DE4031709C2

DE4031709C2 - Differential pressure control for a pump system

Info

Publication number: DE4031709C2
Application number: DE19904031709
Authority: DE
Inventors: Reinhold Dipl Ing Sedlmeier; Werner Dipl Ing Weyer
Original assignee: Temic Telefunken Microelectronic GmbH
Current assignee: Wilo GmbH
Priority date: 1990-10-06
Filing date: 1990-10-06
Publication date: 1997-04-24
Anticipated expiration: 2010-10-07
Also published as: DE4031709A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Differenzdruckregelung eines Pumpsystems, das von einem Einphasen-Kondensatormotor mit einer Hauptwicklung und einer Hilfswicklung angetrieben wird sowie eine Schal tungsanordnung zur Durchführung dieses erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß den Ansprüchen 1 und 2.The invention relates to a method for differential pressure control of a Pump system, which is a single-phase capacitor motor with a Main winding and an auxiliary winding is driven as well as a scarf arrangement for performing this method according to the invention according to claims 1 and 2.

Eine solche Regelung dient beispielsweise als Pumpenregelung in Heizungs anlagen, wo das Pumpmedium durch ein geschlossenes System gepumpt werden muß. Hierbei sollte der Differenzdruck annähernd konstant gehal ten werden, insbesondere auch bei unterschiedlichem Durchfluß.Such a control serves, for example, as a pump control in heating systems where the pumped medium is pumped through a closed system must become. The differential pressure should be approximately constant th, especially with different flow rates.

Aus der DE 36 28 284 A1 ist ein Verfahren und eine Anordnung zum Ermit teln des Differenzdruckes von mit Kondensatormotoren angetriebenen Um wälzpumpen bekannt. Ein solcher Kondensatormotor besteht aus einer Hauptwicklung, der die Reihenschaltung aus einer Hilfswicklung und einem Kondensator parallelgeschaltet ist. Bei diesem Verfahren wird die Tatsache benützt, daß für eine bestimmte Motor-Pumpe-Kombination der Differenz druck abhängig von der dem Motor zugeführten Spannung und der Mittel punktspannung der Hilfswicklung ist. Diese Abhängigkeit wird in einem Kennfeldspeicher abgelegt und der Differenzdruck jeweils durch Abfrage des Kennfeldspeichers ermittelt. Aus der Mittelpunktspannung der Hilfs wicklung wird mit der Mittelpunktspannung eines der Hilfswicklung parallel geschalteten, hochohmigen Spannungsteilers ein Hilfsspannungssignal ge bildet, welches zusammen mit dem Betrag bzw. Effektivwert der dem Mo tor zugeführten Spannung dem Kennfeldspeicher als Eingangssignal zuge führt wird. Ein Mikrocomputer bildet aus dieser Eingangsgröße ein Aus gangssignal, das einem Vergleicher zugeführt wird, welcher durch Vergleich mit einem vorgegebenen Sollwert eine Sollwertabweichung bildet und die se einem Regler zuführt, der seinerseits ein Stellglied ansteuert, das die dem Motor zugeführte Betriebsspannung entsprechend der Sollwertabweichung steuert.DE 36 28 284 A1 describes a method and an arrangement for detecting of the differential pressure of Um driven with condenser motors rolling pumps known. Such a capacitor motor consists of one Main winding, the series connection of an auxiliary winding and one Capacitor is connected in parallel. With this procedure, the fact uses that for a particular motor-pump combination the difference pressure depending on the voltage supplied to the motor and the mean point voltage of the auxiliary winding is. This dependency becomes one Map memory stored and the differential pressure in each case by query of the map memory determined. From the midpoint tension of the auxiliary winding becomes parallel with the center voltage of one of the auxiliary windings switched, high-impedance voltage divider ge an auxiliary voltage signal forms, which together with the amount or effective value of the Mo Tor supplied voltage to the map memory as an input signal leads. A microcomputer forms an off from this input variable output signal, which is fed to a comparator, which by comparison forms a setpoint deviation with a specified setpoint and the se feeds a controller, which in turn controls an actuator that the Operating voltage supplied to the motor in accordance with the setpoint deviation controls.

Weiterhin ist aus der US-PS 4 737 701 ein Kondensatormotor bekannt, dessen Hilfswicklung zur Ausbildung mehrerer Teilwicklungen Anzapfungen auf weist, die über einen Wählschalter wahlweise als Drossel der Hauptwicklung vorschaltbar sind, so daß diese Teilwicklung nicht mehr der Hilfswicklung zur Verfügung steht. Somit sind verschiedene Betriebspunkte einstellbar, die zu verschiedenen Geschwindigkeiten des Motors führen.Furthermore, a capacitor motor is known from US Pat. No. 4,737,701 Auxiliary winding for tapping several partial windings has a selector switch optionally as a choke of the main winding are connected upstream, so that this partial winding is no longer the auxiliary winding is available. Different operating points can thus be set, which lead to different engine speeds.

