arranged addition stage ( 9 ) for additive superimposition of the synchronizing signal on the transmission signals.

15. Transmitter according to claim 14, characterized in that there are two channels for the real part and imaginary part of the complex signals and that the addition stage ( 9 ) is formed by two adders ( 9 a, 9 b), each in one of the channels are located.

16. Transmitter according to claim 14 or 15, characterized in that the addition stage ( 9 ) behind a digital form filter ( 7 a, 7 b) and in front of digital-to-analog converters ( 12 a, 12 b) is arranged.

17. Receiver for performing the method according to one of claims 1 to 13, characterized by an evaluation circuit ( 27 ) for the transmitted synchronizing signal, which contains a correlator and pending pulses at the output of the correlator are used as synchronizing pulses.

18. Receiver according to claim 17, characterized in that the correlator computes the autocorrelation function.

19. Receiver according to claim 17 or 18, characterized in that the synchronization pulses arrive at a block synchronization input of a Fourier transformation stage ( 19 ).

20. Receiver according to one of claims 17 to 19, characterized in that to the output of the evaluation circuit ( 27 ) synchronization inputs of analog-digital converters ( 15 a, 15 b) are connected.

21. Receiver according to one of claims 17 to 20, characterized in that at the output of the evaluation circuit ( 27 ), a synchronization input of a mixer which mixes the received RF signal ( 14 ) is connected.

22. Receiver according to one of claims 17 to 21, characterized in that at two outputs of the mixer ( 14 ) real part and imaginary part arise separately.

23. Receiver according to claim 22, characterized in that to the outputs of the mixer ( 14 ) low-pass filters ( 25 a, 25 b) are connected, learn the separate analog-digital wall ( 26 a, 26 b) upstream, the outputs are connected to the evaluation circuit ( 27 ).