DE4226175C2

DE4226175C2 - Circuit arrangement for the digital processing of semiconductor detector signals

Info

Publication number: DE4226175C2
Application number: DE4226175A
Authority: DE
Inventors: Werner Gast; Andrey Georgiev; Juergen Stein; Andree Buechner
Original assignee: Forschungszentrum Juelich GmbH; Forschungszentrum Dresden Rossendorf eV
Current assignee: Flir Radiation GmbH
Priority date: 1991-12-09
Filing date: 1992-08-07
Publication date: 1994-07-28
Anticipated expiration: 2012-08-08
Also published as: DE4226175A1; DE59208122D1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie sie für Ionisationskammern aus Nuclear Instruments and Methods in Physics Research, A 276 (1989), S. 500-508, bekannt ist.The invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of claim 1 as used for nuclear ionization chambers Instruments and Methods in Physics Research, A 276 (1989), pp. 500-508.

Die Verarbeitung von Signalen aus Halbleiterdetektoren erfolgt in hochauflösen den spektroskopischen Analysatorsystemen, die im wesentlichen in Richtung auf eine möglichst exakte Bestimmung der Energie des Strahlungsquantes (Röntgen strahlung, Gammastrahlung, geladene Teilchen) und einen möglichst hohen Durch satz hin optimiert sind. In der Gammaspektroskopie beispielsweise müssen auf grund der hohen intrinsischen Auflösung (ca. 0.1%) der dort eingesetzten Germa niumdetektoren analoge Detektorsignale über einen dynamischen Bereich von etwa 70 dB mit einer integralen Nichtlinearität von besser als 0.02% und einer diffe rentiellen Nichtlinearität von besser als 0.3% spektroskopiert werden. Der ange strebte Durchsatz beträgt dabei 10⁴-10⁵ Ereignisse pro Sekunde.The processing of signals from semiconductor detectors takes place in high-resolution spectroscopic analyzer systems, which are essentially optimized in the direction of determining the energy of the radiation quantum (X-ray radiation, gamma radiation, charged particles) and the throughput as high as possible. In gamma spectroscopy, for example, due to the high intrinsic resolution (approx. 0.1%) of the germanium detectors used there, analog detector signals over a dynamic range of around 70 dB with an integral non-linearity of better than 0.02% and a differential non-linearity of better than 0.3 % be spectroscopic. The target throughput is 10 ⁴ -10 ⁵ events per second.

Das Anwendungsgebiet von Halbleiterspektrometersystemen ist sehr breit und reicht von Meßsystemen für Umweltschutz, Medizin und Materialforschung bis hin zu experimentellen Großprojekten in kernphysikalischer und kosmologischer Grundlagenforschung.The field of application of semiconductor spectrometer systems is very wide and ranges from measuring systems for environmental protection, medicine and materials research to to large-scale experimental projects in nuclear physics and cosmology Basic research.

Bei den konventionellen Verfahren der Verarbeitung von Halbleiterspektrometer signalen werden bislang weitgehend analoge Impulsverstärker (Spektroskopiever stärker SV) in Verbindung mit hochauflösenden Analog-zu-Digital Konvertern (ADC) eingesetzt. Im Spektroskopieverstärker wird eine Pulsformung der Vorver stärkersignale durchgeführt mit dem Ziel, unter Optimierung des Durchsatzes und des Signal/Rausch Verhältnisses ein Ausgangssignal zu erzeugen, dessen Amplitude möglichst genau der im Halbleiterdetektor freigesetzten Ladung entspricht. Zusätzlich enthält der SV üblicherweise Schaltkreise zur Nullpunktstabilisierung (base-line restauration) und zur Eliminierung von Pulsaufstockungen (pile-up rejektion). Das Ausgangssignal des Spektroskopieverstärkers wird dem ADC zur Digitalisierung zugeführt. Der ADC enthält neben einem Spitzenwert-Detektor/ Dehner und einem linearen Tor, um die Signalamplitude für die Konversionszeit zu fixieren, einen Amplituden-Zeit Konverter und schließlich einen Zeit-zu-Digital Konverter (Wilkinson ADC.).In the conventional methods of processing semiconductor spectrometers So far, signals have been largely analog pulse amplifiers (spectroscopy ver stronger SV) in connection with high-resolution analog-to-digital converters (ADC) used. In the spectroscopy amplifier, pulse shaping of the prever strength signals carried out with the aim of optimizing throughput and of the signal-to-noise ratio to generate an output signal, its amplitude corresponds as closely as possible to the charge released in the semiconductor detector. In addition, the SV usually contains circuits for zero stabilization (base-line restoration) and for the elimination of pulse increases (pile-up rejection). The output signal of the spectroscopy amplifier is the ADC Digitization fed. In addition to a peak value detector / Dehner and a linear gate to increase the signal amplitude for the conversion time fix an amplitude-time converter and finally a time-to-digital Converter (Wilkinson ADC.).

Diese konventionelle Art der Signalverarbeitung zeigt mehrere Schwachpunkte: Verschlechterung der effektiven Auflösung des Halbleiterspektrometers durch "ballistic deficit" und "charge trapping" Effekte, Begrenzung des maximalen Durchsatzes aufgrund von Pulsaufstockungen und langen Konversionszeiten des ADC′s, und schließlich hohe Empfindlichkeit hinsichtlich Temperaturschwankungen und mangelnde Langzeitstabilität wegen der Vielzahl von analogen Komponenten, die in jedem Signalverarbeitungskanal zum Einsatz kommen.This conventional type of signal processing shows several weak points: Deterioration of the effective resolution of the semiconductor spectrometer "Ballistic deficit" and "charge trapping" effects, limitation of the maximum Throughput due to pulse increases and long conversion times ADC’s, and finally high sensitivity to temperature fluctuations and lack of long-term stability due to the large number of analog components, that are used in every signal processing channel.

Der "ballistic deficit" Effekt ist auf Unterschiede in der Ladungsverteilung des Detektorsignals über das Ladungssammlungsintervall zurückzuführen und äußert sich in unterschiedlichen Formen und Anstiegszeiten der Anstiegsflanke des Vor verstärker-Ausgangssignals. Die geräteseitig fest eingestellte Übertragungsfunk tion des Pulsformungsnetzwerkes im nachgeschalteten SV kann diesen Unterschie den nur unvollkommen Rechnung tragen und verwandelt sie in Schwankungen der Pulsamplitude in Richtung kleinerer Werte. Diese Reduktion der Pulsamplitude wird als "ballistic deficit" bezeichnet. In jüngerer Vergangenheit wurden ver schiedene, auf analogen Schaltkreisen basierende Methoden entwickelt, um auf solche, sowie auf "charge carrier trapping" Effekte zurückzuführende Defizite in den Pulsamplituden hin zu korrigieren (F. S. Goulding and D. A. Landis, IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 35 (1988)119; M. L. Simpson et al., IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 36 (1989) 260; S. M. Hinshaw and D. A. Landis, IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 37 (1990) 374 ), von denen die verbreitetste die Goulding-Landis Methode ist. Letztere ermittelt den Korrekturfaktor anhand der unterschiedlichen zeitlichen Verschiebung der Pulsmaxima nach der Pulsformung. Sie führt zu einer gewissen Verbesserung der Energieauflösung, zeigt jedoch immer noch eine deutliche Ener gieabhängigkeit der Ergebnisse und ist nicht in der Lage, "minority charge carrier trapping" Effekten Rechnung zu tragen.The "ballistic deficit" effect is due to differences in the charge distribution of the Detector signal over the charge collection interval and expresses different forms and rise times of the rising edge of the previous amplifier output signal. The transmission radio set on the device side tion of the pulse shaping network in the downstream SV can make this difference which only imperfectly take into account and transforms them into fluctuations in the Pulse amplitude in the direction of smaller values. This reduction in pulse amplitude is called "ballistic deficit". In the recent past, ver different methods based on analog circuits such, as well as deficits due to "charge carrier trapping" effects in correct the pulse amplitudes (F. S. Goulding and D. A. Landis, IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 35 (1988) 119; Simpson, M.L. et al., IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 36 (1989) 260; S. M. Hinshaw and D.A. Landis, IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS 37 (1990) 374), the most common of which is the Goulding-Landis method is. The latter determines the correction factor based on the different temporal Shift of the pulse maxima after the pulse formation. It leads to a certain Improvement in energy resolution, however, still shows a clear energy results dependent and is unable to "minority charge carrier trapping "effects.

Um den Durchsatz von spektroskopischen Analysatorsystemen zu optimieren wur den Anstrengungen in beide Richtungen unternommen, nämlich einerseits die Tot zeit des analogen Spektroskopieverstärkers und andererseits die Konversionszeit des Analog-zu-Digital Konverters zu minimieren.In order to optimize the throughput of spectroscopic analyzer systems made efforts in both directions, namely, on the one hand, the dead time of the analog spectroscopy amplifier and on the other hand the conversion time of the analog-to-digital converter.

Zur Reduktion der Totzeit der analogen Signalaufbereitung wurde der geschaltete Integrator (Gated Integrator GI) eingeführt. Beim GI folgt einem Pulsformungs netzwerk mit vergleichsweise kleinen Zeitkonstanten ein geschalteter Integrator. Man erreicht mit diesem Verfahren ein verbessertes Verhalten des SV bei hohen Zählraten, allerdings auf Kosten einer generell etwas verschlechterten Energieauf lösung.To reduce the dead time of the analog signal processing, the switched Integrator (Gated Integrator GI) introduced. The GI follows a pulse shaping network with comparatively small time constants a switched integrator. This procedure leads to an improved behavior of the SV at high Counting rates, however at the expense of a generally somewhat deteriorated energy solution.

