DE4126091C2

DE4126091C2 - Method and device for conductive level limit measurement

Info

Publication number: DE4126091C2
Application number: DE19914126091
Authority: DE
Inventors: Felix Raffalt
Original assignee: Vega Grieshaber KG
Current assignee: Vega Grieshaber KG
Priority date: 1991-08-07
Filing date: 1991-08-07
Publication date: 1994-06-16
Anticipated expiration: 2011-08-08
Also published as: DE4126091A1; DE4137422C2; DE4137422A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrich tung zur konduktiven Füllstands-Grenzwertmessung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 4.The invention relates to a method and a Vorrich device for conductive level limit measurement in accordance with the preamble of claim 1 or 4.

Bei bekannten Verfahren und Vorrichtungen zur Füll stand-Grenzwertmessung wird grundsätzlich mit Wechsel spannung im Sondenstrom-Meßkreis gearbeitet, da die Verwendung von Gleichspannung infolge hierbei auftre tender Elektrolyse- oder Polarisationseffekte ungeeig net ist. In der Praxis sind in vielen Fällen zwischen der Meßsonde und dem Auswertgerät Verbindungsleitungen von erheblicher Länge bis zu 1000 m erforderlich. Dies führt zu unvermeidlichen Leitungskapazitäten, die pa rallel zum zu detektierenden Meßwiderstand liegen und das Meßergebnis verfälschen. Die Kabelkapazität bildet dabei trotz der relativ niedrigen Meßfrequenz einen störenden, parallel zur Elektrode liegenden Blindleit wert. Dies kann zur Folge haben, daß der Grenzschalter trotz noch unbedeckter Elektrode bereits anspricht. Zu dem ist eine Detektion schwach leitender Füllgüter bzw. eine hochohmige Schleifenstromüberwachung zur Kabel bruchdetektion nicht möglich. In known methods and devices for filling level limit measurement is always with change voltage worked in the probe current measuring circuit, because the Use of DC voltage as a result of this Tender electrolysis or polarization effects unsuitable is not. In practice, there are in many cases between the measuring probe and the evaluation unit connecting lines of considerable length up to 1000 m required. This leads to inevitable management capacities, which pa lie parallel to the measuring resistance to be detected and falsify the measurement result. The cable capacity forms one despite the relatively low measuring frequency disturbing, parallel to the electrode blind conductor value. This can result in the limit switch already responds despite the electrode still being uncovered. To is a detection of weakly conductive filling goods or a high-resistance loop current monitoring for the cable break detection not possible.

Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 4 ist aus der DE 33 22 825 A1 be kannt. Bei dem dort beschriebenen Verfahren wird ein eine Meßsonde aufweisender Meßstromkreis mit Wechselspannung gespeist und Leitwertänderungen im Meßstromkreis erfaßt. Dabei wird ein dem im Meßstromkreis fließenden Strom ent sprechender Wert mit einem festen Referenzwert verglichen. Der Meßstromkreis wird mit rechteckförmiger Spannung ge speist.A method and an apparatus according to the preamble of Claim 1 or 4 is from DE 33 22 825 A1 knows. In the method described there, a Measuring circuit with measuring voltage with alternating voltage fed and changes in conductance recorded in the measuring circuit. This ent ent the current flowing in the measuring circuit speaking value compared with a fixed reference value. The measuring circuit is ge with rectangular voltage feeds.

Aus der DE 32 05 925 A1 ist darüber hinaus ein Verfahren zum Steuern von Füllelementen einer Füllmaschine und eine Schal tungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens bekannt. Es ist ein Signalgeber vorgesehen, der auf die im Füllgefäß in vorbestimmter Füllhöhe angestiegene Flüssigkeit anspricht und den Belegungszustand durch ein abfragbares und auswert bares Signal wiedergibt.DE 32 05 925 A1 also describes a method for Control of filling elements of a filling machine and a scarf arrangement known for performing this method. A signal transmitter is provided which points to those in the filling vessel liquid which has risen at a predetermined filling level and the occupancy status by querying and evaluating reproducible signal.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur konduktiven Füllstand-Grenzwertmessung zu schaffen, das bzw. die eine weitgehende Unterdrückung der Auswirkungen von Blindstromkomponenten in einfacher Weise ermöglicht.The invention has for its object a method and a device for conductive level limit measurement to create that extensive suppression of the Effects of reactive current components in a simple way enables.

Diese Aufgabe wird mit den im Patentanspruch 1 bzw. 4 ge nannten Merkmalen gelöst.This object is achieved with the ge in claim 1 or 4 mentioned features solved.

Bei der Erfindung wird der dem Strom entsprechende Wert ausschließlich in der zweiten Hälfte eines Intervalls zwi schen jeweils zwei benachbarten Umschaltflanken der recht eckförmigen Spannung nach einem weitgehenden Abklingen des Blindstromanteils abgefragt und ausgewertet. In the invention, the value corresponding to the current becomes only in the second half of an interval between each two adjacent switching edges of the right corner-like tension after the decay has largely subsided Reactive current component queried and evaluated.

