DE4105146C2

DE4105146C2 - Radio frequency decoupling circuit

Info

Publication number: DE4105146C2
Application number: DE4105146A
Authority: DE
Inventors: Horst Prof Dr Nielinger
Original assignee: Daimler Benz Aerospace AG
Current assignee: Airbus Defence and Space GmbH
Priority date: 1990-12-22
Filing date: 1991-02-20
Publication date: 1995-11-02
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: DE4105146A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz(HF-)Entkopplungsschal tung für mindestens eine Frequenz gemäß Oberbegriff des Patent anspruchs 1. Eine solche HF-Entkoppelungsschaltung ist bereits in dem Artikel von W. Buschbeck: "Eine unübliche Betrachtungsweise zum Entkopplungsverhalten von Parallelschaltungs-Einrichtungen"; in: NTZ, 1968, Heft 2, Seiten 91-96 bekannt.The invention relates to a radio-frequency (RF) decoupling scarf device for at least one frequency according to the preamble of the patent claims 1. Such an RF decoupling circuit is already in the article by W. Buschbeck: "An unusual way of looking at things on the decoupling behavior of parallel connection devices "; in: NTZ, 1968, Issue 2, pages 91-96 known.

In dem Artikel werden HF-Entkoppelungsschaltungen auf der Basis von Differenzial-Transformatorbrücken (d. h. Gabelübertragern) beschrieben, von denen eine einen Gabelübertrager mit kompensier ten Haupt- und Streuinduktivitäten aufweist. Ferner wird in dem Artikel eine HF-Entkoppelungsschaltung beschrieben, die einen mittels zweier Bandpässe kompensierten Gabelübertrager aufweist, wobei es sich bei den Bandpässen um einen sogenannten Doppel-π- Bandpaß handelt, zu dem eine zusätzliche gekoppelte Spule gehört.In the article, RF decoupling circuits are based differential transformer bridges (i.e. fork transformers) described, one of which a fork transmitter with compensating main and leakage inductances. Furthermore, in the Article described an RF decoupling circuit, the one has fork transmitters compensated by means of two band passes, the bandpasses being a so-called double π- Bandpass is involved, which includes an additional coupled coil.

Ferner wird in dem Artikel von A. Kraus: "Das Ersatzschaltbild des unbeschalteten Richtkopplers"; in: NTZ, 1968, Heft 8, Seiten 471-474 eine HF-Entkoppelungsschaltung mit zwei Gabelübertragern beschrieben, deren Gegentakt- und Gleichtakttore mit zueinander wellenwiderstandsdualen Leitungen verbunden sind.Furthermore, in the article by A. Kraus: "The equivalent circuit diagram of the unwired directional coupler "; in: NTZ, 1968, issue 8, pages 471-474 an RF decoupling circuit with two fork transmitters described, their push-pull and common-mode gates with each other wave resistance dual lines are connected.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine HF-Entkoppelungs schaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die möglichst breitbandig ist und einen möglichst hohen Entkoppelungsgrad erreicht.The object of the invention is an RF decoupling circuit of the type mentioned to create the most possible is broadband and the highest possible degree of decoupling reached.

Die Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen der Erfindung. The solution to the problem is described in claim 1. The Sub-claims contain advantageous training and further education the invention.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigtIn the following, the invention will be explained in more detail with reference to the figures explained. It shows

Fig. 1 einen idealen Gabelübertrager (L→∞) als Brücken schaltung, Fig. 1 an ideal hybrid transformer (L → ∞) circuit as bridges,

Fig. 2 die Verhältnisse beim Gabelübertrager gemäß Fig. 1 bei Leerlauf am Gleichtakt- und Kurzschluß am Gegentaktausgang (kein Strom für Gleichtaktanregung), Fig. 2 shows the conditions during the hybrid transformer according to FIG. 1 at idle at the common mode and short circuit at the push-pull output (no power for common mode excitation),

Fig. 3 die Verhältnisse beim Gabelübertrager gemäß Fig. 1 bei Kurzschluß am Gleichtaktausgang und Leerlauf am Gegentaktausgang (kein Strom für Gegentaktanregung), Fig. 3, the conditions during the hybrid transformer according to FIG. 1 at short circuit at the common-mode output and open circuit at the push-pull output (no power for push-pull excitation),