Eine Verringerung der Konversionszeit des ADC′s erreicht man, indem man das Wikinson Verfahren (D. Wikinson, Proc. Cambr. Soc. 46 (1950) 508) durch das bi näre Wägeverfahren (successive approximation) ersetzt (P. Casoli and P. Maranosi, Nucl. Instr. Meth. 166 (1979) 299). Da diesem Verfahren jedoch eine beträchtliche differentielle Nichtlinearität inhärent ist, muß es durch das Verfahren der gleitenden Kanallagen (sliding scale) ergänzt werden (E. Gatti, Nucl. Instr. Meth. 24 (1963) 241). Das kombinierte Verfahren weist zwar signifikant verkürzte Konversionszeiten auf, ist aber dennoch weiterhin mit einigen Unzulänglichkeiten behaftet. Zum einen ist man wie beim Wilkinson-Verfahren auch hier auf analoge Schaltkreise wie Spitzenwert- Detektor/Dehner und lineares Tor angewiesen, um die Pulsam plitude für den Zeitraum der Konversion zu fixieren, und wird somit weiterhin mit den solchen Schaltkreisen eigenen Schwächen, wie Empfindlichkeit gegenüber Zählraten- und Temperaturschwankungen etc., konfrontiert. Zum anderen können die Vorteile des Verfahrens der gleitenden Kanallagen, das im Prinzip einen Mitte lungsprozeß darstellt, nur dann voll zum Tragen kommen, wenn Meßwerte in hin reichender Statistik vorliegen, d. h. es versagt bei Einzelmessungen aufgrund des ungünstigen Kanalprofils. A reduction in the conversion time of the ADC is achieved by doing this Wikinson procedure (D. Wikinson, Proc. Cambr. Soc. 46 (1950) 508) by the bi successive approximation replaced (P. Casoli and P. Maranosi, Nucl. Instr. Meth. 166 (1979) 299). However, since this procedure is considerable Differential nonlinearity is inherent, it must be done by the sliding method Channel positions (sliding scale) are supplemented (E. Gatti, Nucl. Instr. Meth. 24 (1963) 241). The combined process has significantly shorter conversion times on, but still has some shortcomings. To the one is like the Wilkinson method here also on analog circuits such as peak detector / stretcher and linear gate instructed to the pulsam plitude for the period of the conversion, and will continue to do so weaknesses such as sensitivity to such circuits Counting rate and temperature fluctuations etc. faced. On the other hand, you can the advantages of the process of sliding channel layers, which in principle is a middle development process, only come into play fully if measured values in there sufficient statistics are available, d. H. it fails with individual measurements due to the unfavorable channel profile.

Allgemein weisen praktisch alle der heute eingesetzten und oben andiskutierten Verfahren der Verarbeitung von Halbleiterdetek torsignalen beträchtliche Temperatur- und Langzeitinstabilitäten auf, mit ihren negativen Auswirkungen auf entscheidende System parameter wie Auflösung und integrale Linearität. Dies ist vor allem der Vielzahl von analogen elektronischen Bauelementen, wie sie in den konventionellen spektroskopischen Analysatorsystemen Verwendung finden, und ihrer Empfindlichkeit gegenüber äußeren Einflüssen, zuzuschreiben.In general, practically all of those used today and above and discussed methods of processing semiconductor detec considerable temperature and long-term instabilities on, with its negative effects on crucial system parameters such as resolution and integral linearity. This is before all the variety of analog electronic components, such as it in conventional spectroscopic analyzer systems Find use, and their sensitivity to external Influences to ascribe.

Um die Probleme konventioneller, analoger Signalverarbeitung zu umgehen, wurden in der Vergangenheit vermehrt digitale Signal verarbeitungsverfahren eingesetzt, um die durch ein Einzelereignis in einem Strahlungsdetektor erzeugte Gesamtladung zu bestimmen (F. Hilsenrath et al., IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS-32, No. 1 (1985) 145; H.-G. Ortlepp und A. Romaguera, Nucl. Instr. Meth. A276 (1989) 500). Bei diesen Verfahren wird der Signalverlauf des dem Detektor nachgeschalteten Vorverstärkers nach der analogen Pulsverformung digitalisiert und danach numerisch integriert. Sie weisen eine verbesserte Temperatur- und Langzeitstabilität auf, können aber den mit den "ballistic/charge carrier trapping" Defiziten verbundenen Problemen auch nur unvollkommen Rechnung tragen, da diese auf die analoge Pulsformung zurückzuführen sind. Darüber hinaus implizieren sie ein neues, prinzipbedingtes "ballistic deficit" Problem, dessen Ursache in der zeitlich unkorrelierten Lage der Pulsmaxima relativ zum Abtastraster begründet liegt, und finden deshalb z. Z. nur in solchen Fällen Verwendung, in denen keine maximale Energieauflösung gefordert wird.To solve the problems of conventional, analog signal processing in the past have increasingly been digital signals processing methods used to by a single event to determine the total charge generated in a radiation detector (F. Hilsenrath et al., IEEE Transactions on Nuclear Science, Vol. NS-32, No. 1 (1985) 145; H.-G. Ortlepp and A. Romaguera, Nucl. Instr. Meth. A276 (1989) 500). With these The signal course of the detector is followed by the method Preamplifier digitized after analog pulse deformation and then numerically integrated. They show an improved Temperature and long-term stability, but can with the "Ballistic / charge carrier trapping" related deficits Problems are only imperfectly taken into account, as these affect the analog pulse formation can be attributed. Furthermore imply a new, principle-related "ballistic deficit" Problem, the cause of which is in the temporally uncorrelated position of the Pulse maxima relative to the scanning grid is justified, and find therefore z. Currently only used in cases where none maximum energy resolution is required.

Die durch "ballistic deficit" Effekte verursachten Fehler in der Bestimmung der Gesamtladung eines Strahlungsereignisses können entweder nachträglich korrigiert werden (s. o.) oder durch eine ballistische Messung der Gesamtladung von vornherein vermieden werden. Letzteres geschieht im Idealfall dadurch, daß man das zeitliche Profil der Ladungssammlung im Detektor durch Entfaltung aus dem Vorverstärkerausgangssignal rekonstruiert. Numerische Entfaltungsverfahren werden bereits seit langem erfolgreich in der Halbleiterspektroskopie eingesetzt, allerdings zur Analyse statistischer Daten bzw. Spektren, wo sie der möglichst präzisen Bestimmung der darin wiedergegebenen Wahrscheinlichkeitsverteilung der Ergebnisse einer statistisch signifikanten Anzahl von Einzelmessungen verschiedener Strahlungsquanten dienen (W. Blau, Exper. Techn. Phys. Bd. 24, H. 2, 1976, S. 187 bis 197; Hiroshi Baba and Toshio Suzuki, Nucl. Instr. Meth., Bd. 145 (1977), 517). Dagegen wurde die Verwendung von Entfaltungsverfahren bei der on line Signalverarbeitung von Halbleiterdetektorsignalen bislang nicht in Erwägung gezogen, da man davon ausgehen mußte, daß die Realisierung entsprechender Schaltkreise, wenn überhaupt, nur unter unvertretbar hohem Aufwand möglich ist. The errors caused by "ballistic deficit" effects in the Can determine the total charge of a radiation event either corrected subsequently (see above) or by a Ballistic measurement of the total charge avoided from the outset become. The latter happens ideally by one temporal profile of the charge collection in the detector by unfolding reconstructed from the preamplifier output signal. Numerical Unfolding processes have long been successful in the Semiconductor spectroscopy used, but for analysis statistical data or spectra where it is as precise as possible Determination of the probability distribution shown in it the results of a statistically significant number of Individual measurements of different radiation quanta serve (W. Blau, Exper. Techn. Phys. 24, H. 2, 1976, pp. 187 to 197; Hiroshi Baba and Toshio Suzuki, Nucl. Instr. Meth., 145: 517 (1977). In contrast, the use of deconvolution methods in the on line signal processing of semiconductor detector signals so far not considered, since one had to assume that the Realization of appropriate circuits, if at all, only is possible at an unreasonably high cost.

In Anbetracht dieser Ausgangsposition ist es daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung für die digitale Verarbeitung von Signalen aus Halbleiterde tektoren mit ladungsempfindlichem Vorverstärker zu schaffen, die folgende Eigen schaften aufweist:In view of this starting position, it is an object of the invention, a Circuit arrangement for the digital processing of signals from semiconductor earth tectors with charge sensitive preamplifier to create the following eigen features:

a) improved suppression of "ballistic deficit" and "charge carrier trapping effects
b) good counting rate behavior, in particular with regard to the maximum achievable energy resolution,
c) optimal temperature and long-term stability.

Diese Aufgabe wird durch die Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des An spruchs 1 gelöst. This task is achieved by the circuit arrangement with the features of the An spell 1 solved.

Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung weist eine hervorragende Unter drückung von "ballistic deficit" und "charge carrier trapping" Effekten auf und zeichnet sich durch ein hohes Auflösung/Totzeit Verhältnis und eine gute Tempe ratur- und Langzeitstabilität aus. Mit der Schaltungsanordnung wird das Konzept verfolgt, die ursprüngliche, unverzerrte Ladungsverteilung der Detektorsignale zu rekonstruieren, um damit eine ideale ballistische Messung zu ermöglichen, deren Ergebnis unabhängig vom jeweils aktuellen Verlauf der Ladungsverteilung ist.The circuit arrangement according to the invention has an excellent sub pressing "ballistic deficit" and "charge carrier trapping" effects on and is characterized by a high resolution / dead time ratio and a good temperature maturity and long-term stability. With the circuit arrangement, the concept tracks the original, undistorted charge distribution of the detector signals reconstruct in order to enable an ideal ballistic measurement whose The result is independent of the current course of the charge distribution.