Schließlich ist aus der US-PS 4 853 605 eine Schaltung zur Lasterkennung ei nes Induktionsmotors, insbesondere eines Kondensatormotors, zur Überwa chung der Wäscheschleuder einer Waschmaschine bekannt. Diese Lastdetek torschaltung enthält einen Phasendetektor zur Ermittlung der Phasendiffe renz zwischen der an die Hauptwicklung des Kondensatormotors angeleg ten Betriebsspannung und der durch eine der Wicklungen fließenden Stro mes. Der von diesem Phasendetektor ermittelte Wert wird mittels eines Phasenkomparators mit einem Schwellwert verglichen. Wenn der Wert der von dem Phasendetektor ermittelten Phasendifferenz diesen Schwellwert übersteigt, wird von einem weiteren Komparator der Gradient der Phasen differenz mit einem weiteren Referenzwert verglichen. Erreicht der festge stellte Gradient der Phasendifferenz diesen zweiten Schwellwert, wird der Kondensatormotor abgeschaltet.Finally, from US Pat. No. 4,853,605 a circuit for load detection is egg Nes induction motor, in particular a capacitor motor, for monitoring chung the spin dryer of a washing machine known. This load detection Gate circuit contains a phase detector to determine the phase differences limit between the applied to the main winding of the capacitor motor operating voltage and the current flowing through one of the windings mes. The value determined by this phase detector is determined using a Phase comparator compared with a threshold. If the value of the this threshold value determined by the phase detector , the gradient of the phases is exceeded by a further comparator difference compared with another reference value. Reaches the fix If the phase difference gradient sets this second threshold value, the Capacitor motor switched off.

Die vorliegende Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren der ein gangs genannten Art zur Betriebspunkteinstellung anzugeben, das einfach durchzuführen ist. Ferner besteht eine weitere Aufgabe der Erfindung in der An gabe einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens.The present object of the invention is a method of Specify the type mentioned above to set the operating point, that simple is to be carried out. Another object of the invention is to the An surrender a circuit arrangement for carrying out the inventive method.

Die Lösung der erstgenannten Aufgabe ist durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gege ben. Durch die Merkmale des Pa tentanspruches 2 wird die zweitgenannte Aufgabe gelöst.The solution to the first problem is through Features of claim 1 against ben. Due to the characteristics of Pa The second task is solved by claim 2.

Demnach besteht das Wesen des erfindungsgemäßen Verfah rens darin, den durch die Hauptwicklung fließenden Strom sowie den an dieser Wicklung auftretenden Span nungsabfall zu detektieren und hieraus durch Quotien tenbildung dieser beiden Größen einen dem Scheinwider stand der Hauptwicklung proportionalen Istwert zu er zeugen. Danach wird dieser Istwert mit einer Referenz spannung verglichen und in Abhängigkeit dieses Ver gleichs positiv oder negativ integriert. Dieser anstei gende oder abfallende Spannungsverlauf wird an schließend über Komparatoren ausgewertet, die diesen Spannungsverlauf mit jeweils diesen Komparatoren zuge ordneten Referenzspannungen vergleichen. In Abhängig keit dieses Vergleiches steuern die Komparatoren eine Verriegelungslogik an, die ihrerseits steuerbare Schal ter so ansteuert, daß die Hilfswicklung bzw. Teil wicklungen von ihr mit der Hauptwicklung verbunden wer den, das heißt, daß der Betriebspunkt eingestellt wird. Wird hierbei die Hilfswicklung mittels eines steuerba ren Schalters nicht als Drossel vorgeschaltet, liegt die Hauptwicklung an der Netzspannung und der Motor liefert die maximale Leistung. Durch Zuschalten der Hilfswicklung bzw. Teilwicklungen dieser Hilfswicklung wird die Leistung des Motors erniedrigt. Wenn die ge samte Hilfswicklung der Hauptwicklung vorgeschaltet ist, liefert der Motor die niedrigste Leistung. Der dem Integrierer zugeführte dritte Istwert ist proportional zum Scheinwiderstand der Hauptwicklung, wobei sich her ausgestellt hat, daß dieser Scheinwiderstand in gewis sen Grenzen unabhängig von der Betriebsspannung sowie von den verschiedenen, durch Zuschaltung der Hilfswick lung bzw. Teilwicklungen von ihr bestimmten Betriebs punkten des Motors ist. In Abhängigkeit der Differenz zwischen dem dritten Istwert und der dem Integrierer zugeführten Referenzspannung erfolgt die Regelung durch Zu- bzw. Abschalten der Hilfswicklung bzw. deren Teil wicklungen. In vorteilhafter Weise kommt diese erfin dungsgemäße Regelung ohne eine Drehzahlerfassung aus.Accordingly, there is the essence of the inventive method rens in that flowing through the main winding Current and the chip occurring on this winding detection waste and from this by quotas ten of these two quantities one against the false the main winding was proportional to the actual value testify. Then this actual value with a reference voltage compared and depending on this ver equally integrated positively or negatively. This increase The voltage curve will decrease or decrease finally evaluated via comparators that this Voltage curve with these comparators each compare ordered reference voltages. Depending The comparators control this comparison Interlocking logic, which in turn is controllable scarf ter controlled so that the auxiliary winding or part windings connected to the main winding the, that is, the operating point is set. If the auxiliary winding by means of a taxable not connected upstream as a choke the main winding on the mains voltage and the motor delivers the maximum performance. By connecting the Auxiliary winding or partial windings of this auxiliary winding the performance of the engine is reduced. If the ge entire auxiliary winding upstream of the main winding the engine delivers the lowest power. The one Third actual value supplied to the integrator is proportional to the impedance of the main winding, has issued that this impedance in certain limits regardless of the operating voltage as well of the various, by connecting the auxiliary wick development or partial windings of her specific company score the engine is. Depending on the difference between the third actual value and that of the integrator supplied reference voltage is controlled by Switching the auxiliary winding or its part on or off windings. This is advantageously done regulation according to the invention without a speed detection.