Fig. 4 eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung in Form eines kompensierten Gabelübertragers als Parallel schaltungsbrücke, Fig. 4 shows an advantageous embodiment of the invention in the form of a compensated bridge circuit Gabelübertragers as parallel,

Fig. 5 das Ersatzschaltbild für die erfindungsgemäße Par allelschaltungsbrücke gemäß Fig. 4 für den Fall der Gleichtaktanregung mit zwei parallelgeschalteten T-Bandpässen, Fig. 5 shows the equivalent circuit diagram for the inventive Par allelschaltungsbrücke shown in FIG. 4 for the case of the common mode excitation with two parallel-connected T-bandpass filters,

Fig. 6 das Ersatzschaltbild für die erfindungsgemäße Par allelschaltungsbrücke gemäß Fig. 4 für den Fall der Gegentaktanregung mit zwei in Reihe geschalteten π-Bandpässen, Fig. 6 shows the equivalent circuit diagram for the inventive Par allelschaltungsbrücke in FIG. 4 for the case of push-pull excitation with two series-π-band-pass filters,

Fig. 7 eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung in Form einer HF-Weichenschaltung mit zwei erfindungsgemäßen HF-Brückenschaltungen, Fig. 7 shows an advantageous embodiment of the invention in the form of an RF switch circuit having two inventive RF bridge circuits,

Fig. 8 eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungs gemäßen HF-Weichenschaltung gemäß Fig. 7, Fig. 8 shows a preferred embodiment of the fiction, modern RF switch circuit of FIG. 7,

Fig. 9 eine weitere bevorzugte Ausführungsform der erfin dungsgemäßen HF-Weichenschaltung gemäß Fig. 7 mit variabel einstellbaren Induktivitäten und Kapazitäten des Kompensationsnetzwerks, Fig. 9 shows a further preferred embodiment of to the invention OF INVENTION RF switch circuit of FIG. 7 with variably adjustable inductors and capacitors of the compensation network,

Fig. 10 typische Frequenzgänge an den Ein- und Ausgängen eines mit SPICE simulierten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen HF-Weichenschaltung gemäß Fig. 8, Fig. 10 typical frequency responses of the inputs and outputs of a simulated using SPICE embodiment of the RF switch circuit of the invention according to FIG. 8,

Fig. 11 typische Frequenzgänge an den Ein- und Ausgängen eines mit SPICE simulierten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen HF-Weichenschaltung gemäß Fig. 9. Fig. 11 typical frequency responses of the inputs and outputs of a simulated using SPICE embodiment of the RF switch circuit of the invention according to Fig. 9.