In einem Halbleiterdetektor setzt jedes Strahlungsereignis eine der absorbierten Energie entsprechende Ladungsmenge frei. Sie wird im angeschlossenen, ladungs empfindlichen Vorverstärker gesammelt und erzeugt ein Signal mit stufenförmigen Anstieg an dessen Ausgang. Die Entladung erfolgt i.a., und speziell in den hier betrachteten Systemen mit hohem Durchsatz bei gleichzeitig guter Energieauflö sung, über einen hochohmigen Widerstand, so daß dem stufenförmigen Anstieg des Signals ein exponentieller Abfall folgt, dessen Zeitkonstante im Vergleich zur Anstiegszeit sehr lang ist. Mathematisch kann das Vorverstärkerausgangssignal U_p(t) als Faltung zwischen der Ladungsverteilungsfunktion g(t) und der Vorver stärkerübertragungsfunktion f(t) betrachtet werden:In a semiconductor detector, each radiation event releases an amount of charge corresponding to the absorbed energy. It is collected in the connected, charge-sensitive preamplifier and generates a signal with a step increase at its output. The discharge generally takes place, and especially in the systems under consideration here with a high throughput and at the same time good energy resolution, via a high-resistance resistor, so that the step-wise rise of the signal is followed by an exponential drop, the time constant of which is very long compared to the rise time. Mathematically, the preamplifier output signal U _p (t) can be viewed as a convolution between the charge distribution function g (t) and the preamplifier transfer function f (t):

Für den Fall, daß die Ladungssammlung augenblicklich erfolgt, kann g(t) durch eine δ-Funktion beschrieben werden, und Gl. (1) wird zu:In the event that the charge is collected instantaneously, g (t) can be a δ function can be described, and Eq. (1) becomes:

U_P(t) = G f(t) (2)U _P (t) = G f (t) (2)

wobei G die zur absorbierten Energie proportionale Gesamtladung ist. Bei der konventionellen, analogen Pulsformung geht man davon aus, daß diese Be dingung erfüllt ist, bzw. daß die Ladungssammlungszeit zumindest sehr kurz im Vergleich zu den Zeitkonstanten der Pulsformung ist. Für großvolumige, koaxiale Germaniumdetektoren, die bei hohen Zählraten, d. h. relativ kurzen Zeitkonstanten der Pulsformung betrieben werden, ist dies jedoch nicht der Fall. Die für endliche Ladungssammlungszeiten nicht mehr adäquate Pulsformung führt zu einer Reduk tion der Pulsamplitude, dem bereits erwähnten "ballistic deficit" Effekt. where G is the total charge proportional to the absorbed energy. In conventional, analog pulse shaping, it is assumed that these loading condition is met, or that the charge collection time is at least very short in Is compared to the time constants of pulse shaping. For large-volume, coaxial Germanium detectors operating at high count rates, i.e. H. relatively short time constants pulse shaping, this is not the case. The one for finite Charge collection times that are no longer adequate lead to a reduc tion of the pulse amplitude, the "ballistic deficit" effect already mentioned.

Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung vermeidet das Problem, indem sie als ersten Schritt der Signalverarbeitung die durch Gl. (1) beschriebene Faltung von Ladungsverteilung und Vorverstärkerübertragungsfunktion im Vorverstärke rausgangssignals rückgängig macht, d. h. durch Entfaltung die ursprüngliche La dungsverteilung des Detektorsignals rekonstruiert, so daß eine ideale ballistische Messung der Gesamtladung des Strahlungsereignisses erfolgen kann.The circuit arrangement according to the invention avoids the problem by as the first step of the signal processing which is given by Eq. (1) folding described of charge distribution and preamplifier transfer function in the preamplifier undo the output signal, d. H. by unfolding the original La reconstructed distribution of the detector signal, so that an ideal ballistic Measurement of the total charge of the radiation event can take place.

Eine solche Entfaltung mit Mitteln analoger Signalverarbeitung durchzuführen ist praktisch unmöglich. Deshalb wird das Halbleiterdetektorsignal direkt nach dem ladungsempfindlichen Vorverstärker von einem schnellen ADC abgetastet und di gitalisiert. Die gesamte weitere Verarbeitung erfolgt dann in einer digitalen Um gebung. Für die diskreten Werte des digitalisierten Vorverstärkerausgangssignals wird das Faltungsintegral aus Gl. (1) zu einer Summe:Such deconvolution is to be carried out using analog signal processing practically impossible. Therefore, the semiconductor detector signal is immediately after the charge sensitive preamplifier sampled by a fast ADC and di capitalized. All further processing then takes place in a digital order giving. For the discrete values of the digitized preamplifier output signal the convolution integral from Eq. (1) to a sum:

wobei t_S ein Abtastintervall bezeichnet, d. h. den zeitlichen Abstand zwischen zwei benachbarten Abtastpunkten des Signals U_p(t). Für eine auf t_S normierte Zeitachse wird Gl. (3) zuwhere t _S denotes a sampling interval, ie the time interval between two adjacent sampling points of the signal U _p (t). For a time axis standardized to t _S , Eq. (3) too

Die Entfaltung der diskreten Ladungsverteilungsfunktion g(j), d. h. die Auflösung dieses Gleichungssystems in seiner allgemeinen Form nach g(i), ist ohne be trächtlichen Rechenaufwand nicht zu bewerkstelligen. Einige Gegebenheiten ver einfachen den Rechenprozeß jedoch so sehr, daß eine Verarbeitung in Echtzeit möglich wird. Erstens kann man die Entfaltungsprozedur auf ein Fenster der breite M, d. h. auf M im Abstand t_S eines Abtastintervalls aufeinanderfolgende Abtastwerte beschränken, so daß sich die Anzahl der Gleichungen in (4) auf M reduziert. Dies beeinträchtigt das zu berechnende Ergebnis für die Gesamtla dung nicht, solange das Zeitintervall Mt_S größer als die maximal zu erwartende Ladungssammlungszeit ist. Zweitens ist zur Bestimmung der Energie des Strahlungsereignisses die Ermittlung der Gesamtladung ausreichend. Eine detaillierte Kenntnis des aktuellen, zeitlichen Verlaufs der Ladungssammlung, d. h. der Form der Ladungsverteilungsfunktion g(j), ist nicht erforderlich. Und drittens ist die Vorverstärkerübertragungsfunktion f(i) i.a. sehr gut bekannt und mathematisch leicht zu beschreiben. Im Fall von Vorverstärkern, in denen die Entladung über einen Widerstand erfolgt, ist es eine einfache Exponentialfunk tion.The unfolding of the discrete charge distribution function g (j), ie the resolution of this system of equations in its general form according to g (i), cannot be accomplished without considerable computational effort. However, some circumstances simplify the computing process so much that real-time processing is possible. First, the deconvolution procedure can be limited to a window of wide M, ie to M consecutive samples at intervals t _{S of} a sampling interval, so that the number of equations in (4) is reduced to M. This does not affect the result to be calculated for the total charge as long as the time interval Mt _{S is} greater than the maximum expected charge collection time. Second, the determination of the total charge is sufficient to determine the energy of the radiation event. A detailed knowledge of the current, time course of the charge collection, ie the shape of the charge distribution function g (j), is not necessary. And third, the preamplifier transfer function f (i) ia is very well known and easy to describe mathematically. In the case of preamplifiers in which the discharge takes place via a resistor, it is a simple exponential function.

Diese drei Gegebenheiten ermöglichen die Lösung des Gleichungssystems (4) mittels einer einfachen Rekursionsformel:These three conditions enable the system of equations to be solved (4) using a simple recursion formula:

wobei k=exp-(t_S/τ_RC) die Abfallskonstante der Vorverstärkerübertragungsfunktion für ein Abtastintervall ist. Zum Zeitpunkt i=M wird die gesammelte Ladung G_i zu G_M und damit gleich der im Zeitintervall von 0 bis Mt_s akku mulierten Gesamtladung. Die Rekursionsformel (5) besitzt zwei wichtige Eigen schaften: (i) Das Endergebnis G_M ergibt sich nach M aufeinanderfolgenden Schritten, wobei bei jedem Schritt lediglich eine Multiplikation-Summation und eine Addition durchgeführt werden muß. Jeder Schritt entspricht einem neuen Abtastwert aus dem Eingangsdigitalisierer, d. h. die Rekursion kann in Echtzeit durchgeführt werden. (ii) Die Rekursion kann leicht über den durch M vorgege benen Bereich hinaus erweitert werden:where k = exp- (t _S / τ _RC ) is the decay constant of the preamplifier transfer function for a sampling interval. At time i = M, the collected charge G _i becomes G _M and thus equal to the total charge accumulated in the time interval from 0 to Mt _s . The recursion formula (5) has two important properties: (i) The end result G _M results after M successive steps, with only one multiplication summation and one addition having to be carried out for each step. Each step corresponds to a new sample from the input digitizer, ie the recursion can be carried out in real time. (ii) The recursion can easily be expanded beyond the range specified by M:

d. h., durch Hinzufügen nur einer einzigen weiteren Operation (Subtraktion) pro Schritt kann die Entfaltung in einem neuen Fenster durchgeführt werden. Aus der Tatsache, daß der Parameter L in Gl. (6) jede beliebige Zahl sein kann, folgt, daß der Entfaltungsprozeß kontinuierlich, oder mit anderen Worten "gleitende" erfolgen kann. Das Verfahren wird daher als gleitende Entfaltung (moving window deconvolution) bezeichnet.d. that is, by adding just one more operation (subtraction) per Step can be unfolded in a new window. Out the fact that the parameter L in Eq. (6) can be any number follows that the unfolding process is continuous, or in other words "sliding" can be done. The process is therefore called a moving window deconvolution).

In der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung wird dieses Verfahren auf alle Abtastwerte des Eingangsdigitalisierers angewandt, d. h. mit jedem neuen Abtast wert wird eine neue Messung der im aktuellen Entfaltungsfenster befindlichen La dungsmenge durchgeführt. Das Endresultat, nämlich die Gesamtmenge der im Halb leiterdetektor durch ein einzelnes Strahlungsquant freigesetzten Ladung, erhält man, indem man die Differenz bildet zwischen dem Meßwert, der sich aus Mes sungen der auf das betrachtete Strahlungsereignis zurückzuführenden Gesamtla dungsmenge ergibt, und dem, der aus Messungen des momentanen Beitrages des Stufen-Rauschens (step noise) resultiert. Der Meßwert für die Gesamtladung wird dabei anhand der L Ergebnisse der Entfaltung in L aufeinanderfolgenden Zeitfenstern bestimmt, die jeweils die zeitliche Verteilung der dem Strahlungs ereignis zuzuschreibenden Gesamtladung vollständig überdecken. Der Beitrag des Stufen-Rauschens ergibt sich anhand der N Ergebnisse der Entfaltung in den N aktuellsten, keinen Beitrag irgendeines Strahlungsquantes beinhaltenden Zeitfenstern.In the circuit arrangement according to the invention, this method is applied to all Input digitizer samples applied, i. H. with each new scan Worth a new measurement of the La in the current unfolding window amount carried out. The end result, namely the total amount in half conductor detector through a single radiation quantum released charge one by forming the difference between the measured value, which results from Mes solutions of the total exposure due to the radiation event under consideration and the amount obtained from measurements of the current contribution of the Step noise results. The measured value for the total charge is based on the L results of the unfolding in L successive Time windows each determine the temporal distribution of the radiation completely cover the total charge attributable to the event. The contribution of Step noise results from the N results of the unfolding in the N most recent time windows containing no contribution from any radiation quantum.