Die Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfin dungsgemäßen Verfahrens zeichnet sich durch Einfachheit aus, wodurch eine kostengünstige Fertigung sicherge stellt ist.The circuit arrangement for performing the inventions The inventive method is characterized by simplicity off, which ensures cost-effective production represents is.

Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind den Unteransprüchen zu entneh men.Advantageous further developments of the invention Circuit arrangement can be found in the subclaims men.

Im folgenden soll die Erfindung anhand eines Ausfüh rungsbeispieles im Zusammenhang mit den Zeichnungen dargestellt und erläutert werden. Es zeigen:In the following, the invention is based on an embodiment Example in connection with the drawings are shown and explained. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispie les der erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung, Fig. 1 is a block diagram of a voltage Ausführungsbeispie les of the present invention Schaltungsanord,

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild des Ausführungs beispieles nach Fig. 1. Fig. 2 is a detailed circuit diagram of the embodiment example of FIG. 1st

In den Zeichnungen sind Bauelemente gleicher Funktionen mit den gleichen Bezugszeichen versehen.In the drawings, components have the same functions provided with the same reference numerals.

Das Blockschaltbild nach Fig. 1 zeigt eine Pumpenrege lung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Der Pumpenmotor, dessen Hauptwicklung L1, Hilfswicklung L2 und Anlaufkondensator C gezeichnet ist, ist ein Ein phasen-Kondensatormotor. Nach Fig. 1 ist die Serien schaltung aus der Hauptwicklung L1, einem Shunt-Wider stand R_S und einem Triac T4 zum Anlaufkondensator C parallel geschaltet und einerseits mit einem Anschluß pol S und andererseits über die Hilfswicklung L2 mit dem anderen Anschlußpol R der Betriebsspannung, beispielsweise von 220 V angeschlossen. Die Hilfswick lung L2 weist zwei Anzapfungen N1 und N2 auf, die je weils über einen Triac T2 und T3 an einen den Shunt-Wi derstand R_S und den Triac T4 verbindenden Schaltungs zweig angeschlossen sind. Ein vierter Triac T1 verbin det den erwähnten Schaltungszweig direkt mit dem Anschlußpol R der Betriebsspannung, wodurch bei durch geschaltetem Triac T1 diese Hilfswicklung L2 keine Drosselwirkung annimmt. Ist dagegen lediglich der Triac T2 bzw. der Triac T3 durchgesteuert, wird eine Teil wicklung L2a bzw. eine Teilwicklung L2b der Hilfswick lung L2 an die Hauptwicklung L1 angeschaltet. Schließ lich wird bei durchgeschaltetem Schalter T4 die gesamte Hilfswicklung L2 über den Shunt-Widerstand R_S mit der Hauptwicklung L1 verbunden. Durch diese wahlweise Zu schaltung von der Hilfswicklung bzw. deren Teilwicklun gen sind vier Betriebspunkte einstellbar, die sich bei gleicher Betriebsspannung durch unterschiedliche Pump leistungen unterscheiden. Die höchste Leistung liefert die Pumpe, wenn die Hauptwicklung L1 des Motors über den Triac T1 direkt mit dem Anschlußpol R der Betriebs spannung verbunden ist. Durch Zuschaltung der Hilfs wicklung L2a bzw. L2b wird die Pumpleistung stufenweise erniedrigt, bis bei Zuschaltung der gesamten Hilfswick lung L2 das niedrigste Leistungsniveau eingestellt ist. Die Triacs T1 bis T4 werden jeweils über eine Ansteuer leitung von einem D-Flip-Flop 61 bis 64 angesteuert. Um die Triacs T1 bis T4 jeweils im Nulldurchgang der Be triebsspannung des Motors schalten zu können, wird den D-Flip-Flops 61 bis 64 ein Taktsignal von einem Null durchgangsdetektor 7 zugeführt.The block diagram of FIG. 1 shows a pump control for performing the method according to the invention. The pump motor, whose main winding L1, auxiliary winding L2 and starting capacitor C is drawn, is a single-phase capacitor motor. According to Fig. 1, the series is circuit of the main winding L1, a shunt-resisting resistance R _S and a triac T4 to start-up capacitor C connected in parallel and on the one hand to a terminal pole S and on the other hand via the auxiliary winding L2 connected to the other terminal post R of the operating voltage, for example connected by 220 V. The auxiliary winding L2 has two taps N1 and N2, each of which is connected via a triac T2 and T3 to a circuit connecting the shunt resistor R _S and the triac T4. A fourth triac T1 connects the circuit branch mentioned directly to the connecting pole R of the operating voltage, which means that when the triac T1 is switched, this auxiliary winding L2 assumes no throttling effect. In contrast, if only the triac T2 or the triac T3 is turned on, a partial winding L2a or a partial winding L2b of the auxiliary winding L2 is switched on to the main winding L1. Finally, with the switch T4 switched on, the entire auxiliary winding L2 is connected to the main winding L1 via the shunt resistor R _S. With this optional connection of the auxiliary winding or its partial windings, four operating points can be set, which differ in the same operating voltage due to different pump outputs. The pump delivers the highest performance when the main winding L1 of the motor is directly connected to the connection pole R of the operating voltage via the triac T1. By connecting the auxiliary winding L2a or L2b, the pump output is gradually reduced until the lowest power level is set when the entire auxiliary winding L2 is switched on. The triacs T1 to T4 are each controlled by a control line from a D flip-flop 61 to 64 . In order to be able to switch the triacs T1 to T4 at the zero crossing of the operating voltage of the motor, the D flip-flops 61 to 64 are supplied with a clock signal from a zero crossing detector 7 .