Aufgrund des Einsatzes eines rechteckförmigen Ansteuersignals be sitzt dieses mit Ausnahme der Flankenübergänge keine Steigung, so daß die Kabelkapazität unmittelbar im An schluß an jede Flanke einen gemäß einer e-Funktion ab fallenden Blindstromverlauf hervorruft, der kurz vor dem nächsten Flankenübergang bereits weitestgehend ab geklungen ist. Hierbei besteht die Möglichkeit, durch mehrfache Abtastung des Spannungsverlaufs während einer jeweiligen Halbperiode, z. B. in regelmäßigen Abständen, den Spannungsverlauf zu rekonstruieren und hieraus Blindstromanteil und Real-Anteil (ohmscher Anteil) zu ermitteln. Die ohmsche Komponente repräsentiert dabei den wirksamen Meßstromkreis-Widerstand, so daß klar zwischen flüssigkeitsbedeckter und noch unbedeckter Elektrode unterschieden werden kann oder bei analoger Auswertung sogar eine relativ zuverlässige Aussage über die Füllstandshöhe erzielbar ist. Der Blindstromanteil läßt sich somit rechnerisch ausmerzen, so daß die De tektionsgenauigkeit sehr hoch ist.Because of the Use of a rectangular control signal be with the exception of the flank transitions there is no one Slope, so that the cable capacity immediately in the An close each edge according to an e-function falling reactive current curve, which just before the next edge transition as far as possible sounded. Here there is the possibility of multiple sampling of the voltage curve during one respective half period, e.g. B. at regular intervals, to reconstruct the course of tension and from it Reactive current component and real component (ohmic component) too determine. The ohmic component represents the effective measuring circuit resistance, so that clear between liquid-covered and still uncovered Electrode can be distinguished or with analog Evaluation even a relatively reliable statement about the level is achievable. The reactive current component can be eradicated arithmetically, so that the De detection accuracy is very high.

In besonders einfacher, bevorzugter Ausgestaltung wird statt einer Mehrfachmessung je Halbperiode nur ein ein ziger Meßwert gewonnen, und zwar jeweils unmittelbar vor der nachfolgenden Spannungsflanke. Zu diesem Zeit punkt ist die Blindstromkomponente bereits weitestge hend abgeklungen, so daß der Meßwert nahezu ausschließ lich durch die ohmsche Komponente bestimmt ist. In die ser Ausführungsform ist folglich keinerlei Berechnung samt Mehrfach-Abtastung erforderlich, so daß der schal tungstechnische Aufbau äußerst einfach ist. Diese Vari ante läßt sich unter Nutzung preisgünstiger elektroni scher Digitalbausteine in sehr einfacher und effektiver Weise realisieren. Ferner ergibt sich eine äußerst tem peraturstabile Arbeitsweise. In a particularly simple, preferred embodiment instead of a multiple measurement per half period only one obtained measured value, in each case immediately before the subsequent voltage edge. At that time point is the reactive current component as far as possible subsided, so that the measured value almost excludes Lich is determined by the ohmic component. In the This embodiment is therefore not a calculation together with multiple scanning required, so that the stale tional engineering structure is extremely simple. This Vari ante can be made using inexpensive electronics digital modules in a very simple and effective way Realize wisely. Furthermore, there is an extreme tem temperature stable working method.

Die Erfindung ermöglicht somit nicht nur eine klare Füllstandsdetektion bei gut leitenden Flüssigkeiten, sondern auch eine Überwachung schwach leitender Füllgü ter aufgrund der hohen Detektionsgenauigkeit.The invention thus not only enables a clear one Level detection for highly conductive liquids, but also monitoring of weakly conductive fillings ter due to the high detection accuracy.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß eine automatische Selbstüberwachung des Meßsystems auf Unterbrechung der Meßelektrodenzuleitung möglich ist. Dies ist insbesondere bei Einsatz konduktiver Füll stand-Grenzschalter zur Überwachung leitfähiger wasser gefährdender Flüssigkeiten nach den Richtlinien des Wasserhaushaltsgesetzes (WHG) von Bedeutung. Die Erfin dung bietet nämlich die Möglichkeit, parallel zum Meß sondenstromkreis einen diskreten realen Widerstand zu schalten, dessen Widerstandswert vorzugsweise in Höhe des höchstzulässigen Meßstromkreis-Widerstands liegt, und diesen zusätzlichen Widerstand ("WHG-Prüfwider stand") oder den Meßstromkreis-Widerstand selbst stän dig auf Überschreiten seines Widerstandswerts hin zu überwachen. Solche Überwachungen sind ohne Eliminierung des Blindstromanteils kaum realisierbar, da der nied rige Wechselstromwiderstand langer Verbindungsleitungen keine hochohmige Schleifenstromüberwachung zuläßt.Another advantage of the invention is that automatic self-monitoring of the measuring system Interruption of the measuring electrode lead is possible. This is particularly the case when using conductive filling level switch for monitoring conductive water hazardous liquids according to the guidelines of Water Resources Act (WHG) of importance. The Erfin namely offers the possibility of parallel to the measurement probe circuit to a discrete real resistance switch, its resistance value preferably in height the maximum permissible measuring circuit resistance, and this additional resistance ("WHG test resistance stood ") or the measuring circuit resistance itself dig if its resistance value is exceeded monitor. Such surveillance is without elimination of the reactive current part hardly realizable, since the low alternating current resistance of long connecting cables no high-resistance loop current monitoring is permitted.

Von Vorteil ist weiterhin, daß vom Meßsignal keine pn- Übergänge durchgesteuert werden müssen, so daß die Meß spannung sehr klein gewählt werden kann. Dies wirkt sich verlängernd auf die Elektrodenlebensdauer in ag gressiven Medien aus und ergibt vorteilhaft niedrige Energiewerte für den Betrieb in ex-geschützten Berei chen.Another advantage is that no pn- Transitions must be controlled so that the measuring voltage can be chosen very small. This works extending to electrode life in ag gressive media and results advantageously low Energy values for operation in ex-protected areas chen.

Gemäß der Erfindung ist es vorgesehen, den Meßstrom bzw. den diesem entsprechenden Wert während der zweiten Hälfte, vorzugsweise dem letzten Viertel und insbesondere dem letz ten Zehntel der Halbperiode zwischen benachbarten Umschalt flanken abzufragen, da die Blindkomponente in diesem Bereich schon weitgehend abgeklungen ist und folglich keine nennenswerten Signalverfälschungen mehr verur sacht. Der dem Meßstrom entsprechende Wert kann hierbei in einfacher Weise durch Führen des Meßstroms über einen Meßwiderstand und Abgreifen der am Meßwiderstand abfallenden Spannung gewonnen werden. Dieser Spannungs wert wird mittels einer Vergleicheranordnung mit einem Referenzspannungswert verglichen werden, ohne daß hierbei eine ins Gewicht fallende Belastung des Meß stroms und/oder der Meßspannung auftritt.According to the invention, it is provided that the measuring current or the corresponding value during the second half, preferably the last quarter and especially the last tenth of the half period between adjacent switching flanks to query because the blind component in this Area has largely subsided and consequently no longer cause significant signal distortions gently. The value corresponding to the measuring current can be in a simple manner by carrying the measuring current over a measuring resistor and tapping the on the measuring resistor falling voltage can be obtained. This tension is compared using a comparator arrangement be compared to a reference voltage value without a significant load on the measurement current and / or the measuring voltage occurs.