Um die kontinuierliche Entfaltung in jeweils um ein Abtastintervall gegeneinander verschobenen Zeitfenstern einer Breite von M Abtastintervallen durchzuführen, und damit eine Serie von im Abstand eines Abtastintervalls aufeinanderfolgenden Entfaltungsergebnissen zu erzeugen, wird ein Modul zur gleitenden Entfaltung (moving window deconvolver MWD) eingesetzt, welches mit dem Ausgang des ADC′s verbunden ist. Dieses Modul stellt eine direkte Realisierung des oben be schriebenen Verfahrens dar.For continuous unfolding in one sampling interval at a time perform shifted time windows with a width of M sampling intervals, and thus a series of consecutive at a sampling interval Generating unfolding results becomes a module for smooth unfolding (moving window deconvolver MWD), which is connected to the output of the ADC’s is connected. This module provides a direct implementation of the above described procedure.

Zur Bestimmung des die Gesamtladung des Strahlungsereignisses repräsentieren den Wertes wird ein Modul benutzt, dessen Eingang mit dem Ausgang des MWD Moduls verbunden ist. Dieses Modul verarbeitet dabei jeweils L aufeinanderfolg ende Werte, von denen jeder einzelne die vom Strahlungsquant erzeugte Gesamtla dung vollständig wiedergibt. Die entsprechenden Werte werden dem Datenstrom von Resultaten aus der gleitenden Entfaltung entnommen, den das MWD Modul generiert.To determine the represent the total charge of the radiation event a module is used, the input of which is connected to the output of the MWD Module is connected. This module processes L in a row end values, each of which is the total La generated by the radiation quantum fully reproduced. The corresponding values become the data stream of results from the smooth unfolding that the MWD module generated.

Den momentanen Beitrag des Stufenrauschens liefert ein Modul, welches ebenfalls dem MWD Modul nachgeschaltet ist. Dieses Modul verarbeitet die N aktuellsten, keinen Beitrag irgendeines Strahlungsquantes enthaltenden Ergebnisse der gleiten den Entfaltung, die das MWD Modul vor bzw. nach dem jeweils betrachteten Strahlungsereignis verlassen. The current contribution of step noise is provided by a module, which also is connected downstream of the MWD module. This module processes the N most recent, no contribution of any radiation quantum containing results of the sliding the unfolding that the MWD module had before or after each Leave radiation event.

Das endgültige Ergebnis, das die von einem Einzelereignis erzeugte Gesamtladung repräsentiert, erhält man mittels eines mit den vorgenannten in geeigneter Weise in Verbindung stehenden Moduls, welches den momentanen Beitrag des Stufenrauschens von dem die Gesamtladung des jeweiligen Strahlungsquantes wiedergebenden Meßwert subtrahiert.The final result, which is the total charge generated by a single event represented, is obtained in a suitable manner by means of one of the aforementioned related module, which is the current contribution of step noise of which represents the total charge of the respective radiation quantum Measured value subtracted.

In der obigen Beschreibung bezeichnet M die Breite des zeitlichen Fensters in Ein heiten eines Abtastintervalls, in dem die Entfaltung durchgeführt wird. Sie ist um L Abtastintervalle größer als der maximale Zeitraum, in dem eine Deposition von einzelnen Strahlungsquanten zuzuschreibender Ladung stattfinden kann. Die Zahl N ist gleich oder größer L.In the above description, M denotes the width of the time window in on units of a sampling interval in which the deconvolution is carried out. It is over L sampling intervals greater than the maximum period in which a deposition of charge attributable to individual radiation quanta can take place. The number N is equal to or greater than L.

Um das Modul zur gleitenden Entfaltung (MWD) gemäß Anspruch 1 der Erfin dung zu realisieren, werden zweckmäßigerweise die in Anspruch 2 genannten ge bräuchlichen Elektronikbauelemente bzw. entsprechenden Prozeßelemente eines Signalprozessors (digital signal processor DSP) eingesetzt. Im einzelnen sind dies eine M-stufige digitale Verzögerungseinheit, ein Subtrahierer, eine einstufige Ver zögerungseinheit, Summierer und ein Multiplizierer mit einem konstanten Multi plikator K. Die Verzögerung M definiert die Breite des Fensters, in dem die Ent faltung durchgeführt wird. Sie muß größer als die maximale Ladungssammlungs zeit des angeschlossenen Halbleiterdetektors sein. Die Konstante K ergibt sich aus der Abfallszeitkonstanten des Vorverstärkers und der Länge des Abtastinter valls.To the module for smooth unfolding (MWD) according to claim 1 of the inven to realize, expediently the ge mentioned in claim 2 customary electronic components or corresponding process elements of a Signal processor (digital signal processor DSP) used. These are in detail an M-stage digital delay unit, a subtractor, a one-stage ver delay unit, totalizer and a multiplier with a constant multi plikator K. The delay M defines the width of the window in which the Ent folding is carried out. It must be larger than the maximum charge collection time of the connected semiconductor detector. The constant K results from the decay time constant of the preamplifier and the length of the sampling interval valls.

Der Eingang des MWD Moduls ist sowohl direkt mit dem positiven, als auch indi rekt über die M-stufige Verzögerungseinheit mit dem negativen Eingang des Sub trahierers verbunden. Der Ausgang des Subtrahierers wird über eine einstufige Ver zögerungseinheit dem ersten Eingang des Summierers zugeführt. Dessen Ausgang wiederum wird über eine weitere einstufige Verzögerungseinheit auf seinen zwei ten Eingang rückgekoppelt und über den Multiplizierer dem ersten Eingang des Ausgangssummierers zugeführt. Der zweite Eingang ist mit dem Ausgang des Subtrahierers verbunden. The input of the MWD module is both direct with the positive and indi rect via the M-stage delay unit with the negative input of the sub connected to trahierers. The output of the subtractor is via a one-stage Ver Delay unit fed to the first input of the summer. Its exit in turn, another one-stage delay unit on its two th input and fed via the multiplier to the first input of the Output summer supplied. The second input is with the output of the Subtractor connected.

Als Schaltungsanordnung zur Bestimmung des die Gesamtladung des Strahlungs quantes repräsentierenden Wertes gemäß Anspruch 1 wird ein Modul zur Mittel wertbildung (AU) mit den Merkmalen des Anspruchs 3 verwendet.As a circuit arrangement for determining the total charge of radiation quantes representative value according to claim 1 is a module for means value formation (AU) with the features of claim 3 used.

Um das Modul zur Mittelwertbildung (AU) gemäß Anspruch 3 der Erfindung zu realisieren, werden zweckmäßigerweise die in Anspruch 4 genannten gebräuchli chen Elektronikbauelemente bzw. entsprechenden DSP Prozeßelemente eingesetzt. Im einzelnen sind dies ein Akkumulator, ein Register und ein Multiplizierer mit dem konstanten Multiplikator 1/L. Die Konstante L entspricht dabei der Anzahl der Werte, über die der Mittelwert gebildet wird.To the module for averaging (AU) according to claim 3 of the invention realize, are conveniently the usual in claim 4 Chen electronic components or corresponding DSP process elements used. Specifically, these are an accumulator, a register and a multiplier the constant multiplier 1 / L. The constant L corresponds to the number the values over which the mean is formed.

Den Eingang des AU Moduls stellt der Eingang des Akkumulators dar. Der Aus gang des Akkumulators ist über den Multiplizierer mit dem Eingang des Aus gangsregisters verbunden. Der Takteingang des Akkumulators ist gleichzeitig der Takteingang des AU moduls. Der Rücksetzeingang des Akkumulators und der Takteingang des Ausgangsregisters sind mit dem Zeitschalt-Kontrolleingang des AU Moduls verbunden.The input of the AU module is the input of the accumulator. The off gang of the accumulator is over the multiplier with the input of the off gear register connected. The clock input of the accumulator is also the Clock input of the AU module. The reset input of the accumulator and the The clock input of the output register are connected to the timer control input of the AU module connected.

Als Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Beitrages des momentanen Stufenrauschens gemäß Anspruch 1 wird ein Modul zur gleitenden Mittelwertbildung (MAU) mit den Merkmalen des Anspruchs 5 verwendet.As a circuit arrangement for determining the contribution of the current stage noise According to claim 1 is a module for moving averages (MAU) with the features of claim 5 used.

Um das Modul zur gleitenden Mittelwertbildung (MAU) gemäß Anspruch 5 der Erfindung zu realisieren, werden zweckmäßigerweise die in Anspruch 6 genannten gebräuchlichen Elektronikbauelemente bzw. entsprechenden DSP Prozeßelemente eingesetzt. Im einzelnen sind dies ein Akkumulator, ein N Speicherplätze tiefer FIFO Speicher (First-ln-First-Out), ein Subtrahierer und ein Multiplizierer mit dem konstanten Multiplikator 1/N. Die Konstante N entspricht der der Anzahl der Werte, über die der Mittelwert gebildet wird.To the module for moving averages (MAU) according to claim 5 of To implement the invention are expediently those mentioned in claim 6 common electronic components or corresponding DSP process elements used. Specifically, these are an accumulator, one N storage locations lower FIFO memory (first-in-first-out), a subtractor and a multiplier with the constant multiplier 1 / N. The constant N corresponds to the number of Values over which the mean is formed.