Seit den Anfängen der Nachrichtentechnik ist der Gabel übertrager als Entkoppelungsschaltung verwendet worden (Trennung von Sprechen und Hören im Telefon, Phantomkreis etc.). Die breitbandige Anwendung in der HF-Technik wird durch die endliche Strom- und Hauptinduktivität begrenzt. Es wurde bereits vorgeschlagen, diese störenden Elemente in unterschiedlichen Kompensationsnetzwerken aufzufangen. Besonders vorteilhaft erscheint die vorgeschlagene Kompensation der störenden Elemente durch zwei gleichartige Bandpässe (π-Schaltung) zu sein, die theoretisch eine ideale Entkopplung zwischen den Anschlußpunkten von zwei parallel zu schaltenden Quellen gewährleistet. Abgesehen davon, daß diese Kompensation eine zusätzliche Spule mit definierter Kopplung erfordert, ist die Anwendung des so kompensierten Gabelübertragers für Weichenschaltungen allerdings nicht möglich. Dabei wird nämlich gefordert, daß bei Totalreflexion (Leerlauf bzw. Kurzschluß) an den Ausgängen, an denen vorher bei Anpassung jeweils die halbe Leistung einer Quelle abzugreifen war, die volle Leistung auf den vorher entkoppelten Ausgang durchgeschaltet wird. Man kann sich leicht klar machen, daß bei einem idealen Gabelübertrager dieses Durchschalten stattfindet, wenn entweder am Gleichtaktausgang Kurzschluß (|r| = -1) und am Gegentaktausgang Leerlauf (|r| = +1) oder am Gleichtaktausgang Leerlauf und am Gegentaktausgang Kurzschluß herrscht (vgl. Fig. 1, 2, 3). Verallgemeinert gilt, daß die Refle xionsfaktoren den Betrag 1 haben und zueinander dual sein müssen (r _Gegentakt = -r _Gleichtakt), wenn das Durchschalten gelingen soll. Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäß mit dualen Bandpässen 3. Grades kompensierten, nicht idealen Gabelübertrager (L<∞, k<1). Fig. 5 zeigt das Ersatzschaltbild für die Gleichtaktanregung, bei der die Streuinduktivität L(1-k) in einer T-Bandpaß-Parallelschaltung aufgefangen wird. Fig. 6 zeigt das Ersatzschaltbild für die Gegentaktanregung, bei der die Hauptinduktivität L(1+k) in einer π-Bandpaß-Serienschaltung aufgefangen wird. Diese Bandpässe liefern auch bei idealer Anpassung am Ausgang einen Reflexionsfaktor r bzw. -r am Eingang, der bei ent sprechender Dimensionierung in seinem Betrag für einen vorgegebenen Frequenzbereich kleingehalten werden kann (typischer Wert |r|0,1). In Fig. 4 sind die durch die Überlagerung der Spannungswerte für Gleichtakt- und Gegen taktanregung gewonnenen resultierenden Spannungs- und Lei stungswerte an den einzelnen Ausgängen eingezeichnet. Man sieht, daß am Eingang die Spannung unabhängig vom Reflexions faktor konstant bleibt, also immer Anpassung herrscht. Die Leistungen am Gleich- und Gegentaktausgang schwanken sehr wenig (bei |r|0,1: |r|²0,01!), die dort fehlende Leistung findet man am Entkopplungsausgang. Wird der Bandpaß in Fig. 5 mit einem Kurzschluß und der Bandpaß in Fig. 6 mit einem Leerlauf abgeschlossen, so bleibt die Dualität der Eingangsreflexionsfaktoren erhalten, wegen |r|=1 (Totalreflexion) ist jetzt die Leistung breitbandig wie gefordert voll am Entkopplungsausgang in Fig. 4 wirksam. Das gilt auch, wenn Kurzschluß und Leerlauf an den Bandpaßausgängen vertauscht werden.Since the beginning of telecommunications, the fork transmitter has been used as a decoupling circuit (separation of speaking and listening in the telephone, phantom circuit, etc.). The broadband application in RF technology is limited by the finite current and main inductance. It has already been proposed to collect these disruptive elements in different compensation networks. The proposed compensation of the interfering elements by two similar bandpasses (π circuit) appears to be particularly advantageous, which theoretically ensures ideal decoupling between the connection points of two sources to be connected in parallel. Apart from the fact that this compensation requires an additional coil with a defined coupling, it is not possible to use the fork transformer thus compensated for turnout circuits. This is because it is required that in the event of total reflection (idling or short-circuit) at the outputs, at which half the power of a source had to be tapped beforehand, the full power is switched through to the previously decoupled output. It can easily be made clear that this switching takes place in an ideal fork transformer if there is either short-circuit at the common-mode output (| r | = -1) and idle at the push-pull output (| r | = +1) or at the common-mode output idle and short-circuit at the push-pull output (see Fig. 1, 2, 3). Generalized applies that the reflection factors have the amount 1 and must be dual to each other ( r _push-pull = - r _common-mode ) if the switching is to be successful. FIG. 4 shows a non-ideal fork transformer (L <∞, k <1) which is compensated according to the invention with 3rd degree bandpasses. Fig. 5 shows the equivalent circuit diagram for the common mode excitation in which the leakage inductance L (1-k) is collected in a T-bandpass parallel. FIG. 6 shows the equivalent circuit diagram for push-pull excitation, in which the main inductance L (1 + k) is caught in a π-bandpass series connection. Even with ideal adaptation at the output, these bandpasses provide a reflection factor r or - r at the input, which can be kept small in size for a given frequency range if dimensioned accordingly (typical value | r | 0.1). In FIG. 4, the fig- by the superposition of the voltage values for common mode and differential mode excitation recovered resulting voltage and Lei located at the individual outputs. You can see that the voltage remains constant at the input regardless of the reflection factor, so there is always adaptation. The powers at the common and push-pull output fluctuate very little (at | r | 0.1: | r | ²0.01!), The power missing there can be found at the decoupling output. .. Is the bandpass in Figure 5 is completed by a short circuit and the band-pass filter in Figure 6 with a no-load, the duality of the input reflection factors is retained, because | r | = 1 (total reflection), the power is now broadband, as required, fully effective at the decoupling output in FIG. 4. This also applies if the short circuit and open circuit are swapped at the bandpass outputs.