Der Meßstrom kann während jeder zweiten Halbwelle der rechteckförmigen Versorgungsspannung oder auch in noch größeren Periodenabständen abgetastet werden. Die ein malige Abtastung pro Periode bringt den Vorteil, daß das Abtastsignal jeweils synchron mit der Versorgungs spannungsfrequenz erzeugt werden kann, was schaltungs technisch einfach zu realisieren ist. Demgegenüber bringt die Abtastung während jeder Halbwelle neben hö herer Genauigkeit und Störsicherheit auch den Vorteil, daß eventuell unsymmetrisches Leitfähigkeitsvermögen der hinsichtlich ihres Füllstands zu überwachenden Flüssigkeit auf jeden Fall zu einer entsprechenden Stromerhöhung zumindest einer Polarität führt, die zu verlässig erfaßt und ausgewertet werden kann.The measuring current can during every second half-wave rectangular supply voltage or even in larger periods are sampled. The one Sampling once per period has the advantage that the scanning signal in synchronism with the supply voltage frequency can be generated what circuit is technically easy to implement. In contrast brings the scanning next to high during each half-wave accuracy and interference immunity also the advantage that possibly asymmetrical conductivity the level to be monitored Liquid definitely to a corresponding one Current increase leads to at least one polarity that leads to can be reliably recorded and evaluated.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist als Spannungsge nerator einen Rechteck-Oszillator auf, der eine Rechtecksignalspannung erzeugt. Bei schaltungstechnisch sehr einfachem Aufbau wird somit definierte Rechteck spannung gewährleistet. Die Frequenz kann vorzugsweise ca. 110 Hz betragen. Dieser Frequenzwert bringt den Vorteil, daß einerseits jede Halbwelle ausreichend lang ist, damit der Blindstromanteil ausreichend abklingen kann, und andererseits dennoch ausreichend hohe Meßsi gnalrate erzielt wird. The device according to the invention has as a voltage a square wave oscillator, the one Square wave voltage generated. In terms of circuitry very simple construction thus becomes a defined rectangle tension guaranteed. The frequency can preferably approx. 110 Hz. This frequency value brings the The advantage that each half-wave is long enough is so that the reactive current component decays sufficiently can, and on the other hand still sufficiently high Meßsi gnalrate is achieved.

Der Vergleicheranordnung ist in bevorzugter Ausgestal tung ein Abtast- und Halteglied nachgeschaltet, das pe riodisch bei jeder oder jeder zweiten Halbwelle der Ausgangsspannung des Rechteck-Oszillators angesteuert wird. Der Taktabstand kann zwar auch größer sein, je doch tritt dann nachteiligerweise ein entsprechender Informationsverlust auf, da zwischenliegende Halbwellen nicht mehr abgefragt und ausgewertet werden. Der Ein satz eines Abtast- und Halteglieds ermöglicht die pe riodisch zeitdiskrete Übernahme des Meßwertes zu defi niert festgelegten Abtast-Zeitpunkten, an denen der Blindstromanteil bis auf einen unkritischen Rest abge klungen ist. Dies unabhängig vom Wert des Ausgangssi gnals der Vergleichsanordnung, welches gegebenenfalls durch hohe Blindstromanteile des Meßwertes nach jeder Umschaltflanke bestimmt sein könnte. Vorhergehende oder nachfolgende Änderungen des Vergleicher-Ausgangssignals beeinflussen das Ausgangssignal der Abtast- und Halte schaltung folglich nicht. Vorzugsweise ist die Ansteue rung des Abtast- und Halteglieds so gewählt, daß dieses nur jeweils in der zweiten Hälfte einer Halbwelle, vor zugsweise in deren letzten Viertel oder Zehntel, getak tet wird und somit die Meßspannung einen bereits ver hältnismäßig stationären, den ohmschen Meßstromkreiswi derstand repräsentierenden Wert angenommen hat.The comparator arrangement is in a preferred embodiment device a sample and hold downstream, the pe periodically with every or every second half-wave of Output voltage of the rectangular oscillator controlled becomes. The pitch can also be larger, depending however, a corresponding one then disadvantageously occurs Loss of information due to intermediate half-waves can no longer be queried and evaluated. The one set of a scanning and holding element enables the pe periodically discrete takeover of the measured value to defi ned determined sampling times at which the Reactive current share except for an uncritical remainder is cleared. This is independent of the value of the output i gnals the comparison arrangement, which if necessary due to high reactive current components of the measured value after each Switching edge could be determined. Previous or subsequent changes in the comparator output signal affect the output signal of the sample and hold circuit therefore not. The control is preferred tion of the sample and hold member chosen so that this only in the second half of a half-wave preferably in the last quarter or tenth, getak tet and thus the measuring voltage is already a ver relatively stationary, the ohmic measuring circuit wi the current value has assumed.