Der Eingang des MAU Moduls ist sowohl direkt mit dem positiven Eingang als auch indirekt über den FIFO Speicher mit dem negativen Eingang des Subtrahie rers verbunden. Der Ausgang des Subtrahierers wird über den Multiplizierer dem Eingang des Akkumulators zugeführt. Der Takteingang des Akkumulators und der Takteingang des FIFO Speichers sind mit dem Takteingang des MAU Moduls ver bunden. The input of the MAU module is both directly with the positive input as also indirectly via the FIFO memory with the negative input of the subtrahie rers connected. The output of the subtractor is the multiplier Input of the accumulator fed. The clock input of the accumulator and the The clock input of the FIFO memory are connected to the clock input of the MAU module bound.

Als Schaltungselement zur Berechnung des Endergebnisses gemäß Anspruch 1 wird zweckmäßigerweise der in den Anspruch 7 genannte Subtrahierer verwendet. Die Eingänge des Subtrahierers sind mit den Ausgängen des AU bzw. MAU Mo duls verbunden. Er subtrahiert den momentanen, mittleren Beitrag des Stufenrau schens, den das MAU Modul berechnet, von dem die Gesamtladung des jeweiligen Strahlungsquantes beinhaltenden Mittelwert, welchen das AU Modul liefert. Dem Subtrahierer ist ein Register nachgeschaltet, das das Ergebnis für die weitere Da tenerfassung zwischenspeichert.As a circuit element for calculating the end result according to claim 1 the subtractor mentioned in claim 7 is expediently used. The inputs of the subtractor are connected to the outputs of the AU or MAU Mo duls connected. It subtracts the current, medium contribution of the level roughness that the MAU module calculates, from which the total charge of each Radiation quanta containing mean value, which the AU module delivers. The Subtractor is followed by a register, which is the result for the further Da caching temporarily.

Als Schaltungselement zur Vermeidung von Aliasing-Effecten gemäß Anspruch 1 wird zweckmäßigerweise der in Anspruch 8 genannte Tiefpaß-Filter verwendet. Er vermeidet Aliasing-Effekte aufgrund hochfrequenter Anteile des Delta-Rauschens und ist bei Bedarf zwischen Vorverstärker und ADC zu schalten.As a circuit element to avoid aliasing effects according to claim 1 the low-pass filter mentioned in claim 8 is expediently used. He avoids aliasing effects due to high-frequency components of the delta noise and can be switched between preamplifier and ADC if necessary.

Die Abbildungen zeigen eine der möglichen Realisierungen der Schaltungsanord nung und die entsprechenden Schaltkreise. Im einzelnen sind dies:The figures show one of the possible implementations of the circuit arrangement voltage and the corresponding circuits. In detail, these are:

Abb. 1) Blockschaltbild der gesamten Schaltungsanordnung. Fig. 1) Block diagram of the entire circuit arrangement.

Abb. 2) Blockschaltbild des Moduls zur gleitenden Entfaltung MWD. Fig. 2) Block diagram of the module for floating unfolding MWD.

Abb. 3) Blockschaltbild des Moduls zur gleitenden Mittelwertbildung MAU. Fig. 3) Block diagram of the module for moving averages MAU.

Abb. 4) Blockschaltbild des Moduls zur Mittelwertbildung AU. Fig. 4) Block diagram of the module for averaging AU.

Wie aus Abb. 1 ersichtlich, wird das Detektorsignal E von einem schnellen ADC abgetastet und digitalisiert. Der resultierende Datenstrom, der sich aus den im Abstand von einem Abtastintervall aufeinanderfolgenden Abtastwerten zusammen setzt, wird dem Modul zur gleitenden Entfaltung (A3) zugeführt. Das MWD Mo dul führt kontinuierlich eine Entfaltung der in diesem Datenstrom mit der Vorver stärkerübertragungsfunktion gefaltet vorliegenden Ladungsverteilung des Detek torsignals E bzgl. der M jeweils aktuellsten Eingangswerte durch, so daß man für jeden neuen Eingangswert ein neues Resultat erhält. Das heißt, es transformiert den Eingangsdatenstrom in einen neuen Datenstrom, der sich aus den im selben Abstand von einem Abtastintervall aufeinanderfolgenden Ergebnissen der Entfal tung zusammensetzt. As can be seen in Fig. 1, the detector signal E is sampled and digitized by a fast ADC. The resulting data stream, which is composed of the samples which follow one another at intervals of one sampling interval, is fed to the module for smooth deconvolution (A3). The MWD module continuously unfolds the present charge distribution of the detector signal E with respect to the M in each case the most current input values, so that a new result is obtained for each new input value. That is, it transforms the input data stream into a new data stream, which is composed of the results of the deployment which follow one another at the same distance from a sampling interval.

Sobald das Fenster, in dem die gleitende Entfaltung der im Eingangssignal mit der Vorverstärkerübertragungsfunktion gefalteten Ladungsverteilung des Detektorsignals durchgeführt wird, die gesamte, von einem einzelnen Strahlungsquant erzeugte Ladungsverteilung überdeckt, gibt das Ergebnis der Entfaltung immer die diesem Ereignis zuzuschreibende Gesamtladung wieder. Und da die Entfaltung jeweils über den gesamten Bereich des Fensters erfolgt, ist das Ergebnis auch unabhängig von der gerade aktuellen Ladungsverteilung innerhalb des Fensters, d. h. es wird eine ideale ballistische Messung durchgeführt.As soon as the window in which the sliding unfolding of the in the input signal with the Pre-amplifier transfer function folded charge distribution of the detector signal is performed, the entire one generated by a single radiation quantum Covered charge distribution, the result of the unfolding always gives this Total charge attributable to event again. And since the unfolding each The result is independent over the entire area of the window the current charge distribution within the window, i.e. H. it will performed an ideal ballistic measurement.

Die Breite M des Fensters wird so gewählt, daß sie L Abtastintervalle länger ist als die maximale, zeitliche Verteilung der Gesamtladung des Strahlungsquantes. Infolgedessen geben L aufeinanderfolgende Resultate der Entfaltungsprozedur die Gesamtladung des Ereignisses wieder. Sie sind also eng mit der Ladung des Ereig nisses korreliert, aber weitgehend unkorreliert im Hinblick auf das statistische Rauschen, d. h. das serielle oder Delta-Rauschen. Die Mittelung über diese L aufei nanderfolgenden Resultate ergibt daher einen Wert für die Gesamtladung, dessen Signal/Rausch Verhältnis mit der Anzahl L der eingehenden Einzelresultate an steigt. Es ist Aufgabe des Moduls zur Mittelwertbildung (AU)-(A4), diese Mit telung über die L Resultate der Entfaltung durchzuführen und einen Wert zu lie fern, der die Gesamtladung des Strahlungsquantes repräsentiert.The width M of the window is chosen so that it is L sampling intervals longer than the maximum temporal distribution of the total charge of the radiation quantum. As a result, L give successive results of the unfolding procedure Total charge of the event again. So you are tight with the load of the Ereig correlated, but largely uncorrelated with regard to the statistical Noise, d. H. the serial or delta noise. The averaging over this run The following results therefore give a value for the total charge, the Signal / noise ratio with the number L of incoming individual results increases. It is the task of the module for averaging (AU) - (A4), this with the results of the unfolding and a value far, which represents the total charge of the radiation quantum.

Wenn das Fenster einen Zeitbereich überdeckt der keine von einem Strahlungs ereignis herrührende Ladung enthält, so gibt das Ergebnis der Entfaltung die in diesem Zeitfenster enthaltene Rauschladung wieder. Diese Rauschladung ist auf den Detektorsperrstrom, den Vorverstärker Eingangsstrom etc. zurückzuführen, und wird als paralleles oder Stufen-Rauschen bezeichnet. Alle Entfaltungsresul tate über Bereiche, die keine irgendeinem Strahlungsereignis zuzuschreibende La dung enthalten, repräsentieren diesen Rauschbeitrag. Durch Mittelung über N sol cher Resultate ist es daher möglich, statistische Fluktuationen im Beitrag des Stufen-Rauschens um den Faktor zu reduzieren. Die N Entfaltungsresultate müssen dabei nicht unbedingt zeitlich unmittelbar aufeinanderfolgenden Messun gen entstammen. If the window covers a time range that is not one of a radiation event containing charge, the result of the unfolding gives the in noise charge contained in this time window again. This noise charge is on the detector reverse current, the preamplifier input current etc., and is referred to as parallel or step noise. All unfolding results tate over areas that do not have any La attributable to any radiation event included, represent this noise contribution. By averaging over N sol It is therefore possible to obtain statistical fluctuations in the contribution of the Step noise to reduce by the factor. The N unfolding results do not necessarily have to take consecutive measurements gen come from.

Um den relativ langsamen, beispielsweise durch Änderung der Detektortemperatur hervorgerufenen Fluktuationen im Beitrag des Stufen-Rauschens Rechnung zu tra gen, wird das Verfahren der gleitenden Mittelwertbildung angewandt. Das heißt, daß jeweils nur die N aktuellsten Resultate der Entfaltung zur Mittelwertbildung herangezogen werden, und daß jeder neue Wert einen neuen, aktualisierten Beitrag des Stufen-Rauschens liefert.The relatively slow one, for example by changing the detector temperature caused fluctuations in the contribution of the step noise to account the moving averaging method is used. This means, that only the N most recent results of the unfolding for averaging and that each new value is a new, updated post of step noise.

Dementsprechend ist es Aufgabe des Moduls zur gleitenden Mittelwertbildung (MAU)-(A5), alle Entfaltungsergebnisse, die keine Ladung von Strahlungsereig nissen enthalten, zu übernehmen und bei jedem Eintrag eines neuen Wertes die Mittelung über die N aktuellsten Werte durchzuführen.Accordingly, it is the task of the module for moving averages (MAU) - (A5), all unfolding results that have no charge of radiation contain, take over and with each entry of a new value the Averaging over the N most current values.

Der Subtrahierer (A6) berechnet das endgültige Ergebnis, indem er den momenta nen, mittleren Beitrag des Stufen-Rauschens, wie ihn das MAU Modul bestimmt, von dem Mittelwert subtrahiert, den das AU Modul ausgibt, und der die Gesamt ladung des betrachteten Strahlungsquantes widergibt. Im Register (A7) wird das Ergebnis für die weitere Datenerfassung zwischengespeichert.The subtractor (A6) calculates the final result by taking the current average contribution of the level noise, as determined by the MAU module, subtracted from the mean that the AU module outputs and that the total charge of the observed radiation quantum. This is in register (A7) Result cached for further data acquisition.