Die an dem Shunt-Widerstand R_S abfallende Spannung wird an dem diesen Shunt-Widerstand mit der Hauptwicklung L1 verbindenden Schaltungszweig abgegriffen und auf einen Koppelkondensator C_K geführt. Anschließend wird das Spannungssignal einer Gleichrichter- und Verstärkeran ordnung 11 zugeführt, die einen ersten Istwert, des Hauptwicklungsstromes I_H an einen Dividierer 3 liefert.The voltage drop across the shunt resistor R _S is tapped at the circuit branch connecting this shunt resistor to the main winding L1 and is passed to a coupling capacitor C _K. The voltage signal is then fed to a rectifier and amplifier arrangement 11 , which supplies a first actual value of the main winding current I _H to a divider 3 .

Die Hauptwicklungsspannung U_H wird an dem Schaltungs zweig abgegriffen, der die Hauptwicklung L1 mit dem An schlußpol S der Betriebsspannung verbindet. Diese Hauptwicklungsspannung U_H wird ebenfalls mit einer Gleichrichter- und Verstärkeranordnung 2 gleichgerich tet und verstärkt und als zweiter Istwert der Haupt wicklungsspannung U_H dem Dividierer 3 zugeführt. Dieser Dividierer 3 bildet aus den ihm zugeführten beiden Größen einen dritten Istwert U_Z, der dem Scheinwider stand U_H/I_H der Hauptwicklung L1 proportional ist.The main winding voltage U _H is tapped at the circuit branch which connects the main winding L1 to the terminal pole S of the operating voltage. This main winding voltage U _H is also rectified and amplified with a rectifier and amplifier arrangement 2 and is fed to the divider 3 as the second actual value of the main winding voltage U _H. This divider 3 forms from the two quantities supplied to it a third actual value U _Z , which was proportional to the impedance U _H / I _{H of} the main winding L1.

In dem nachfolgenden Integrator 4 erfolgt ein Vergleich dieses dritten Istwertes U_Z mit einer dem Integrator zugeführten Referenzspannung U_soll. Ist die Referenzspannung U_soll größer als die zugeführte Aus gangsspannung U_Z des Dividierers 3, steigt die Aus gangsspannung des Integrierers 4 an, im umgekehrten Fall dagegen nimmt die Ausgangsspannung ab.In the following integrator 4 , this third actual value U _{Z is} compared with a reference voltage U _soll supplied to the integrator. If the reference voltage U _is greater than the supplied output voltage U _Z from the divider 3 , the output voltage of the integrator 4 increases , in the opposite case, however, the output voltage decreases.

Die Ausgangsspannung des Integrierers 4 wird drei Kom paratoren K1, K2, K3 zugeführt, die als Schmitt-Trigger ausgebildet sind. Jedem Komparator K1, K2 und K3 ist eine Referenzspannung U1, U2 und U3 zugeführt, wobei an dem Komparator K1 die höchste Referenzspannung U1 und an dem Komparator K3 die niedrigste Referenzspannung U3 anliegt. Diese Komparatoren vergleichen nun die ihnen zugeführte Ausgangsspannung des Integrierers 4 mit der ihr jeweils eigenen Referenzspannung. Diese Komparato ren K1, K2 und K3 erzeugen an ihren Ausgängen jeweils einen von zwei logischen Pegeln, nämlich einen L- oder einen H-Pegel. Je nach Lage der Ausgangsspannung des Integrierers 4 im Vergleich zu den drei Referenzspan nungen U1 bis U3 geben diese Komparatoren K1 bis K3 ein Digitalwort aus, das einer Verriegelungslogik 5 zuge führt wird, die ihrerseits mit vier Schaltungszweigen mit den D-Flip-Flops 61 bis 64 verbunden ist und diese so ansteuert, daß jeweils nur ein Triac T1, T2, T3 oder T4 durchgeschaltet ist. In diesem Sinne arbeitet diese Logikstufe 5 als Verriegelung.The output voltage of the integrator 4 is fed to three comparators K1, K2, K3, which are designed as Schmitt triggers. Each comparator K1, K2 and K3 is supplied with a reference voltage U1, U2 and U3, the highest reference voltage U1 being applied to the comparator K1 and the lowest reference voltage U3 being applied to the comparator K3. These comparators now compare the output voltage of the integrator 4 supplied to them with their own reference voltage. These Komparato ren K1, K2 and K3 generate at their outputs one of two logic levels, namely an L or an H level. Depending on the position of the output voltage of the integrator 4 in comparison to the three reference voltages U1 to U3, these comparators K1 to K3 output a digital word which leads to a locking logic 5 , which in turn has four circuit branches with the D flip-flops 61 to 64 is connected and controls it so that only one triac T1, T2, T3 or T4 is switched through. In this sense, this logic level 5 works as an interlock.

Die Funktion der Schaltung nach Fig. 1 wird im Zusam menhang mit der Erläuterung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 dargelegt, da diese die detaillierte Schaltung des Blockschaltbildes nach Fig. 1 offenlegt.The function of the circuit according to FIG. 1 is explained in connection with the explanation of the circuit arrangement according to FIG. 2, since this discloses the detailed circuit of the block diagram according to FIG. 1.