In bevorzugter Ausgestaltung wird der Takt für das Ab tast- und Halteglied von der Ausgangsspannung des Rechteck-Oszillators abgeleitet, und zwar unter Phasen versatz gegenüber der an den Meßstromkreis angelegten Spannung. Dies hat den vorteilhaften Effekt, daß die Umschaltflanken und der Abtasttakt stets, selbst bei eventuellen Frequenzverschiebungen des Rechteck-Oszil lators, im Gleichtakt laufen. Die Phasenlage des Ab tasttaktes kann durch entsprechende Einstellung des Phasenversatzes gezielt derart festgelegt werden, daß die Abtastung stets kurz vor einer jeweiligen Umschalt flanke auftritt, d. h. das Ausgangssignal der Verglei cheranordnung zu jeweils diesem Zeitpunkt abgefragt wird.In a preferred embodiment, the clock for the Ab sensing and holding element from the output voltage of Rectangle oscillator derived, namely under phases offset from that applied to the measuring circuit Tension. This has the advantageous effect that the Switching edges and the sampling clock always, even at possible frequency shifts of the rectangle Oszil lators, run in unison. The phase position of the Ab key stroke can be adjusted accordingly Phase offset are specifically determined such that the sampling always shortly before a respective switchover flank occurs, d. H. the output signal of the comparison queried at this time becomes.

Durch den in bevorzugter Ausgestaltung vorhandenen RC- Integrator am Ausgang des Abtast- und Halteglieds las sen sich Stör-Überlagerungen glätten, die andernfalls zu einem unerwünschten Ansprechen des ausgangsseitigen Schaltrelais führen könnten. Die Störsicherheit wird hierdurch noch weiter erhöht.Due to the RC configuration available in a preferred embodiment Read integrator at the output of the sample and hold element sturgeon overlays smooth out, otherwise to an undesirable response on the output side Switching relay could lead. The interference immunity will this increases even further.

Vorzugsweise ist der Vergleicher-, Abtast- und Haltean ordnung eine Triggerschaltung nachgeschaltet, die zu sätzlich über eine Rückkopplungsschaltung mit der Ver gleicheranordnung verbunden ist. Durch diese Rückkopp lungsschaltung lassen sich die Potentiale an der Ver gleicheranordnung bei einem Schaltvorgang der Trigger schaltung so umsteuern, daß der aktuelle Schaltzustand erst bei größeren Signalabweichungen wieder verlassen wird. Hierdurch wird ein Hystereseverhalten erzielt, durch das Flattererscheinungen des ausgangsseitig ange schlossenen Relais, das zur Erzeugung von Warnsignalen und/oder Füllungssteuersignalen dient, unterdrückt wer den.Preferably the comparator, sample and hold is on assign a trigger circuit downstream that additionally via a feedback circuit with the Ver same arrangement is connected. Through this feedback circuit, the potentials at the ver same arrangement for switching the trigger Switch the circuit so that the current switching state leave only with larger signal deviations becomes. In this way hysteresis behavior is achieved due to the flutter on the output side closed relay that is used to generate warning signals and / or fill control signals, who suppresses the.

Gemäß einer Alternative kann die Rückkopplungsschaltung einen Spannungsteiler umfassen, der mit einem Anschluß mit dem Ausgang der Triggerschaltung verbunden ist und somit potentialmäßig durch die jeweilige Ausgangsspan nung an der Triggerschaltung bestimmt ist. Durch die bei Ausgangssignalumschaltungen auftretenden Potential verschiebungen an dem mit der Vergleicheranordnung ver bundenen Abgriff des Widerstandsteilers läßt sich somit das Referenzpotential oder die potentialmäßige Lage des Ist-Signals so beeinflussen, daß das gewünschte Hy stereseverhalten resultiert. Die Rückkopplung kann auch durch einen Transistor bewirkt werden, dessen Schaltzu stand durch die Triggerschaltung gesteuert wird und der die Widerstandsverhältnisse eines Spannungsteilers, beispielsweise durch Zuschaltung eines Parallelwider standes, gezielt variieren kann.According to an alternative, the feedback circuit comprise a voltage divider connected to a connector is connected to the output of the trigger circuit and thus potential through the respective output chip voltage is determined on the trigger circuit. Through the potential occurring with output signal switching shifts on the ver with the comparator arrangement tied tap of the resistor divider can thus the reference potential or the potential location of the Influence the actual signal so that the desired Hy stereochemical behavior results. The feedback can also be caused by a transistor whose switching was controlled by the trigger circuit and the the resistance relationships of a voltage divider, for example by connecting a parallel resistor can vary.

Die Erfindung ermöglicht in vorteilhafter Weise die Parallelschaltung eines Widerstands zur Meßsonde, so daß - unabhängig vom jeweiligen Flüssigkeitspegel - stets ein endlicher Widerstand des Meßstromkreises vor liegt. Der Maximalwiderstand des Meßstromkreises kann somit, bei intaktem Stromkreis, nicht über einen ent sprechenden Widerstandswert ansteigen, so daß der Re alteil des Meßstroms nicht unter einen entsprechenden Wert absinken kann. Durch Überwachung der Größe des Stromflusses ist es somit möglich, Störungen der Lei tungsverbindungen oder Leitungsunterbrechungen, die sich als starkes Absinken des Meßstroms bemerkbar ma chen, zu erkennen und entsprechende Sicherheitsmaßnah men einzuleiten.The invention advantageously enables Parallel connection of a resistor to the measuring probe, see above that - regardless of the respective liquid level - always a finite resistance of the measuring circuit lies. The maximum resistance of the measuring circuit can thus, with an intact circuit, not via an ent speaking resistance value increase, so that the Re part of the measuring current not under a corresponding Value may decrease. By monitoring the size of the Current flow is therefore possible to disturb the lei line connections or line interruptions that is noticeable as a sharp drop in the measuring current ma to recognize and appropriate security measures initiate men.

In alternativer Ausgestaltung kann die Richtung der Stromspeisung der Meßsonde und des Meßwiderstands über eine getaktete Schaltanordnung periodisch umgepolt wer den, so daß die Meßsonde mit Rechteck-Wechselspannung gespeist wird. Die Schaltertaktung kann durch den Rechteck-Oszillator erfolgen, so daß die Anforderungen an dessen Rechteck-Ausgangsform etwas gemildert sind.In an alternative embodiment, the direction of the Power supply to the measuring probe and the measuring resistor via a clocked switching arrangement is periodically reversed the so that the measuring probe with square-wave AC voltage is fed. The switch clocking can by the Rectangle oscillator done so that the requirements somewhat softened in its rectangular shape.