Bei Bedarf ist zwischen Vorverstärker und ADC ein Tiefpass (A8) als Anti-Ali asing Filter gegen hochfrequente Komponenten des Delta-Rauschens zu schalten. Damit kann die Erfüllung des Abtast-Theorems sichergestellt werden, und et waige, auf die diskrete Abtastung zurückzuführende Diskontinuitäten in den Resi duum-Funktionen des Delta- und Stufen-Rauschens können vermieden werden.If necessary, there is a low pass (A8) between the preamplifier and ADC as anti-ali switch asing filter against high-frequency components of the delta noise. This can ensure the fulfillment of the sampling theorem, and et discrepancies in the resi due to the discrete sampling duum functions of delta and step noise can be avoided.

Die Kontrolleinheit (CU) - (A2) detektiert den Anfang eines neuen Strahlungs ereignisses und generiert alle notwendigen Kontroll- und Steuersignale für das MAU bzw. AU Modul und für das Ausgangsregister. Sobald die Kontrolleinheit den Beginn eines neuen Ereignisses registriert, schließt sie das MAU Modul. Nach einem festgelegten Zeitintervall, welches länger als die maximale Ladungssamm lungszeit ist, öffnet sie das AU Modul für einen Zeitraum von L Abtastintervallen. Unmittelbar nach diesen L Intervallen erfolgt die Subtraktion und das Endergebnis steht damit fest. Die Kontrolleinheit speichert es im Ausgangsregister und öffnet das MAU Modul um mit dem Prozeß fortzufahren. Falls in der Zwischenzeit ein weiteres Ereignis registriert wird, blockiert die Kontrolleinheit das AU Modul, setzt es zurück und verlängert die Schließung des MAU Moduls um weitere M Abtastintervalle. Der minimale Abstand zwischen zwei Ereignissen, die korrekt verarbeitet werden sollen, beträgt somit M Abtastintervalle. Ist der Abstand kür zer, so wird das erste Ereignis gelöscht und das zweite blockiert, d. h. keines von beiden führt zu einem Endergebnis. In allen Fällen liefert die Kontrolleinheit die erforderlichen Steuersignale.The control unit (CU) - (A2) detects the start of a new radiation event and generates all necessary control and control signals for the MAU or AU module and for the output register. Once the control unit registering the beginning of a new event, it closes the MAU module. To a specified time interval which is longer than the maximum charge accumulation the AU module opens for a period of L sampling intervals. Immediately after these L intervals, the subtraction and the end result take place is certain. The control unit saves it in the output register and opens it the MAU module to continue with the process. If in the meantime If another event is registered, the control unit blocks the AU module, resets it and extends the closing of the MAU module by another M Sampling intervals. The minimum distance between two events that is correct M sampling intervals are to be processed. The distance is shorter zer, the first event is deleted and the second blocked, i. H. neither of both lead to an end result. In all cases the control unit delivers the required control signals.

Die Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 weist eine hervorragende Unterdrückung von "ballistic deficit" und "charge carrier trapping" Effekten auf. Dies soll anhand eines Vergleiches mit einem Spektroskopieverstärker (SV) mit Quasi-Gauß′scher Pulsformung, wie er typischerweise in modernen Halbleiterspektrometersystemen eingesetzt wird, gezeigt werden. Dieser Vergleich bietet sich insofern an, als die Quasi-Gauß′sche Pulsformung ein etwas besseres "ballistic deficit" Verhalten zeigt als die meisten anderen der heute gebräuchlichen Pulsformungsnetzwerke, wie z. B. die "Quasi-Dreieck", oder die "Sinus-N" Pulsformung. Ein einfacher Ausdruck zur Berechnung der Auflösungsverschlechterung aufgrund von "ballistic deficit" Effek ten (B. Loo, F. Gouding, IEEE Trans.Nuc.Sci., 35 (1988)1) lautet:The circuit arrangement according to Fig. 1 has an excellent suppression of "ballistic deficit" and "charge carrier trapping" effects. This is to be shown on the basis of a comparison with a spectroscopy amplifier (SV) with quasi-Gaussian pulse shaping, as is typically used in modern semiconductor spectrometer systems. This comparison lends itself insofar as the quasi-Gaussian pulse shaping shows a somewhat better "ballistic deficit" behavior than most of the other commonly used pulse shaping networks, such as e.g. B. the "quasi-triangle", or the "sinus-N" pulse shaping. A simple expression to calculate the deterioration in resolution due to "ballistic deficit" effects (B. Loo, F. Gouding, IEEE Trans.Nuc.Sci., 35 (1988) 1) reads:

Dabei ist E₀ die Energie des Strahlungsquantes, während n die Ordnung des Quasi-Gauß′schen Pulsformers, T_min bzw. T_max die minimale bzw. maximale La dungssammlungzeit und t₀ die Spitzenwertzeit (peaking time) der Sprungantwort des Pulsformers bezeichnen.E _{0 is} the energy of the radiation quantum, while n denotes the order of the quasi-Gaussian pulse shaper, T _min and T _max the minimum and maximum charge collection time, and t ₀ the peaking time of the step response of the pulse shaper.

Setzt man in Gl. (7) nun E₀= 1.33 MeV (⁶⁰Co Eichlinie), T_max=800 ns (typischer Wert für großvolumige, coaxiale Ge-Detektoren), n = 2.83 (optimaler Parametersatz für das beste "ballistic deficit" Verhalten des aktiven Pulsformungsnetzwerkes eines konventionellen Spektroskopieverstärker) und t₀=4.45 µs (entsprechend einer Pulsfor mungszeitkonstanten von τ_S=4.45/2.225 = 2 µs und einer totalen Pulsverarbeitungs zeit, d. h. Totzeit von T_D=(2.225+7) _* 2 µs = 18.45 µs), so ergibt sich eine Verbreite rung der ⁶⁰Co Linie aufgrund des "ballictic deficit" Effektes um 1.27 KeV. Dabei ist anzumerken, daß von "ballistic deficit" Effekten verursachte Auflösungsver schlechterungen linear mit der Energie des des Strahlungsquantes und quadratisch mit der Ladungssammlungszeit ansteigen.If you put in Eq. (7) now E ₀ = 1.33 MeV ( ⁶⁰ Co calibration line), T _max = 800 ns (typical value for large-volume, coaxial Ge detectors), n = 2.83 (optimal parameter set for the best "ballistic deficit" behavior of the active pulse shaping network) conventional spectroscopy amplifier) and t ₀ = 4.45 µs (corresponding to a pulse formation time constant of τ _S = 4.45 / 2.225 = 2 µs and a total pulse processing time, i.e. dead time of T _D = (2.225 + 7) _* 2 µs = 18.45 µs), see above there is a broadening of the ⁶⁰ Co line due to the "ballictic deficit" effect by 1.27 KeV. It should be noted that the deterioration in resolution caused by "ballistic deficit" effects increases linearly with the energy of the radiation quantum and quadratically with the charge collection time.

Für die Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 sind dagegen "ballistic deficit" Effekte dieser Art verschwindend, denn der zugrundeliegende Entfaltungsprozeß stellt si cher, daß immer die gesamte Ladung des Strahlungsquantes ohne jegliche Verluste berücksichtigt wird. Der Prozeß ist zudem unabhängig von der Energie des Strah lungsquantes und der Ladungssammlungszeit, zumindest solange gewährleistet ist, daß die Breite des Fensters, in dem die gleitende Entfaltung durchgeführt wird, immer größer als die maximale Ladungssammlungszeit ist.For the circuit arrangement according to Fig. 1, however, "ballistic deficit" effects of this type are vanishing, because the underlying unfolding process ensures that the entire charge of the radiation quantum is always taken into account without any losses. The process is also independent of the energy of the radiation quantum and the charge collection time, at least as long as it is ensured that the width of the window in which the sliding unfolding is carried out is always greater than the maximum charge collection time.

Allerdings gibt es einen gewissen "ballistic deficit" Effekt aufgrund der endlichen Abtastfrequenz bzw. der endlichen Länge der Abtastintervalle, innerhalb derer Asymmetrien in der Ladungsverteilung auftreten können. Der Ausdruck, der diesen Effekt beschreibt, kann in Analogie zum Quasi-Gauß′schen Fall abgeleitet werden, und lautet dann:However, there is a certain "ballistic deficit" effect due to the finite Sampling frequency or the finite length of the sampling intervals within which Asymmetries in the charge distribution can occur. The expression that this Effect describes, can be derived in analogy to the quasi-Gaussian case, and then reads:

Dabei sind T_S die Dauer eines Abtastintervalls und τ_RC die Abfallszeitkonstante des Vorverstärkers, während E₀ und T_max die gleiche Bedeutung haben wie oben. Setzt man in Gl. (8) wieder E₀= 1.33 MeV, T_max = 800 ns, und nimmt man für T_S=40 ns (d. h. 25 MSPS Abtastrate ), τ_RC=50 µs und eine Fensterbreite von 100 Abtastintervallen an, was einem Zeitfenster von 4 µs, und damit einem zum t₀= 4.45 µs des Quasi-Gauß′schen Pulsformers vergleichbaren Wert entspricht. So ergibt sich eine Auflösungsverschlechterung für die ⁶⁰Co Eichlinie von lediglich 0.008 KeV. Dieses Ergebnis zeigt, daß "ballistic deficit" Effekte um mehr als zwei Größenordnungen unterdrückt werden, und damit praktisch keinerlei Einfluß auf die Leistungsmerkmale der Schaltungsanordnung haben. T _{S is} the duration of a sampling interval and τ _RC the decay time constant of the preamplifier, while E ₀ and T _{max have} the same meaning as above. If you put in Eq. (8) again E ₀ = 1.33 MeV, T _max = 800 ns, and for T _S = 40 ns (ie 25 MSPS sampling rate), τ _RC = 50 µs and a window width of 100 sampling intervals, which corresponds to a time window of 4 µs, and thus corresponds to a value comparable to t ₀ = 4.45 µs of the quasi-Gaussian pulse shaper. This results in a deterioration of the resolution for the ⁶⁰ Co calibration line of only 0.008 KeV. This result shows that "ballistic deficit" effects are suppressed by more than two orders of magnitude and thus have virtually no influence on the performance characteristics of the circuit arrangement.