Nach Fig. 2 entspricht die Verschaltung der Hauptwick lung L1, des Shunt-Widerstandes R_S, des Anlaufkondensa tors C, der Hilfswicklung L2 mit deren Anzapfungen N1 und N2 sowie den Triacs T1 bis T4 derjenigen nach Fig. 1. Die Versorgungsspannung U_B1 der Elektronik er folgt parallel zur Hauptwicklung L1 mit einer Zenerdi ode Z, einem Widerstand R1, einer Diode D1 und einem Kondensator C1. Die Serienschaltung aus der Zenerdiode Z, dem Widerstand R1 und der Diode D1 ist parallel zur Serienschaltung der Hauptwicklung L1 und des Shunt-Wi derstandes R_S geschaltet, wobei der Kondensator C1 par allel zur Zenerdiode Z angeschlossen ist. Der Schal tungszweig zur Verbindung des Shunt-Widerstandes R_S mit dem Triac T4 bildet das Bezugspotential der Schaltung. Ein Spannungsteiler mit den Widerständen R10 und R11 sorgt für einen künstlichen Nullpunkt bei einer Span nung U_B2 = - 6 V. Das an dem Shunt-Widerstand R_S abgegriffene Spannungssignal wird durch den oben nach Fig. 1 schon erwähnten Koppelkondensator C_K und einem aus den Widerständen R2 und R3 aufgebauten Spannungs teiler auf den künstlichen Nullpunkt U_B2 gehoben. An schließend wird dieses Signal gleichgerichtet und ver stärkt unter Verwendung von zwei Operationsverstärkern OP1 und OP2, zwei Dioden D2 und D3 und fünf Widerstän den R4 bis R8. Die Serienschaltung aus den drei Wi derständen R4, R5 und R6 verbindet den Koppelkondensa tor C_K mit dem invertierenden Eingang des Operations verstärkers OP2. Der Verbindungspunkt des Widerstandes R4 und R5 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 als auch über die Diode D3 mit dessen Ausgang verbunden, der gleichzeitig über die Diode D2 an den Verbindungspunkt der beiden Widerstände R5 und R6 angeschlossen ist. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers OP1 liegt auf dem Po tential U_B2 des künstlichen Nullpunktes. Schließlich überbrückt ein Widerstand R7 die Serienschaltung aus den drei Widerständen R4, R5 und R6. According to FIG. 2, the interconnection of the main Wick 1. The supply voltage U _B1 corresponds lung L1, the shunt resistor R _S, the Anlaufkondensa gate C, the auxiliary winding L2 is connected to the taps of N1 and N2 and the triac T1 to T4 that of FIG. Of Electronics it follows parallel to the main winding L1 with a Zenerdi ode Z, a resistor R1, a diode D1 and a capacitor C1. The series circuit comprising the Zener diode Z, the resistor R1 and the diode D1 is connected in parallel to the series circuit of the main winding L1 and the shunt resistor R _S , the capacitor C1 being connected in parallel to the Zener diode Z. The circuit branch for connecting the shunt resistor R _S to the triac T4 forms the reference potential of the circuit. A voltage divider with the resistors R10 and R11 provides an artificial zero point at a voltage U _B2 = - 6 V. The voltage signal tapped at the shunt resistor R _S is switched off by the coupling capacitor C _K mentioned above according to FIG. 1 and one the resistors R2 and R3 built voltage divider raised to the artificial zero point U _B2 . This signal is then rectified and amplified using two operational amplifiers OP1 and OP2, two diodes D2 and D3 and five resistors R4 to R8. The series circuit of the three resistors R4, R5 and R6 connects the coupling capacitor C _K to the inverting input of the operational amplifier OP2. The connection point of the resistors R4 and R5 is connected to the inverting input of the operational amplifier OP1 and also via the diode D3 to its output, which is simultaneously connected via the diode D2 to the connection point of the two resistors R5 and R6. The non-inverting input of the operational amplifier OP1 is at the potential U _{B2 of} the artificial zero point. Finally, a resistor R7 bridges the series connection of the three resistors R4, R5 and R6.

Der nicht-invertierende Eingang dieses Operationsver stärkers OP2 liegt ebenfalls auf dem künstlichen Null punkt. Der von diesem Operationsverstärker OP2 gelie ferte erste Istwert I1, der dem Hauptwicklungsstrom I_H proportional ist, wird über einen Widerstand R9 und ei nem Kondensator C2 geglättet und dem Dividierer 3 zuge führt.The non-inverting input of this operational amplifier OP2 is also at the artificial zero point. The first actual value I1 supplied by this operational amplifier OP2, which is proportional to the main winding current I _H , is smoothed via a resistor R9 and a capacitor C2 and supplied to the divider 3 .