Dem Rechteck-Oszillator kann ein Frequenzteiler nachge schaltet sein, dessen Ausgangssignal die Schalteranord nung steuert. Hierdurch wird erreicht, daß die Recht eck-Wechselspannung an der Meßsonde entsprechend ver ringerte Frequenz besitzt und beide Halbperioden exakt gleich lang sind. Die höhere Ausgangsfrequenz des Rechteck-Oszillators kann dabei zugleich zur Taktung des Abtast- und Halteglieds eingesetzt werden, so daß dieses mit doppelt so hoher Frequenz wie die Meßsonde angesteuert wird und bei jeder Halbperiode ein Abtast signal erzeugt. Hierdurch läßt sich der Meßstrom noch genauer bei jeder Halbperiode abfragen.The rectangular oscillator can be followed by a frequency divider be switched, the output signal of the switch arrangement control. This ensures that the law ver AC voltage at the probe accordingly ver has reduced frequency and both half-periods exactly are the same length. The higher output frequency of the Rectangular oscillators can also be used for clocking of the sample and hold member are used so that this with twice the frequency as the measuring probe is driven and one sample every half period signal generated. As a result, the measuring current can still be query more precisely every half period.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:The invention is based on execution examples with reference to the drawings described. Show it:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsge mäßen Vorrichtung zur konduktiven Füll stand-Grenzwertmessung, Fig. 1 shows an embodiment of the erfindungsge MAESSEN device for conductive filling level limit measurement,

Fig. 2 ein weiters Ausführungsbeispiel der erfin dungsgemäßen Vorrichtung und Fig. 2 shows a further embodiment of the inventive device and

Fig. 3 Signalverläufe zur Veranschaulichung der Spannungs- und Stromverhältnisse bei der Abtastung. Fig. 3 waveforms to illustrate the voltage and current ratios when scanning.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel der Vorrichtung zur konduktiven Füllstand-Grenzwertmessung ist zwischen eine Plus-Leitung 1 und eine Minus-Leitung 2 ein Rechteck-Oszillator 3 geschaltet, der auf einer Ausgangsleitung 4 ein rechteckförmiges Spannungssignal erzeugt. Die Ausgangsleitung 4 ist mit dem Eingang ei nes durch die Leitungen 1 und 2 mit Spannung versorgten Treibers 5 verbunden, der über einen Trennkondensator 6 eine Meßsonde 7 mit Rechteckspannung speist. Die Meß sonde ist in einen hinsichtlich der Füllstandshöhe zu überwachenden Behälter 8 eingeführt, wobei sich der Stromfluß zwischen der Meßsonde 7 und dem Behälter 8 in Abhängigkeit von der Füllstandshöhe der im Behälter 8 befindlichen Flüssigkeit verändert.In the exemplary embodiment of the device for conductive level limit value measurement shown in FIG. 1, a rectangular oscillator 3 is connected between a plus line 1 and a minus line 2 , which generates a rectangular voltage signal on an output line 4 . The output line 4 is connected to the input egg nes through the lines 1 and 2 supplied with voltage driver 5 , which feeds a measuring probe 7 with square wave voltage via a separating capacitor 6 . The measuring probe is inserted into a container 8 to be monitored with regard to the filling level, the current flow between the measuring probe 7 and the container 8 changing depending on the filling level of the liquid in the container 8 .

Der über die Meßsonde 7 und den Behälter 8 fließende Meßstrom erzeugt an einem Meßwiderstand 9, der einer seits mit dem Behälter 8 und andererseits mit einem auf Schaltungsnull liegendem Schirm 10 elektrisch leitend verbunden ist, einen entsprechenden Spannungsabfall, der als Meßspannung dient.The measuring current flowing through the measuring probe 7 and the container 8 generates a corresponding voltage drop at a measuring resistor 9 , which on the one hand is electrically connected to the container 8 and on the other hand to a screen 10 lying on circuit zero, which serves as the measuring voltage.

Die am Meßwiderstand 9 auftretende Meßspannung wird über einen Widerstand 11, der mit einem Anschluß zwi schen den Behälter 8 und den Meßwiderstand 9 geschaltet und mit dem anderen Anschluß mit einem Eingang eines Vergleichers 12 verbunden ist, als für den Meßstrom re präsentativer Wert in Form einer Ist-Spannung an den Vergleicher 12, der zusammen mit zugehörigen Schal tungswiderständen eine Vergleicheranordnung bildet, an gelegt.The measuring voltage occurring at the measuring resistor 9 is connected via a resistor 11 which is connected with a connection between the container 8 and the measuring resistor 9 and is connected to the other connection with an input of a comparator 12 as a representative value for the measuring current in the form of a Actual voltage to the comparator 12 , which forms a comparator arrangement together with associated circuit resistors, applied.

Die Referenzspannung des Vergleichers 12 wird über ei nen Spannungsteiler aus Widerständen 13, 14 und 15 ge wonnen, die zwischen den Ausgang des Treibers 5 einer seits und Nullpotential andererseits geschaltet sind. Der Widerstand 14 ist als Potentiometer ausgelegt, um die Größe der am Potentiometerabgriff abgegriffenen und an den anderen Vergleicher-Eingang angelegten Referenz spannung variieren zu können.The reference voltage of the comparator 12 is won via egg NEN voltage divider from resistors 13 , 14 and 15 , which are connected between the output of the driver 5 on the one hand and zero potential on the other. The resistor 14 is designed as a potentiometer in order to be able to vary the size of the voltage tapped at the potentiometer tap and applied to the other comparator input.