Die Fig. 7 bis 11 erläutern vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung in Form von HF-Weichenschaltungen, insbesondere für den Kurzwellenbereich. FIGS. 7 to 11 describe advantageous embodiments of the invention in the form of RF filter circuits, in particular for the short wave band.

Ein wesentlicher Vorteil der in diesen Figuren erläuterten Schaltungen besteht darin, daß es sich um besonders einfache und damit wenig aufwendige Schaltungen handelt, die sich vor allem für den Einsatz als Koppler für Sender ver schiedener Frequenz eignen. Sie können besonders vorteilhaft im Kurzwellenbereich und kleinen zur Verfügung stehenden Antennengeländen eingesetzt werden (z. B. für den Fall, daß mehrere Sender nur eine Sendeantenne speisen) bzw. auf Schiffen bzw. beim Simultanbetrieb von Sendern.A major advantage of those explained in these figures Circuits is that it is particularly simple and thus involves little complex circuits that especially for use as a coupler for transmitters different frequency. They can be particularly beneficial in the shortwave range and small available Antenna areas are used (e.g. for the Case that several transmitters feed only one transmitting antenna) or on ships or in the simultaneous operation of transmitters.

Fig. 7 zeigt eine Weichenschaltung, bei der in einer vor teilhaften Ausführungsform der Erfindung Gabelschaltungsbrücken verwendet werden, die überall beispielhaft 50 Ω-Niveau aufweisen. Jede Brücke erfordert neben dem Gabel übertrager an sich zwei weitere Übertrager (25 Ω→50 Ω, 100 Ω→50 Ω). Diese Übertrager lassen sich erfindungsgemäß vermeiden, wenn man die bei der Weichenschaltung er forderliche Leistungsaufteilung bzw. Leistungszusammenfassung direkt auf dem 100 Ω- bzw. 25 Ω-Niveau durchführt. Dabei können vorteilhafterweise die zwei Gabelübertrager brücken sich gegenseitig kompensieren, wobei die mittleren Bandpaßkreise bevorzugt so ergänzt werden können, daß die Weichenfunktion mit in das Kompensationsnetzwerk integriert werden kann. Fig. 7 shows a turnout circuit, in which in an advantageous embodiment of the invention fork bridges are used, which have an example 50 Ω level everywhere. In addition to the fork transformer, each bridge requires two additional transformers (25 Ω → 50 Ω, 100 Ω → 50 Ω). According to the invention, these transformers can be avoided if the power distribution or power summation required for the switching is carried out directly at the 100 Ω or 25 Ω level. In this case, the two fork-type transmitters can advantageously compensate each other, whereby the middle band-pass circuits can preferably be supplemented in such a way that the switch function can also be integrated into the compensation network.

Fig. 8 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der erfin dungsgemäßen HF-Weichenschaltung mit zwei Gabel übertragerbrücken, deren Haupt- und Streuinduktivitäten erfindungsgemäß in zwei dualen Bandpässen aufgefangen werden. Fig. 8 shows a preferred embodiment of the inventive HF switch circuit with two fork transmitter bridges, the main and leakage inductances according to the invention are collected in two dual bandpasses.

