DE3938654C1

DE3938654C1 - Regenerative braking arrangement for electronically regulated motor - modulates transverse control DC of three bridge circuits carrying control AC

Info

Publication number: DE3938654C1
Application number: DE19893938654
Authority: DE
Inventors: Guenter 5828 Ennepetal De Froehlich
Original assignee: Holec GmbH
Current assignee: KRAUSE, SIEGFRIED, DIPL.-ING., 4600 DORTMUND, DE
Priority date: 1989-11-21
Filing date: 1989-11-21
Publication date: 1991-07-04
Anticipated expiration: 2009-11-22

Abstract

The arrangement is for feedback into the public three-phase a.c. mains of the electrical energy available as d.c. in an intermediate store and resulting from regenerative braking of electronically controlled three-phase a.c. motors. As an example, one bridge circuit is given, three are used in a practical circuit design, and a control a.c. voltage (Us) of 12V is applied to the horizontal inputs of the bridge circuit (R1, R2, D1, D2). The positive half-wave (Iw1) flows across the resistor (R1) and the diode (D1), while the negative half-wave (Iw2) flows across resistor (R2) and diode (D2). The vertical terminals of the bridge circuit are the d.c. voltage terminals. ADVANTAGE - Provides safe and reliable electro-energy recuperation, even during negative half-waves of a.c. voltage.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Nutzbremsung elektronisch drehzahlgeregelter Drehstrommotoren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to an arrangement for regenerative braking electronically speed-controlled three-phase motors according to Preamble of claim 1.

Zur Drehzahlregelung von Drehstrommotoren werden elektroni sche Frequenzumformer eingesetzt, welche die Netz frequenz von 50 Hz in einen stufenlos stellbaren Be reich von 0 bis 100 Hz umsetzen, um so angeschlossene Dreh strommotore, deren Drehzahl bekanntlich frequenzabhängig ist, optimal auf den Drehzahlbedarf der durch diese Motore angetriebenen Maschinen einzustellen. Bei der Abbremsung einer der angetriebenen Maschinen, z. B. bei einer abzubrem senden Zentrifuge oder bei einer abzusenkenden Last eines Hubgerätes, tritt ein generatorischer Energiefluß auf. Als elektrische Nutzbremsung wird nun ein solcher Vorgang be zeichnet, bei dem im Abbremsvorgang elektrische Energie, also ein generatorischer Energiefluß, erzeugt wird und diese Energie unmittelbar in ein elektrisches Netz hinein geliefert wird.To control the speed of three-phase motors are electroni cal frequency converter used, which the network frequency of 50 Hz in a continuously adjustable range range from 0 to 100 Hz, so the connected rotation electric motors, whose speed is known to be frequency-dependent is optimal to the speed requirement of these motors set driven machines. When braking one of the driven machines, e.g. B. at a brake send centrifuge or a load to be lowered Lifting device, a regenerative energy flow occurs. As Electrical braking is now such a process records, in the braking process electrical energy, that is, a regenerative energy flow is generated and this energy directly into an electrical network is delivered.

Bei einem Frequenzumformer wird allgemein der Drehstrom mit einem normalen Brückengleichrichter zunächst gleichgerich tet, in einem Kondensator geglättet und mit einem nachge schalteten Wechselrichter in die Gebrauchsfrequenz umge setzt. Läuft nun dieser Motor als Generator, so wird seine Rückleistung vom Gleichrichter aufgehalten, und es tritt lediglich eine Energieabgabe in den Glättungskondensator auf, der innerhalb von Bruchteilen von Sekunden seine Span nung gefährlich ansteigen läßt. Dieser Spannungsanstieg wurde bisher für verlustbehaftetes Bremsen verwendet, indem bei etwa 5 bis 10% Spannungshub eine Thyristor- Widerstandskombination aktiviert wird, durch welche die im Kondensator anlaufende Energie im Widerstand vernichtet wird.With a frequency converter, the three-phase current is generally included a normal bridge rectifier initially rectified tet, smoothed in a capacitor and with a nachge switched inverters to the frequency of use puts. If this engine now runs as a generator, it will become Reverse power held up by the rectifier, and it occurs only an energy output in the smoothing capacitor on that span within fractions of a second dangerously high. This surge in tension has been used for lossy braking by at about 5 to 10% voltage swing a thyristor Resistance combination is activated, through which the in Capacitor energy dissipated in the resistor becomes.