Mit dem Ausgang des Vergleichers 12 ist ein Abtast- und Halteglied in Form eines taktgesteuerten D-Flipflops 16 verbunden, das bei Auftreten eines Taktsignals an sei nem Takteingang CL das am D-Eingang anliegende Signal übernimmt. Der Takt zur Steuerung des D-Flipflops 16 wird über eine Taktleitung 17 gewonnen, die direkt mit der Ausgangsleitung 4 verbunden ist. Durch den Treiber 5 und weitere Komponenten wird eine geringfügige Pha senverschiebung bewirkt, so daß der Flankenwechsel des Taktsignals auf der Taktleitung 17 kurz vor den Über gangsflanken des Meßstroms durch die Meßsonde 7 auf tritt. Der Ausgang des Vergleichers 12 wird somit je weils kurz vor den Umschaltflanken der Rechteckspannung an der Meßsonde 7 abgefragt. A sample and hold element in the form of a clock-controlled D flip-flop 16 is connected to the output of the comparator 12 and takes over the signal present at the D input when a clock signal occurs at its clock input CL. The clock for controlling the D flip-flop 16 is obtained via a clock line 17 which is connected directly to the output line 4 . The driver 5 and other components cause a slight phase displacement, so that the edge change of the clock signal on the clock line 17 occurs shortly before the transition edges of the measuring current through the measuring probe 7 . The output of the comparator 12 is thus queried shortly before the switching edges of the square-wave voltage at the measuring probe 7 .

Am Ausgang des D-Flipflops 16 liegt ein RC-Integrator aus einem Widerstand 18 und einem Kondensator 19, der Glättungsfunktion ausübt und kurzfristige Störungen un terdrückt. Der Widerstand 18 ist in Reihe zwischen das D-Flipflop 16 und eine ausgangsseitige Triggerstufe 20 geschaltet, während der Kondensator 19 zwischen den Eingang der Triggerstufe 20 und die Minus-Leitung 2 ge schaltet ist.At the output of the D flip-flop 16 there is an RC integrator consisting of a resistor 18 and a capacitor 19 which performs the smoothing function and suppresses short-term disturbances. The resistor 18 is connected in series between the D flip-flop 16 and an output-side trigger stage 20 , while the capacitor 19 is switched between the input of the trigger stage 20 and the minus line 2 .

Zwischen den Ausgang der Triggerstufe 20, der bei spielsweise ein ausgangsseitiges Relais steuert, und den mit dem Vergleicher 12 verbundenen Anschluß des Wi derstands 11 ist ein Widerstand 21 geschaltet, so daß eine Rückkopplungsschaltung zwischen Triggerstufe 20 und Vergleicher 12 vorhanden ist. Die Widerstände 11 und 21 bilden einen Spannungsteiler, dessen Abgriff mit dem Ist-Eingang des Vergleichers 12 verbunden ist. Bei Umschaltung der Triggerstufe 20 verändert sich auch das Bezugspotential des Spannungsteilers 11, 21 und folg lich die potentialmäßige Lage des Ist-Werts am Verglei cher 12. Bei Plus-Potential am Ausgang der Triggerstufe 20 ist das Potential am Ist-Eingang des Vergleichers 12 derart nach oben verschoben, daß der Vergleicher 12 stets positives Ausgangssignal abgibt und somit das Ausgangssignal der Triggerstufe 20 positiv bleibt. So mit werden durch die Funktion des RC-Integrators 18, 19, der Triggerstufe 20 und der durch den Rückkopp lungswiderstand 21 zwischen Triggerausgang und Verglei chereingang bewirkten Hysterese Relais-Flattererschei nungen vermieden.Between the output of the trigger stage 20 , which controls an output-side relay, for example, and the connection of the resistor 11 connected to the comparator 12 , a resistor 21 is connected, so that a feedback circuit between the trigger stage 20 and the comparator 12 is present. The resistors 11 and 21 form a voltage divider, the tap of which is connected to the actual input of the comparator 12 . When the trigger stage 20 is switched, the reference potential of the voltage divider 11 , 21 and consequently the potential position of the actual value on the comparator 12 also change . With a plus potential at the output of the trigger stage 20 , the potential at the actual input of the comparator 12 is shifted upwards in such a way that the comparator 12 always emits a positive output signal and the output signal of the trigger stage 20 therefore remains positive. So with the function of the RC integrator 18 , 19 , the trigger stage 20 and the hysteresis caused by the feedback resistor 21 between the trigger output and the comparator input, hysteresis is avoided.

Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Refe renzspannung (am Potentiometer 14) in gleicher Weise wie die Meßsondenspannung von der Oszillatorspannung abgeleitet, so daß eventuelle Betriebsspannungsänderun gen ohne Einfluß auf das Meßergebnis bleiben. In the present embodiment, the reference voltage (on the potentiometer 14 ) is derived in the same way as the measuring probe voltage from the oscillator voltage, so that any operating voltage changes remain without influence on the measurement result.

Parallel zur Meßsonde 7 und Behälter 8 kann ein Testwi derstand 22 geschaltet sein, um den maximalen Wider stand des Meßstromkreises auf einen endlichen Wert zu legen. Ein Absinken des Meßstroms unter den diesem ma ximalen Widerstand entsprechenden Wert bedeutet somit eine Leitungsstörung oder -unterbrechung, die entspre chende Sicherheitseingriffe erfordert. Das Absinken des Meßstroms kann durch Überwachung der Meßspannung auf eine Minimalgröße und Alarmgabe bei Unterschreiten die ser Minimalgröße erfolgen.In parallel to the measuring probe 7 and container 8 , a test resistor 22 can be connected to set the maximum resistance of the measuring circuit to a finite value. A drop in the measuring current below the value corresponding to this maximum resistance thus means a line fault or interruption, which requires corresponding safety interventions. The measuring current can be reduced by monitoring the measuring voltage to a minimum size and giving an alarm when this minimum size is undershot.