Die an der Hauptwicklung L1 abgenommene Hauptwicklungs spannung U_H wird über einen Spannungsteiler R12 und R13 heruntergeteilt, mittels einer Diode D4 gleichgerichtet und ebenfalls mit einem Operationsverstärker OP3 ver stärkt. Die Serienschaltung aus dem Widerstand R12, der Diode D4, dem Widerstand R14 verbindet den Anschlußpol S der Betriebsspannung mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3. Der Verbindungspunkt der Diode D4 mit dem Widerstand R14 liegt über einem Kondensator C3 auf dem Bezugspotential der Schaltung. Ein weiterer Widerstand R15 verbindet den invertieren den Eingang dieses Operationsverstärkers OP3 mit dessen Ausgang, wobei dessen nicht-invertierender Eingang auf dem künstlichen Nullpunkt U_B2 der Schaltung liegt. Das Ausgangssignal dieses Operationsverstärkers OP3, das den zweiten Istwert I2 darstellt und proportional zur Hauptwicklungsspannung U_H ist, wird über einen Wider stand R16 auf den Dividierer 3 geführt.The main winding voltage U _H taken from the main winding is divided down via a voltage divider R12 and R13, rectified by means of a diode D4 and also amplified with an operational amplifier OP3. The series circuit consisting of the resistor R12, the diode D4, the resistor R14 connects the connecting pole S of the operating voltage to the inverting input of the operational amplifier OP3. The connection point of the diode D4 with the resistor R14 lies above a capacitor C3 at the reference potential of the circuit. Another resistor R15 connects the inverting input of this operational amplifier OP3 to its output, its non-inverting input being on the artificial zero point U _{B2 of} the circuit. The output signal of this operational amplifier OP3, which represents the second actual value I2 and is proportional to the main winding voltage U _H , is passed through a resistor R16 to the divider 3 .

Der Integrierer 4 ist ebenfalls mittels eines Operati onsverstärkers OP4 aufgebaut, indem dessen invertieren der Eingang über eine Serienschaltung eines Widerstan des R18 und eines Kondensators C4 mit dessen Ausgang verbunden ist. An den nicht-invertierenden Eingang die ses Operationsverstärkers OP4 wird die Referenzspannung soll angeschlossen. Das Ausgangssignal des Dividierers 3 wird über einen Widerstand R17 auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP4 geführt. Dieses Ausgangssignal stellt den dritten Istwert dar, der als Spannung U_Z proportional zum Scheinwiderstand der er sten Hauptwicklung L1 ist. Ist die Referenzspannung U_soll größer als diese Spannung U_Z steigt die Ausgangs spannung des Integrators an, während umgekehrt, wenn also die Spannung U_Z größer als die Referenzspannung U_soll ist, die Ausgangsspannung des Integrators 4 fällt. Je größer die Differenz am Eingang dieses Opera tionsverstärkers OP4 ist, desto schneller steigt bzw. sinkt dessen Ausgangsspannung.The integrator 4 is also constructed by means of an operational amplifier OP4, by inverting the input thereof via a series circuit of a resistor of the R18 and a capacitor C4 connected to the output thereof. The reference voltage should be connected to the non-inverting input of this operational amplifier OP4. The output signal of the divider 3 is fed via a resistor R17 to the inverting input of the operational amplifier OP4. This output signal represents the third actual value, which as the voltage U _{Z is} proportional to the impedance of the main winding L1. If the reference voltage U _{should be} greater than this voltage U _Z rises, the output voltage of the integrator, while vice versa, ie when the voltage U _Z is greater than the reference voltage V _set is falling, the output voltage of the integrator. 4 The greater the difference at the input of this operational amplifier OP4, the faster its output voltage rises or falls.

Die Schmitt-Trigger K1, K2 und K3 sind jeweils mit ei nem Operationsverstärker sowie drei Widerständen R19, R22 und R25 bzw. R20, R23 und R26 bzw. R21, R24 und R27 aufgebaut. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP4 ist über die Widerstände R19, R20 und R21 jeweils mit den nicht-invertierenden Eingängen der Operationsver stärker verbunden. Weiterhin verbindet jeweils ein Wi derstand R22, R23 und R24 den nicht-invertierenden Ein gang jedes Operationsverstärkers mit dessen Ausgang, der seinerseits über einen Widerstand R25, R26 und R27 auf dem Bezugspotential der Schaltung liegt. Den inver tierenden Eingängen der Operationsverstärker ist je weils eine Referenzspannung U1, U2 und U3 zugeführt, wobei die Referenzspannung U1 am Komparator K1 die höchste und die Referenzspannung U3 am Komparator K3 die niedrigste Spannung ist. Durch diese drei Referenz spannungen U1, U2 und U3 erhalten die Schmitt-Trigger unterschiedliche Schaltschwellen. Liegt die Ausgangs spannung am Integrierer 4 unter diesen genannten Schaltschwellen, erzeugen die Schmitt-Trigger K1 bis K3 an ihren Ausgängen jeweils einen L-Pegel. Wird eine Schaltschwelle bzw. mehrere Schaltschwellen überschrit ten, geht der Ausgang des entsprechenden Komparators bzw. die Ausgänge der entsprechenden Komparatoren auf H-Pegel und steuern hiermit die sich an die Ausgänge anschließende Verriegelungslogik 5 an.The Schmitt triggers K1, K2 and K3 are each constructed with an operational amplifier and three resistors R19, R22 and R25 or R20, R23 and R26 or R21, R24 and R27. The output of the operational amplifier OP4 is connected via the resistors R19, R20 and R21 to the non-inverting inputs of the operational amplifier. Furthermore, a resistor R22, R23 and R24 connects the non-inverting input of each operational amplifier to its output, which in turn is connected via a resistor R25, R26 and R27 to the reference potential of the circuit. The inverting inputs of the operational amplifiers are each supplied with a reference voltage U1, U2 and U3, the reference voltage U1 at the comparator K1 being the highest and the reference voltage U3 at the comparator K3 being the lowest voltage. These three reference voltages U1, U2 and U3 give the Schmitt triggers different switching thresholds. If the output voltage at the integrator 4 is below these switching thresholds, the Schmitt triggers K1 to K3 each produce an L level at their outputs. If a switching threshold or several switching thresholds is exceeded, the output of the corresponding comparator or the outputs of the corresponding comparators goes to H level and hereby control the locking logic 5 connected to the outputs.