Fig. 10 zeigt den Frequenzgang an den Ein- und Ausgängen eines mit SPICE simulierten Ausführungsbeispiels der HF- Weichenschaltung gemäß Fig. 8, und zwar den Frequenzgang an den in der Schaltung der Fig. 8 markierten Punkten 2,e7, 9, 10. Man sieht, daß Punkt 7 und 9 gut entkoppelt sind, Punkt 2 frequenzunabhängig Anpassung zeigt und die Leistung des Senders breitbandig auf Punkt 10 durchgeschaltet wird. FIG. 10 shows the frequency response at the inputs and outputs of an embodiment of the RF switch circuit according to FIG. 8 simulated with SPICE, specifically the frequency response at the points 2, e7, 9, 10 marked in the circuit of FIG. 8 sees that points 7 and 9 are well decoupled, point 2 shows frequency-independent adaptation and the power of the transmitter is switched through to point 10 in broadband.

Fig. 9 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen HF-Weichenschaltung mit variablen Elementen in den Mittelkreisen der Bandpässe. Die Dimensionierung erfolgt so, daß bei f₁ die Kreise in Resonanz sind, also für den Sender an Punkt 9 Totalreflexion dual für Gleich- und Gegentaktausgang erzeugt wird und demnach dessen Leistung für f₁ auf die Antenne geschaltet wird. FIG. 9 shows a further preferred embodiment of the RF switch circuit according to the invention with variable elements in the center circles of the bandpasses. The dimensioning is such that at f₁ the circles are in resonance, that is, for the transmitter at point 9 total reflection dual for common and push-pull output is generated and therefore its power is switched for f₁ on the antenna.

Für f₂ stellen die Schwingkreiskombinationen genau den Blindwiderstand dar, der in der Schaltung in Fig. 8 bei dieser Frequenz erreicht wurde. Deshalb wird der Sender am Punkt 2 für diese Frequenz auf die Antennen durchgeschaltet.For f₂, the resonant circuit combinations represent exactly the reactance that was achieved in the circuit in Fig. 8 at this frequency. Therefore, the transmitter at point 2 is switched through to the antennas for this frequency.

Fig. 11 zeigt den Frequenzgang an den Ein- und Ausgängen eines mit SPICE simulierten Ausführungsbeispiels der HF- Weichenschaltung gemäß Fig. 9, und zwar den Frequenzgang an den in der Schaltung gemäß Fig. 9 markierten Punkten 2, 7, 9, 10, wobei allerdings nur ein Sender (am Punkt 2) als Anregung verwendet wurde. Man sieht, daß bei 10 MHz (f₁) die Leistung des Senders auf Punkt 7 durchgeschaltet wird. Aus Symmetriegründen würde für einen Sender am Punkt 9 die Leistung auf Punkt 10 durchgeschaltet. Für 12 MHz (f₂) wird die Leistung des Senders auf Punkt 10 durch geschaltet, während Punkt 7 die Entkopplung aufweist, die in Fig. 11 bei 12 MHz abzulesen ist (≈30 dB). Bei etwas höherer Frequenz führt der Blindwiderstandsgang zu einer noch etwas höheren Entkopplung am Punkt 7. Die Entkopplung am Punkt 9 (Anschlußpunkt des zweiten Senders) ist sehr be friedigend (≈60 dB). Eine Fehlanpassung der Antenne wirkt sich auf die Entkopplungen nicht aus, sie wird an die Sender weitergereicht. Für f₁ ist das sehr leicht einzusehen: die Totalreflexion lenkt die reflektierte Welle auf den Sender am Punkt 9. Für f₂ ist der Punkt 9 für die reflek tierte Welle so entkoppelt wie der Punkt 7 für den Sender am Punkt 2, und die reflektierte Welle landet auf Punkt 2, so wie die Sendeleistung auf Punkt 10 landet. Fig. 11 shows the frequency response at the inputs and outputs of a simulated using SPICE embodiment of the RF switch circuit of FIG. 9, and that the frequency response of the in the circuit of FIG. 9 marked points 2, 7, 9, 10, wherein however only one transmitter (at point 2) was used as a suggestion. It can be seen that at 10 MHz (f 1) the power of the transmitter is switched through to point 7. For reasons of symmetry, the power would be switched through to point 10 for a transmitter at point 9. For 12 MHz (f₂) the power of the transmitter is switched through to point 10, while point 7 has the decoupling, which can be read in Fig. 11 at 12 MHz (≈30 dB). At a somewhat higher frequency, the reactance response leads to a somewhat higher decoupling at point 7. The decoupling at point 9 (connection point of the second transmitter) is very satisfactory (≈60 dB). A mismatch of the antenna has no effect on the decouplings, it is passed on to the transmitters. For f₁ this is very easy to see: the total reflection directs the reflected wave to the transmitter at point 9. For f₂, point 9 for the reflected wave is decoupled as point 7 for the transmitter at point 2, and the reflected wave lands on point 2, just as the transmission power lands on point 10.