In Fig. 3 ist schematisch der Signalverlauf der Recht eckspannung, des Meßstroms und der Abfragezeitpunkte dargestellt. Die Meßsonde 7 wird mit der in Fig. 3a) gezeigten Rechteckspannung gespeist, wobei Fig. 3b) den hierbei resultierenden Meßstrom mit Blindanteil zeigt. Ersichtlich klingt der Blindanteil nach einer e-Funktion ab und hat jeweils vor der nächsten Um schaltflanke nur noch äußerst geringe Werte. Der Abfra gezeitpunkt, zu dem das D-Flipflop 16 das Ausgangssi gnal des Vergleichers 12 übernimmt, liegt, wie darge stellt, jeweils kurz vor den Umschaltflanken, so daß im wesentlichen nur der Realteil des Stromes erfaßt wird und somit die ohmsche Komponente des Meßstromkreises detektiert wird. Die Frequenz von Rechteckspannung und Meßstrom liegt beim Ausführungsbeispiel bei 110 Hz.In Fig. 3, the signal curve of the square wave voltage, the measuring current and the times of the query is shown schematically. The measuring probe 7 is supplied with the square-wave voltage shown in Fig. 3a), Fig. 3b) shows the resulting measuring current with a reactive component. The reactive component clearly decays after an e-function and has only extremely low values before the next switching edge. The interrogation time at which the D flip-flop 16 takes over the output signal of the comparator 12 is, as Darge presents, each shortly before the switching edges, so that essentially only the real part of the current is detected and thus the ohmic component of the measuring circuit is detected becomes. The frequency of square wave voltage and measuring current is 110 Hz in the exemplary embodiment.

In Fig. 2 ist ein abgeändertes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gezeigt, wobei dieselben Komponenten wie beim ersten Ausführungsbeispiel mit denselben Bezugszei chen bezeichnet sind und bezüglich deren Beschreibung auf die vorstehenden Ausführungen verwiesen wird.In Fig. 2, a modified embodiment of the device is shown, the same components as in the first embodiment are designated with the same reference numerals and reference is made to the description above for the description thereof.

Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel wird bei diesem Ausführungsbeispiel die Rechteckausgangsspannung des Rechteck-Oszillators 3 nicht direkt (über Zwischen glieder) an die Meßsonde 7 angelegt, sondern liegt an einem Frequenzteiler 23 an, der als Frequenzhalbierer geschaltet ist. Der Frequenzhalbierer steuert zwei Um schalter 24, 25 im Gleichtakt, die bei jeder Halbwelle des Frequenzteilers 23 ihren Schaltzustand ändern. Die Schaltfrequenz der Umschalter 24, 25 ist damit halb so groß wie die Ausgangsfrequenz des Rechteck-Oszilla tors 3.In contrast to the first embodiment, in this embodiment, the square wave output voltage of the square wave oscillator 3 is not applied directly (via intermediate elements) to the measuring probe 7 , but is applied to a frequency divider 23 , which is connected as a frequency bisector. The frequency bisector controls two switches 24 , 25 in common mode, which change their switching state with each half-wave of the frequency divider 23 . The switching frequency of the changeover switch 24 , 25 is thus half the size of the output frequency of the rectangular oscillator 3 .

In der gezeichneten Stellung der Umschalter 24, 25 ist die Meßsonde 7 mit der Plus-Leitung 1 verbunden, wäh rend der Meßanschluß am Behälter 8 über den Umschalter 25 mit dem Meßwiderstand 9 verbunden ist. Bei Umschal tung der Schaltstellung der Umschalter 24, 25 wird die Meßsonde mit dem Meßwiderstand 9 verbunden, während der Behälteranschluß über den Umschalter 24 mit der Plus- Leitung 1 verbunden ist. Der Meßstromkreis wird somit mit rechteckförmiger Wechselspannung gespeist.In the drawn position of the changeover switch 24 , 25 , the measuring probe 7 is connected to the positive line 1 , while the measuring connection on the container 8 is connected to the measuring resistor 9 via the changeover switch 25 . When switching the switching position of the changeover switch 24 , 25 , the measuring probe is connected to the measuring resistor 9 , while the container connection is connected via the changeover switch 24 to the positive line 1 . The measuring circuit is thus supplied with a rectangular AC voltage.

Die am Meßwiderstand 9 abfallende Meßspannung liegt di rekt am Negativ-Eingang des Vergleichers 12 an, dessen anderer Anschluß mit dem Spannungsteiler 13, 14 und 15 gekoppelt ist. Der Spannungsteiler 13, 14, 15 ist bei diesem Ausführungsbeispiel direkt zwischen die Plus- Leitung 1 und die Minus-Leitung 2 geschaltet, d. h. liegt an festem Potential.The measuring voltage dropping across the measuring resistor 9 is directly connected to the negative input of the comparator 12 , the other connection of which is coupled to the voltage divider 13 , 14 and 15 . In this exemplary embodiment, the voltage divider 13 , 14 , 15 is connected directly between the plus line 1 and the minus line 2 , ie is at a fixed potential.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das dem Vergleicher 12 nachgeschaltete D-Flipflop 16 über die Taktleitung 17 mit der doppelten Frequenz der Spannung am Meßwider stand 9 getaktet. Dies ist durch den Frequenzteiler 23 bedingt. Durch diese doppelte Abtastfrequenz wird jede Halbwelle der Meßspannung einmal abgefragt, wobei auch hier die Phasenlage so gewählt ist, daß der Abfrage zeitpunkt stets nach Abklingen des Blindanteils kurz vor der nächsten Umschaltflanke liegt. In this embodiment, the comparator 12 downstream D flip-flop 16 is clocked via the clock line 17 with twice the frequency of the voltage across the measuring resistor 9 . This is due to the frequency divider 23 . By means of this double sampling frequency, each half-wave of the measuring voltage is interrogated once, with the phase position being selected so that the interrogation is always shortly before the next switching edge after the reactive component has subsided.