Da "charge carrier trapping" und "ballistic deficit" Effekte auf vergleichbare Ursa chen zurückzuführen sind, nämlich eine verzögerte Freisetzung von Ladungen, gel ten die obigen Betrachtungen auch für die Unterdrückung von "charge carrier trapping" Effekten. Das heißt, was die Unterdrückung von "majority charge carrier trapping" Effekten betrifft, weist die Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 im Ver gleich zum Quasi-Gauß′schen und den anderen, z. Zt. gebräuchlichen Pulsformern ähnlich überlegene Eigenschaften auf.Since "charge carrier trapping" and "ballistic deficit" effects are due to comparable causes, namely a delayed release of charges, the above considerations also apply to the suppression of "charge carrier trapping" effects. That means, as far as the suppression of "majority charge carrier trapping" effects is concerned, the circuit arrangement according to Fig. 1 compares to Quasi-Gaussian and the other, e.g. Current pulse shapers currently have similar superior properties.

Die Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 zeichnet sich durch ein hervorragendes Rauschunterdrückung-Zählraten Verhältnis bzw. Rauschunterdrückung - Totzeit Produkt aus. Aufgrund des steigenden Interesses an Anwendungen von hochauflö senden Ge-Detektoren mit gekühltem FET, in denen es auf die Verarbeitung hoher Zählraten ankommt, und wo man infolgedessen mit Spitzenwertzeiten von weniger als 10 µs, bzw. Gesamttotzeiten für die Pulsverarbeitung von weniger als 30-40 µs arbeiten muß, soll in der folgenden Diskussion nur das in diesen Fällen dominante Delta-Rauschen betrachtet werden. Das Kriterium, anhand dessen die Leistungsfä higkeit der verschiedenen Pulsformungsnetzwerke verglichen werden soll, ist:The circuit arrangement according to Fig. 1 is characterized by an excellent noise reduction / counting rate ratio or noise reduction - dead time product. Due to the increasing interest in applications of high-resolution Ge detectors with cooled FET, in which the processing of high counting rates is important, and where consequently peak times of less than 10 µs, or total dead times for pulse processing of less than 30-40 µs must work, in the following discussion only the dominant delta noise should be considered in these cases. The criterion used to compare the performance of the various pulse shaping networks is:

Dabei ist der Rauschindex für das Delta-Rauschen des Pulsformers, und T_D bezeichnet die Gesamttotzeit, die die Verarbeitung eines Ereignisses mit sich bringt. Der Rauschindex-Zählraten Faktor ("noise-count rate" bzw. NR-Faktor) ist invariant gegenüber den Zeitkonstanten der Pulsformung und daher ein ideales Gütekriterium für die Leistungsmerkmale der verschiedenen Pulsformer.The noise index for the delta noise of the pulse shaper, and T _D denotes the total dead time that the processing of an event entails. The noise count rate factor (NR) is invariant to the time constants of pulse shaping and is therefore an ideal quality criterion for the performance characteristics of the various pulse shapers.

Die NR-Faktoren für verschiedene Pulsformungsnetzwerke können der Literatur entnommen werden (F. Goulding and D.Landis, IEEE Trans.Nuc.Sci. 29 (1982) 3; E. Fairstain IEEE Trans.Nuc.Sci. 37 (1990) 2). Für den Dreieck-, Quasi-Dreieck-, geschalteten Integrator, sin-N sechster Ordnung, Gauß′schen bzw. siebter Ord nung Quasi-Gauß′schen Pulsformer ergeben sich NR-Faktoren von 6.0, 7.63, 7.35, 8.46, 9.0, bzw. 9.4.The NR factors for various pulse shaping networks can be found in the literature (F. Goulding and D. Landis, IEEE Trans.Nuc.Sci. 29 (1982) 3; E. Fairstain IEEE Trans.Nuc.Sci. 37 (1990) 2). For the triangle, quasi-triangle, switched integrator, sixth-order sin-N, Gaussian or seventh order Quasi-Gaussian pulse shapers result in NR factors of 6.0, 7.63, 7.35, 8.46, 9.0, or 9.4.

Um den NR-Faktor der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 zu bestimmen, soll zu nächst der Rauschindex des Delta-Rauschens betrachtet werden, der gegeben ist durch:In order to determine the NR factor of the circuit arrangement according to Fig. 1, the noise index of the delta noise, which is given by:

Hier ist L die Anzahl all derjenigen Entfaltungsfenster, die die Ladungsverteilung des Strahlungsereignisses vollständig überdecken, N die Anzahl der Fenster, die keinerlei Ladungsbeitrag enthalten, und T_S die Dauer eines Abtastintervalls, wobei unterstellt wird, daß T_S der Grenzfrequenz des vor den ADC geschalteten Anti- Aliasing Filters Rechnung trägt, so daß das Abtast-Theorem erfüllt ist. Die Ab hängigkeit der Unterdrückung des Delta-Rauschens von L wurde bereits oben dis kutiert. Den eigentlichen NR-Faktor nach Gl. (10) erhält man durch Integration der quadrierten ersten Ableitung der Residuum-Funktion des Stufen-Rauschens über das gesamte Verarbeitungsintervall. Der Beitrag des zweiten Terms in Gl. (10) kann durch geeignete Wahl von N im Prinzip beliebig klein gemacht werden. Allerdings erhöht sich damit auch die Trägheit des Systems gegenüber relativ langsamen Schwankungen, wie sie beispielsweise von Temperaturänderungen oder Mikrofonie effekten etc. hervorgerufen werden. Die optimale Wahl von N, etwa zwei bis drei Größenordnungen größer als M, kann daher nur im konkreten Fall getroffen wer den. Für weitere Details sei auf die Literatur verwiesen ( z. B. F. Goulding, Nucl. Instr. Meth. (1972) 100). Here L is the number of all unfolding windows that completely cover the charge distribution of the radiation event, N is the number of windows that do not contain any charge contribution, and T _{S is} the duration of a sampling interval, assuming that T _{S is} the cutoff frequency of the signal before the ADC Anti-Aliasing Filters takes into account so that the sampling theorem is fulfilled. The dependence of the suppression of the delta noise on L has already been discussed above. The actual NR factor according to Eq. (10) is obtained by integrating the squared first derivative of the residual function of the step noise over the entire processing interval. The contribution of the second term in Eq. (10) can in principle be made arbitrarily small by a suitable choice of N. However, this also increases the inertia of the system compared to relatively slow fluctuations, such as those caused by temperature changes or microphonic effects etc. The optimal choice of N, about two to three orders of magnitude larger than M, can therefore only be made in the specific case. For further details, reference is made to the literature (e.g. GF Ginging, Nucl. Instr. Meth. (1972) 100).

Die Gesamttotzeit für die Pulsverarbeitung T_D kann leicht anhand der Doppelpuls auflösung der Schaltungsanordnung abgeschätzt werden. Ein Ereignis wird akzep tiert und ein Ergebnis produziert, wenn das betrachtete Ereignis nicht schneller als L · T_S Zeitintervalle auf ein vorheriges folgt und ihm selbst wiederum kein weiteres in einem Abstand kürzer als M · T_S Zeitintervalle folgt, also:The total dead time for the pulse processing T _D can easily be estimated on the basis of the double pulse resolution of the circuit arrangement. An event is accepted and a result is produced if the event under consideration does not follow a previous one faster than L · T _S time intervals and in turn is not followed by another one at a distance shorter than M · T _S time intervals, i.e.:

Hier ist P die maximale Ladungssammlungszeit in Einheiten des Abtastintervalls, welche im konkreten Fall mit Hinblick auf die gewünschte "ballistic deficit" Un terdrückung festzulegen ist. Wählt man jetzt L · T_S= 4 µs und P · T_S= 800 ns, was einem P/L Verhältnis von 0.2 entspricht, so ergibt Gl. (11):Here P is the maximum charge collection time in units of the sampling interval, which is to be defined in the specific case with regard to the desired "ballistic deficit" suppression. If you now choose L · T _S = 4 µs and P · T _S = 800 ns, which corresponds to a P / L ratio of 0.2, then Eq. (11):

T_D = 2.2 · L · T_S (12)T _D = 2.2LT _S (12)

Setzt man Gl. (10) und Gl. (12) in Gl. (9) ein, so ergibt sich ein NR-Faktor für die Schaltungsanordnung von NR = 4.4.If you put Eq. (10) and Eq. (12) in Eq. (9), there is an NR factor for the Circuit arrangement of NR = 4.4.

Ein Vergleich mit den oben angegebenen NR-Faktoren moderner Pulsformungsnet zwerke macht die Verbesserung, die man mit der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 erzielt, deutlich. Sie beläuft sich, beginnend bei 68% im Vergleich zum ge chalteten Integrator, auf bis zu 110%, wie der Vergleich zum Quasi-Gauß′schen Pulsformer zeigt.A comparison with the above-mentioned NR factors of modern pulse shaping networks shows the improvement that can be achieved with the circuit arrangement according to Fig. 1. It amounts to, starting at 68% compared to the switched integrator, up to 110%, as the comparison to the quasi-Gaussian pulse shaper shows.

Allein der Dreieck-Pulsformer weist vergleichbare Leistungsmerkmale auf, indem die Verbesserung lediglich 36% beträgt. Allerdings ist eine Realisierung des reinen Dreieck-Pulsformers mit analogen Bauelementen praktisch unmöglich, und er wurde nur deshalb in die Betrachtung einbezogen, weil er den asymptotischen Grenzfall für alle Quasi-Dreieck Pulsformer darstellt. Das gleiche gilt für den rei nen Gauß′schen Pulsformer, dessen NR-Faktor von 9 dem asymptotischen Gren zwert für alle Quasi-Gauß′schen Pulsformer entspricht, was immerhin eine Ver schlechterung von 100% gegenüber der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 bedeu tet. The triangular pulse shaper alone has comparable performance features in that the improvement is only 36%. However, it is practically impossible to implement the pure triangle pulse shaper with analog components, and it was only included in the consideration because it represents the asymptotic limit case for all quasi-triangle pulse shapers. The same applies to the pure Gaussian pulse shaper, whose NR factor of 9 corresponds to the asymptotic limit for all quasi-Gaussian pulse shapers, which means a deterioration of 100% compared to the circuit arrangement shown in Fig. 1.