Diese Verriegelungslogik 5 ist aus einem Inverter 51 und zwei NOR-Gatter 52 und 53 sowie drei AND-Gatter 54, 55 und 56 aufgebaut. Der Ausgang des Schmitt-Triggers K1 ist an den Eingang des Inverters 51 angeschlossen und mit dem ersten Eingang des ersten NOR-Gatters 52 sowie mit dem den Triac T1 steuernden D-Flip-Flop 61 verbun den. Der Ausgang des zweiten Schmitt-Triggers K2 ist sowohl auf den zweiten Eingang des ersten NOR-Gatters 52 als auch auf den einen Eingang des ersten AND-Gat ters 54 geführt, während der andere Eingang dieses AND-Gatters 54 mit dem Ausgang des Inverters 51 verbunden ist. Der Ausgang dieses AND-Gatters 54 steuert das D-Flip-Flop 62 an. Weiterhin verbindet ein Schaltungs zweig den Ausgang des dritten Schmitt-Triggers K3 mit dem ersten Eingang des zweiten NOR-Gatters 53 als auch mit dem einen Eingang des zweiten AND-Gatters 55. Der zweite Eingang des zweiten NOR-Gatters 53 liegt auf dem Nullpunkt U_B2 der Schaltungsanordnung, der in diesem Fall den L-Pegel darstellt (Bezugspotential der Schal tung ist der H-Pegel), während dessen Ausgang auf den einen Eingang des dritten AND-Gatters 56 geführt ist. Weiterhin ist der Ausgang des ersten NOR-Gatters 52 mit den anderen Eingängen der beiden AND-Gatter 55 und 56 verbunden. Schließlich ist der Ausgang des AND-Gatters 55 bzw. 56 mit dem D-Flip-Flop 63 bzw. 64 verbunden.This locking logic 5 is composed of an inverter 51 and two NOR gates 52 and 53 and three AND gates 54 , 55 and 56 . The output of the Schmitt trigger K1 is connected to the input of the inverter 51 and connected to the first input of the first NOR gate 52 and to the D flip-flop 61 controlling the triac T1. The output of the second Schmitt trigger K2 is passed both to the second input of the first NOR gate 52 and to one input of the first AND Gat ters 54, while the other input of this AND gate 54 to the output of the inverter 51 connected is. The output of this AND gate 54 drives the D flip-flop 62 . Furthermore, a circuit branch connects the output of the third Schmitt trigger K3 to the first input of the second NOR gate 53 and also to the one input of the second AND gate 55 . The second input of the second NOR gate 53 is at the zero point U _{B2 of} the circuit arrangement, which in this case represents the L level (reference potential of the circuit is the H level), while its output is connected to one input of the third AND- Gate 56 is guided. Furthermore, the output of the first NOR gate 52 is connected to the other inputs of the two AND gates 55 and 56 . Finally, the output of the AND gate 55 and 56 is connected to the D flip-flop 63 and 64 , respectively.

Wenn die Ausgangsspannung des Integrierers 4 unter-der niedrigsten Referenzspannung U3 liegt, wird lediglich der Schalter T4 angesteuert. Erreicht diese Ausgangs spannung die erste Schaltschwelle U3 wird lediglich der Triac T3 durchgesteuert. Steigt die Ausgangsspannung weiter bis zur zweiten Schaltschwelle U2, wird hier durch nur der Triac T2 angesteuert. Erreicht sie schließlich die größte Schaltschwelle U1 wird lediglich der Triac T1 durchgesteuert.If the output voltage of the integrator 4 is below the lowest reference voltage U3, only the switch T4 is activated. If this output voltage reaches the first switching threshold U3, only the triac T3 is turned on. If the output voltage continues to rise up to the second switching threshold U2, only the triac T2 is activated here. If it finally reaches the largest switching threshold U1, only the triac T1 is activated.

Schließlich sei noch der Nullpunktdetektor 7 beschrie ben, der dafür sorgt, daß die D-Flip-Flops 61 bis 64 die Triacs nur im Nulldurchgang der Betriebsspannung schalten. Dieser Detektor 7 ist aus einem Transistor T5, Widerständen R28, R29 und R30, einer Diode D5, Kon densatoren C5 und C6 sowie einem Mono-Flop 71 aufge baut. Die Emitter-Elektrode dieses Transistors T5 liegt auf dem Bezugspotential der Schaltung, während dessen Basis-Elektrode über den Kondensator C6 und der Diode D5 ebenfalls mit dem Bezugspotential der Schaltung ver bunden ist und gleichzeitig über einen Widerstand R30 an der Betriebsspannung von beispielsweise 220 V liegt. Weiterhin ist eine Verbindung von der Kollektor-Elek trode des Transistors T5 zum Eingang des Mono-Flops 71 hergestellt, wobei die Kollektor-Elektrode zusätzlich über einen Widerstand R29 auf dem Potential U_B2 liegt. Die Zeitdauer des Ausgangsimpulses des Mono-Flops 71 wird über einen Widerstand R28 und einen Kondensator 05 eingestellt. Der Ausgang dieses Mono-Flops 71 steuert den Clock-Eingang C1 der D-Flip-Flops 61 bis 64.Finally, the zero point detector 7 is described, which ensures that the D flip-flops 61 to 64 switch the triacs only in the zero crossing of the operating voltage. This detector 7 is made up of a transistor T5, resistors R28, R29 and R30, a diode D5, capacitors C5 and C6 and a mono-flop 71 . The emitter electrode of this transistor T5 is at the reference potential of the circuit, while its base electrode is also connected to the reference potential of the circuit via the capacitor C6 and the diode D5 and at the same time is connected to the operating voltage of, for example, 220 V via a resistor R30 . Furthermore, a connection is made from the collector electrode of the transistor T5 to the input of the mono-flop 71 , the collector electrode additionally being connected to the potential U _B2 via a resistor R29. The duration of the output pulse of the mono-flop 71 is set via a resistor R28 and a capacitor 05 . The output of this mono-flop 71 controls the clock input C1 of the D flip-flops 61 to 64 .