Die Rückkopplungsschaltung ist beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 abgeändert und umfaßt einen Feldef fekttransistor 26, dessen Gate mit dem Ausgang der Triggerstufe 20 gekoppelt ist. Parallel zum Widerstand 15 liegt eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 27 und dem Feldeffekttransistor 26. Bei durchgeschaltetem Feldeffekttransistor 26 ist der Widerstand 27 somit dem Widerstand 15 parallel geschaltet, so daß die Refe renzspannung am "+"-Eingang des Vergleichers 12 auf einen niedrigeren Wert herabgesetzt wird. Beim Öffnen des Feldeffekttransistors 26 ist der Stromfluß durch den Widerstand 27 unterbrochen, so daß der Widerstands wert der Parallelschaltung der Elemente 15, 26 und 27 nur noch durch den Widerstand 15 bestimmt ist. Der Feldeffekttransistor 26 ist als selbstsperrender FET ausgelegt, so daß er bei der normalerweise negativen Ausgangsspannung der Ausgangsstufe 20 nicht durchge schaltet ist. Lediglich wenn bei Ansprechen der Füll stands-Überwachungsschaltung der Ausgangspegel der Triggerstufe 20 wechselt, schaltet der Feldeffekttran sistor 26 durch, wodurch der Widerstand 27 potentialmä ßig parallel zum Widerstand 15 gelegt wird. Durch die hierdurch bewirkte Steuerung der Lage des Referenzpo tentials am Vergleicher 12 wird, wie auch beim ersten Ausführungsbeispiel, eine Hysterese erreicht, so daß Relais-Flattererscheinungen vermieden sind.The feedback circuit is modified in the embodiment according to FIG. 2 and comprises a field effect transistor 26 , the gate of which is coupled to the output of the trigger stage 20 . A series circuit comprising a resistor 27 and the field-effect transistor 26 is connected in parallel with the resistor 15 . When the field-effect transistor 26 is switched on, the resistor 27 is thus connected in parallel with the resistor 15 , so that the reference voltage at the “+” input of the comparator 12 is reduced to a lower value. When opening the field effect transistor 26 , the current flow through the resistor 27 is interrupted, so that the resistance value of the parallel connection of the elements 15 , 26 and 27 is only determined by the resistor 15 . The field effect transistor 26 is designed as a self-blocking FET, so that it is not switched through at the normally negative output voltage of the output stage 20 . Only if the output level of the trigger stage 20 changes when the level monitoring circuit responds, does the field effect transistor 26 switch through, as a result of which the resistor 27 is connected in potential to the resistor 15 in potential. The control of the position of the reference potential at the comparator 12 which is brought about in this way, as in the first exemplary embodiment, achieves a hysteresis, so that relay flutter is avoided.

Claims

1. A method for conductive level limit value measurement, in which a measuring circuit having a measuring circuit is fed with a rectangular voltage and changes in conductance in the measuring circuit are detected by comparing a value corresponding to the current flowing in the measuring circuit with a fixed reference value, characterized in that the Current corresponding value from finally in the second half of an interval between two adjacent switching edges of the rectangular voltage after a substantial decrease from the reactive current component is queried and evaluated.

2. The method according to claim 1, characterized in that the value corresponding to the current only during the last quarter, preferably the last tenth, of the interval between adjacent switching edges is queried.

3. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that the current corresponding Value for each half-wave of the rectangular voltage is queried.

4.Device for conductive level limit value measurement with a square wave oscillator as a voltage generator which feeds a measuring circuit containing a measuring probe with alternating current, and an evaluation device containing a comparator arrangement which evaluates a value corresponding to the current flowing in the measuring circuit by comparison with a reference value and generates a corresponding output signal, characterized in that the comparator arrangement ( 12 ) is followed by a sample and hold element ( 16 ), which periodically with every or every second half-wave of the output voltage of the square wave oscillator ( 3 ), but exclusively in the second half of the half-wave is driven for a scan after the reactive current component has largely decayed.

5. The device according to claim 4, characterized in that the sampling and holding member ( 16 ) is driven exclusively for a sampling during the last quarter of a half-wave of the square-wave voltage applied to the measuring circuit.

6. The device according to claim 4 or 5, characterized in that the clock for the sample and hold element ( 16 ) from the output voltage of the rectangular oscillator ( 3 ) is derived with a phase shift with respect to the voltage applied to the measuring circuit.

7. Device according to one of claims 4 to 6, characterized in that the sample and hold element ( 16 ) is followed by an RC integrator ( 18 , 19 ).

8. Device according to one of claims 4 to 7, characterized in that the comparator arrangement ( 12 ) is followed by a trigger stage ( 20 ) which generates the output signal of the device, and that between the output of the trigger stage ( 20 ) and the Comparator arrangement ( 12 ) a feedback circuit ( 21 ; 26 , 27 ) for switching the potentials on the comparator arrangement ( 12 ) when the output voltage of the trigger stage ( 20 ) changes.

9. The device according to claim 8, characterized in that the feedback circuit ( 21 ; 26 , 27 ) comprises a voltage divider ( 11 , 21 ), the two outer connections with the output of the trigger stage ( 20 ) and a measuring resistor in the measuring circuit ( 9 ) are connected, while the tap of the voltage divider ( 11 , 21 ) is connected to an input of the comparator arrangement ( 12 ).

10. The device according to claim 8, characterized in that the feedback circuit ( 26 , 27 ) has a transistor ( 26 ), the switching state of the resistance conditions of a voltage divider ( 13 to 15 , 27 ) for obtaining a reference voltage for the Comparator arrangement ( 12th ) certainly.

11. Device according to one of claims 4 to 10, characterized in that the reference voltage of the comparison arrangement ( 12 ) is derived from the output voltage of the right-hand corner oscillator ( 3 ).

12. The device according to one of claims 4 to 11, characterized in that a counter stood ( 22 ) is connected in parallel to the measuring probe ( 7 ).

13. Device according to one of claims 4 to 12, characterized in that between the measuring probe ( 7 ) and a measuring resistor ( 9 ) in the measuring circuit by the right corner oscillator ( 3 ) controlled switch arrangement ( 24 , 25 ) for periodic polarity reversal Current flow through the measuring probe ( 7 ) is switched.

14. The apparatus according to claim 4, characterized in that the rectangular oscillator ( 3 ) is followed by a frequency divider ( 23 ) whose output signal controls the switch arrangement ( 24 , 25 ).