Die Dimensionierung einer besonders vorteilhaften Ausfüh rungsform der erfindungsgemäßen HF-Weichenschaltung sei im folgenden kurz erläutert.The dimensioning of a particularly advantageous embodiment Form of the HF switch circuit according to the invention is in following briefly explained.

Im einzelnen geht es um die Dimensionierung der Schwing kreiskombination in der Mitte der beiden Kompensationsbandpässe in Fig. 9.In particular, the dimensioning of the resonant circuit combination in the middle of the two compensation bandpasses in FIG. 9 is concerned.

Es sei angenommen, daß L_o die Streuinduktivität der zwei Gegentakt-Eintakt-Transformatoren ist. Sie ist im allgemeinen größer als die für den mittleren Serienkreis erforderliche Induktivität L_lo. Durch die variablen Elemente kann der Einfluß der zu großen Induktivität herausgestimmt werden.It is assumed that L _{o is} the leakage inductance of the two push-pull single-ended transformers. It is generally greater than the inductance L _lo required for the middle series _circuit . The influence of excessive inductance can be tuned out by the variable elements.

Mit folgenden (in den Fig. 7 bis 11 verwendeten) BeziehungenWith the following relationships (used in Figs. 7 to 11)

f_o = Mittenfrequenz der Kompensationsbandpässe
f₁ = Resonanzfrequenz der zusätzlichen Schwingkreise = Frequenz der Totalreflexion für den Sender mit f₁
f₂ = Frequenz, bei der die Schwingkreiskombinationen den gleichen Blindwiderstand aufweisen, wie die ursprünglichen Schwingkreise (L_lo, C_lo bzw. L_q₀, C_q₀)
= Frequenz der Durchschaltung des Senders mit f₂ auf die Antennef _o = center frequency of the compensation bandpass
f₁ = resonance frequency of the additional resonant circuits = frequency of total reflection for the transmitter with f₁
f₂ = frequency at which the resonant circuit combinations have the same reactance as the original resonant circuits (L _lo , C _lo or L _q ₀, C _q ₀)
= Frequency of switching the transmitter with f₂ on the antenna

ergibt sich für den Blindwiderstand im Längszweig (vgl. Fig. 9):for the reactance in the series branch (see Fig. 9):

MitWith

folgt darausfollows from this

Für den Blindleitwert im Querzweig (vgl. Fig. 9) gilt ent sprechend:The following applies accordingly to the reactive conductance in the shunt arm (see FIG. 9):

MitWith

folgt darausfollows from this

Um die Dualität der Netzwerke zu wahren, muß geltenTo maintain the duality of the networks, the following must apply

d. h. bei großer Streuinduktivität L_o im Längszweig muß die Kapazität C_o im Querzweig entsprechend geändert werden. Ein Zahlenbeispiel mag diesen Sachverhalt verdeutlichen.ie with large leakage inductance L _o in the longitudinal branch, the capacitance C _o in the transverse branch must be changed accordingly. A numerical example may clarify this fact.

MitWith

ergibt sich gemäß den obigen mathematischen Ableitungenresults from the mathematical derivations above

C_o = 400 pF
L₁_s = 275,9 nH
C₁_s = 918,1 pF
C₁_p = 110,4 pF
L₁_p = 2,294 µHC _o = 400 pF
L₁ _s = 275.9 nH
C₁ _s = 918.1 pF
C₁ _p = 110.4 pF
L₁ _p = 2.294 µH

Diese (beispielhaften) Werte sind in den Fig. 8 und 9 eingetragen.These (exemplary) values are entered in FIGS. 8 and 9.

Claims

1. RF decoupling circuit for at least one frequency, wherein at least one fork having main and leakage inductances is provided, characterized in that the main and leakage inductances are compensated by means of dual bandpasses.