Der verbesserte Rauschindex-Zählraten Faktor der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 führt in der Praxis dazu, daß im Vergleich zu herkömmlichen, modernen Pulsformern bei unverändertem Rauschverhalten ein 70% bis 90% höherer Durchsatz möglich ist.The improved noise index counting rate factor of the circuit arrangement according to Fig. 1 leads in practice to a 70% to 90% higher throughput compared to conventional, modern pulse shapers with unchanged noise behavior.

Hinzu kommt, daß die Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 direkt den digitalen Wert liefert, während alle anderen, hier diskutierten Pulsformer zusätzlich einen ADC zur Digitalisierung der Amplitude ihrer Ausgangssignale benötigen. Dies führt zu einem Anstieg der Totzeit T_D und damit des NR-Faktors. Da eine allge meine Diskussion der Leistungsmerkmale kombinierter Systeme, Pulsformer
- ADC, schwierig ist soll an dieser Stelle nur ein numerisches Beispiel angeführt werden. Betrachtet man ein kombiniertes System aus einem geschaltetem Integra tor mit einer effektiven Pulsformungszeitkonstanten von τ_S = 2.5 µs (was einer Pulsverarbeitungszeit von 2 · τ_S = 5 µs und damit einer Totzeit von 10 µs entspricht) und einem nach dem binären Wägeverfahren arbeitenden ADC mit 3.0 µs Konversionszeit und 0.5 µs "rise-time protection" Überlapp, so ergibt sich eine Gesamttotzeit des Systems von 10 µs + 0.5 µs + 3.5 µs = 14 µs. In addition, the circuit arrangement according to FIG. 1 delivers the digital value directly, while all other pulse shapers discussed here additionally require an ADC for digitizing the amplitude of their output signals. This leads to an increase in the dead time T _D and thus the NR factor. As a general discussion of the performance of combined systems, pulse shapers
- ADC, it is difficult to give only a numerical example at this point. If you consider a combined system consisting of a switched integrator with an effective pulse shaping time constant of τ _S = 2.5 µs (which corresponds to a pulse processing time of 2 · τ _S = 5 µs and thus a dead time of 10 µs) and an ADC that works according to the binary weighing method 3.0 µs conversion time and 0.5 µs "rise-time protection" overlap, the total system dead time is 10 µs + 0.5 µs + 3.5 µs = 14 µs.

Vergleicht man diesen Wert mit der Totzeit der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1, die sich bei einer äquivalenten Pulsformung von L · T_S=3 µs und bei einer maximalen Ladungssammlungszeit von P · T_S=0.8 µs zu 2.3 µs+0.8 µs = 6.8 µs er gibt, so erkennt man, daß der bei der herkömmlichen Signalverarbeitung zur Digi talisierung zusätzlich erforderliche ADC, den Leistungsunterschied zwischen ge schaltetem Integrator und der Schaltungsanordnung gemäß Abb. 1 von 68% auf 120% anwachsen läßt. Mit anderen Worten, die hier vorgestellte Schaltungsanord nung erlaubt bei gleicher Rauschunterdrückung einen um 120% höheren Durchsatz als die zumindest im Hinblick auf das Rauschunterdrückung-Zählraten Verhalten "state-of-the-art" Kombination aus geschaltetem Integrator und "successive ap proximation" ADC.Comparing this value with the dead time of the circuit arrangement according to Fig. 1, which is equivalent to pulse shaping of L · T _S = 3 µs and with a maximum charge collection time of P · T _S = 0.8 µs to 2.3 µs + 0.8 µs = 6.8 µs it gives, it can be seen that the additional ADC required in conventional signal processing for digitalization, the power difference between the switched integrator and the circuit arrangement according to FIG. 1 can increase from 68% to 120%. In other words, the circuit arrangement presented here, with the same noise suppression, permits a throughput which is 120% higher than the "state-of-the-art" combination of switched integrator and "successive ap proxation" ADC, at least with regard to the noise suppression counting rate behavior .

Claims

1. Circuit arrangement for the digital processing of semiconductor detector signals, which is provided for determining the total charge generated in the detector by a radiation event, the detector being connected downstream of a charge-sensitive preamplifier, the output of which is connected to the input (E) of the circuit arrangement, and the

a) a fast analog-to-digital converter (ADC) - (A1) for sampling and digitizing the preamplifier signal, and
b) contains a time discriminator and control unit (A2) for proving the arrival of a signal to be processed and for providing all necessary control signals,

characterized in that the end result, namely the total amount of charge released in the semiconductor detector by a single radiation quantum, is calculated by forming the difference between
the value which represents the total charge of the radiation quantum and which results from the L results of a numerical deconvolution of the charge distribution function of the radiation event, which is folded in the input signal with the generally well-defined preamplifier transfer function, over a number L of such time windows on the input signal which give the charge distribution of the Completely mask radiation event,
and the value which indicates the current charge contribution of the step noise to the measured charge and which results from the N results of a numerical deconvolution of the charge distribution function of the step noise over a number N of such time windows folded in the input signal with the generally well-defined preamplifier transfer function on the input signal, which contains no charge attributable to any radiation event, where

a) for the numerical deconvolution of the discrete charge distribution function of the radiation event or the stage noise, which is folded in the digitized input signal (E) with the generally well-defined preamplifier transfer function, over a time window with a width of M sampling intervals and at the same time to generate a continuous series of at a distance of one Sampling interval of successive results of the deconvolution by sliding the time window over the samples of the input signal so that each new result results from a shift of the time window by one sampling interval compared to the previous one,
a module (MWD) - (A3), which can be described as a module for smooth unfolding and whose input is connected to the output of the ADC,
b) to determine the total charge of the radiation quantum represent the value based on the L results from the series of the unfolded results produced by the MWD module, each of which completely contains the total charge of the event,
another module (A4), the input of which is connected to the output of the MWD module,
c) to determine the contribution of the current stage noise on the basis of the N results from the series of unfolding results produced by the MWD module, each of which contains no charge attributable to any radiation event,
another module (AS), the input of which is connected to the output of the MWD module,
d) to calculate the final result by subtracting the current contribution of the step noise from the value representing the total charge of the event,
a further module (A6), which is related to the aforementioned, can be used,

and where
the number M, ie the width of the window in units of the sampling interval, over which the numerical deconvolution of the discrete charge distribution function of the radiation event or of the stage noise, which is present in the digitized input signal (E) and is folded as a rule with the well-defined preamplifier transfer function, is carried out by L Sampling intervals are greater than the maximum time interval in which a release of charge can take place, that is to say L sampling intervals are greater than the maximum charge collection time and the number N is equal to or greater than L.

2.Module for smooth deconvolution (MWD), i.e. a module for the numerical calculation of a continuous series of results of deconvolution of the discrete charge distribution function of the radiation event or of the folded in the digitized input signal (E) with the generally well-defined pre-amplifier transfer function Step noise over a time window of M sampling intervals, each new result resulting from a shift of the time window by one sampling interval compared to the previous re, according to claim 1 in the form of an M-stage digital delay unit, a subtractor, a summer, a single-stage digital Delay unit and a multiplier realized with the constant multiplier K, characterized in that

a) that the input of the module is connected both to the positive input of a subtractor (B2) and via an M-stage digital delay unit (B1) to the negative input of the subtractor, where M is the width of the window over which the numerical unfolding is performed, referred to and
b) the output of the subtractor is fed via a single-stage delay unit (B3) to one of the inputs of a summer (B4), the output of which in turn is fed back to the other input of the summer (B4) via a second single-stage delay unit (B5) as well as via one Multiplier with the constant multiplier K (B6) is connected to one of the inputs of an output summer (B7), the second input of which is connected to the output of the subtractor, the constant K being predetermined by the decay time constant of the preamplifier and the sampling rate of the ADC is.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized, that to determine the total charge of the radiation quantum the value a module for averaging (AU) - (A4) is used, which averages over a predetermined number of consecutive Da which are taken from a continuous data stream.

4. Module for averaging (AU), according to claim 3 in the form of an accumulator, a register and a multiplier realized with the constant 1 / L, characterized in that

a) that the data input (In) and the clock input (C) of the module are each connected to the data or clock input of an accumulator (D1), and its reset input is connected to the timer control input (T) of the module, and
b) the output of the accumulator is fed via a multiplier with the constant multiplier 1 / L (D2) into the data input of a register (D3), the clock input of which is in turn connected to the timer control input of the module,

where L is the number of values that are averaged.

5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized, that to determine the contribution of the current stage noise a module for moving averages (MAU) - (A5) is used, which is a moving averaging over a fixed number of consecutive Data that is taken from a continuous data stream, by moving the area from which the data is taken over the data stream slides, and a current one updated with each new data entry Average calculated as a result.

6. Module for moving averaging (MAU), according to claim 5 in the form of an N-stage FIFO memory, a subtractor, an accumulator and a multiplier realized with the constant multiplier 1 / N, characterized in that

a) that the input of the module is connected both to the positive input of a subtra here (C2) and via a FIFO memory (C1) to its negative input,
b) that the output of the subtractor is fed via a multiplier with the constant multiplier 1 / N (C3) to the input of an accumulator (C4), the output of which in turn represents the output of the module, and
c) the identical clock frequency for the FIFO memory and the accumulator is fed in via the clock input (C) of the module,

where N is the number of data over which the current average is formed.

7. Circuit arrangement according to claim 1, characterized, that to calculate the final result by subtracting the current case of the step noise from which the total charge of the radiation quantum representative value a subtractor (A6) is used.

8. Circuit arrangement according to claim 1, characterized, that to avoid aliasing effects a preamplifier if necessary ker and ADC switched Low pass filter (A8) is used.