Die Referenzspannungen U_soll, U1, U2 und U3 werden durch Spannungsteiler gebildet. Die Hysterese der Schmitt-Trigger K1, K2 und K3 sorgt für eindeutige Aus gangszustände. The reference voltages U _soll , U1, U2 and U3 are formed by voltage dividers. The hysteresis of the Schmitt triggers K1, K2 and K3 ensures clear initial states.

Das oben beschriebene Ausführungsbeispiel dient zur Re gelung einer Heizungspumpe, wobei der Differenzdruck bei unterschiedlichem Durchfluß auf ca. 10% des maxi malen Druckes ausgeregelt werden kann.The embodiment described above is used for re gelung a heating pump, the differential pressure with different flow to approx. 10% of the maxi paint pressure can be adjusted.

Claims

1. A method for differential pressure control of a pump system which is driven by a single-phase capacitor motor with a main winding (L1) and an auxiliary winding (L2), with the following features:

a) To set different operating points of the engine, the auxiliary winding (L2) or at least one partial winding (L1a, L2b) is connected upstream of this auxiliary winding (L2) as a choke of the main winding,
b) generating a signal proportional to the main winding current (I _H ) as the first actual value,
c) generating a signal proportional to the main winding voltage (U _H ) as a second actual value,
d) generating a third actual value (U _Z ) of the impedance of the main winding (L1) by forming the quotient from the second and first actual value (I2, I1),
e) comparing the third actual value (U _Z ) with a reference voltage (U _soll ) and generating a ramp-shaped voltage curve which rises or falls depending on the comparison,
f) the operating point of the motor is changed when certain predetermined voltage threshold values are exceeded or undershot by the ramp-shaped voltage curve.

2. Circuit arrangement for performing the method according to claim 1 with the following features:

a) a first means ( 1 ) is provided for generating the first actual value (I1) proportional to the main winding current (I _H ),
b) a second means ( 2 ) for generating the second actual value (I2) proportional to the main winding voltage (U _H ) is also provided,
c) furthermore, in order to generate the third actual value (U _Z ) proportional to the impedance of the main winding, the first and second actual values are fed to a divider ( 3 ),
d) an integrator ( 4 ) is connected to the divider ( 3 ), the third actual value (U _Z ) being compared with a reference voltage (U _soll ) supplied to the integrator ( 4 ) and the output voltage of the integrator ( 4 ) depending the difference increases or decreases,
e) further comparators (K1, K2, K3) are provided, to which the output voltage of the integrator ( 4 ) is supplied, each comparator (K1, K2, K3) having its own reference voltage (U1, U2, U3) and each comparator (K1, K2, K3) generates one of two possible logic levels (L, H level) depending on the comparison of the output voltage of the integrator ( 4 ) with its own reference voltage at its output,
f) the output signals of the comparators (K1, K2, K3) are supplied to a locking logic ( 5 ),
g) finally, by the locking logic ( 5 ) controllable switches (T1, T2, T3, T4) are provided, by means of which the auxiliary winding (L2) or a partial winding (L2a, L2b) of this auxiliary winding (L2) as a choke of the main winding (L1 ) can be connected upstream, the switches (T1, T2, T3, T4) being controlled in such a way that only a single switch is activated in each case.

3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the time constant of the integrator ( 4 ) is greater than the time constant of the rest of Regelsy stems.

4. A circuit arrangement according to claim 2, characterized in that _(to U) with the voltage applied to the integrator (4) reference voltage, the target value of control is made a.

5. Circuit arrangement according to claim 2, 3 or 4, characterized in that the control of the switches (T1, T2, T3, T4) by the locking logic ( 5 ) via a D flip-flop ( 61 , 62 , 63 , 64 ) takes place.

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that a change of state at the D flip-flops ( 61 , 62 , 63 , 64 ) takes place only in the zero crossing of the mains voltage.

7. Circuit arrangement according to one of claims 2 to 6, characterized in that the comparators (K1, K2, K3) are designed as Schmitt triggers.

8. Circuit arrangement according to one of claims 2 to 7, characterized in that the first means ( 1 ) comprises a shunt resistor (R _S ) arranged in the circuit of the main winding (L1).

9. Circuit arrangement according to claim 8, characterized in that the tapped at the shunt resistor (R _S ) applied voltage for generating the first actual value (I1) via a coupling capacitor (C _K ) a rectifier and amplifier arrangement ( 11 ) becomes.

10. Circuit arrangement according to one of claims 2 to 9, characterized in that the second means ( 2 ) comprises a rectifier and amplifier arrangement.

11. Circuit arrangement according to one of claims 2 to 10, characterized in that the controllable scarf ter (T1, T2, T3, T4) are designed as a triac.