2. RF decoupling circuit according to claim 1, characterized indicates that the bandpasses are third-degree dual bandpasses.

3. RF decoupling circuit according to claim 2 in training as an RF bridge circuit with a signal input, an equal clock output, a push-pull output and a decoupling output gear, characterized in that the band passes at common mode excitation act as a T-bandpass parallel circuit and thereby the Collect leakage inductance (L (1-k)) and with push-pull excitation act as a π bandpass series connection and thereby the main induct field activity (L (1 + k)).

4. RF decoupling circuit according to claim 3, characterized in that

- That between signal input ( 1 ) and decoupling output ( 4 ) a series connection of a first with a second inductivity (L1, L2) is connected and the first and second inductors (L1, L2) are coupled with a coupling factor K;
- That a first capacitance (C1) is connected in parallel to this series connection (L1, L2);
- That this first capacitance (C1) via a series circuit device of a second capacitance (C2) with a third inductivity (L3), a fourth inductance (L4) is connected in parallel;
- That this fourth inductance (L4), a third capacity (C3) is connected in parallel;
- That the terminals of this third capacitance (C3) form the push-pull output ( 3 );
- That between the connection point ( 5 ) between the first and the second inductance (L1, L2) on the one hand and Be reference potential, preferably ground, on the other hand, a series circuit of a fifth, by the coupling of the first and second inductance (L1, L2) occurring negative Inductivity (L5) with a fourth capacitance (C4) and a one-sided to reference potential, preferably ground, fifth capacitance (C5) is connected;
- That the connection point ( 6 ) between the fourth and fifth capacitance (C4, C5) via a series circuit of a sixth inductance (L6) and a sixth capacitance (C6) with one of the two terminals of the common mode output ( 2 ) is connected;
- That between the connection point ( 6 ) of the fourth and fifth capacitance (C4, C5) on the one hand and the sixth inductivity (L6) on the other hand, a seventh inductance (L7) of the fifth capacitance (C5) is connected in parallel.

5. RF decoupling circuit according to one of the preceding claims in the training as an RF switch circuit, in particular for the shortwave range, characterized in that two lying on the same resistance level, preferably 50 Ω level and each containing one of the fork transformer RF bridges circuits ( 100, 200 ) are provided and that the power distribution or merger is carried out directly at twice or half the resistance level.

6. RF decoupling circuit according to claim 5, characterized in that the two RF bridge circuits ( 100, 200 ) compensate each other by interconnecting the intended for compensation of the main and leakage inductances of the respective fork transformer dual bandpasses to a compensation network.

7. RF decoupling circuit according to claim 6, characterized records that the RF switch circuit in the compensation network plant is integrated.

8. RF decoupling circuit according to claim 7, characterized in that

- That in each of the two HF bridge circuits ( 100; 200 ) between the signal input ( 2; 9 ) and the decoupling output ( 7; 10 ) of the respective fork transformer, a first series connection of a first and a second inductance (L10, L11; L20, L21 ) is switched;
- That in each case a first capacitance (C10; C20) is connected in parallel to these two first series circuits (L10, L11; L20, L21);
- That between the two connection points ( 101; 201 ) between the respective first and second inductors (L10, L11; L20, L21) of the first two series connections (L10, L11; L20, L21) a second series connection consisting of two further inductors ( L13, L23) and two further capacitors (C11, C21) is connected;
- That the connection point between the two further capacities (C11, C21) via a third capacitance (C _q ₀ or C _o ) and via a third inductance connected in parallel (L _q ₀) or via a third series circuit connected in parallel a variably adjustable fourth inductor (L₁ _p ) and a variably adjustable fourth capacitance (C₁ _p ) with reference potential, preferably connected to ground;
- That in each of the two RF bridge circuits, a fifth inductor (L14; L24) is coupled to the respective first series circuit comprising first and second inductors (L10, L11; L20, L21);
- That the two fifth inductors (L14, L24) are at one end each at reference potential, preferably ground and at their other ends via a fourth series circuit of a sixth inductor (L _lo or L _o ) with a fifth capacitance (C _lo ) or with a parallel circuit of a variably adjustable seventh inductor (L₁ _s ) and a variably adjustable sixth capacitance (C₁ _s ) are connected to each other.