Eine Nutzbremsung, wie sie bei Großleistungen am Einphasen netz der Eisenbahn bekannt ist, läßt sich bei kleineren Leistungen bis ca. 100 kW wirtschaftlich nicht realisieren und wird bei Verwendung von Thyristoren und der bisher not wendigen umfangreichen Elektronik teuer. Schließlich ist der enge Zusammenbau einer Nutzbremsanlage mit der elektro nisch ohnehin sehr aufwendigen Frequenzumformeranlage durch gegenseitige Störung sehr ausfallträchtig.A useful braking, as in large-scale services on the single phase the rail network is known, can be used in smaller Not economically realizing outputs up to approx. 100 kW and is when using thyristors and the previously not agile extensive electronics expensive. Finally is the close assembly of a commercial brake system with the electro nisch very complex frequency converter system anyway mutual disruption very prone to failure.

Die rückzuliefernde elektrische Energie wird bei den be kannten spannungsgeregelten Frequenzumformern zunächst von dem mit beliebiger gerader Drehzahl laufenden Motor bei ge neratorischem Betrieb in einen Zwischenkreis überführt. Dieser Zwischenkreis besteht aus einem Kondensator, der al lerdings trotz Verwendung hoher Kapazitäten nur äußerst we nig Gleichstromladung gespeichert bekommen darf, wenn seine Spannung nicht unzulässig steigen soll. Ein Energierück fluß, der die höchstmögliche Generatorleistung des Motors darstellt, würde den Kondensator und damit auch die Motor spannung in ca. 1/10 Sekunde auf die doppelte Spannung an heben. Selbst dann, wenn Kondensator und Elektronik dies vertragen würden, setzt der Motor aufgrund der doppelten Spannung die ganze rückzuliefernde Energie in Wärme um und geht dabei defekt.The electrical energy to be returned is used by the be first knew voltage-controlled frequency converters from the engine running at any straight speed at ge transferred to an intermediate circuit. This intermediate circuit consists of a capacitor, the al However, despite the use of high capacities, only extremely nig DC charge may be stored if its Voltage should not rise inadmissibly. An energy return flow, the highest possible generator power of the engine represents the capacitor and thus the motor voltage in about 1/10 second to double the voltage to lift. Even if capacitor and electronics do it would tolerate, the engine stops due to double Turns all the energy to be returned into heat and goes broken.

Bei der Zurückführung der Energie in Wechselstromnetzen bleibt während einer Periode von 360° nur ein Bereich von 60°, in dem die Wechselstromamplitude geeignet ist, mit dem einspeisenden Netz verbunden zu werden. Der Steuerung des Zuschaltens innerhalb +/-30° vom Amplitudenmaximalwert kommt somit eine entscheidende Bedeutung zu. Besteht die Möglichkeit außerdem, die negative Halbwelle, also inner halb von +/-30° des Maximalwertes der negativen Halbwelle, auszunützen, können 1/3 der gesamten Periodendauer für den Rückfluß genutzt werden.When returning energy in AC networks remains only a range of during a period of 360 ° 60 °, in which the AC amplitude is suitable, with the feeding grid to be connected. The control of the Switching within +/- 30 ° of the maximum amplitude value is therefore of crucial importance. Does it exist Possibility also, the negative half-wave, so inner half of +/- 30 ° of the maximum value of the negative half-wave, can use 1/3 of the total period for the Reflux can be used.

Aus EP 03 14 801 A1, von der im Oberbegriff des A1 ausgegangen ist, ist eine Schaltung bekannt zur Stromrück speisung aus der Nutzbremsung eines Asynchronmotors, der einerseits den Stromrückfluß in die Drehstromwechsel richterstufe mittels einer Widerstands-/Diodenschaltung be grenzt und andererseits die Anpassung der Netzfrequenz des rückgespeisten Drehstroms an die Frequenz des Drehstromnet zes ermöglicht. Auch sind mit Thyristoren arbeitende Nutz bremsgeräte sowie deren teilweise recht aufwendige Ansteue rung bekannt.From EP 03 14 801 A1, which is based on the preamble of A1, is a circuit known for current return feeding from the regenerative braking of an asynchronous motor, on the one hand the current return in the three-phase alternation judge stage by means of a resistor / diode circuit limits and on the other hand the adjustment of the network frequency of the fed back three-phase current to the frequency of the three-phase network zes enables. Also work with thyristors braking devices and their sometimes quite complex control tion known.

Allen diesen bekannten Geräten ist gemeinsam, daß in der letzten Ansteuerstufe der Steuerimpulsverstärkung verhält nismäßig hohe Steuerleistungen nötig sind, die vor allem aus Kippstufen gewonnen werden. Hiermit verbunden sind Funkstörungen bis in den MHz-Bereich, andererseits sind sie empfindlich auf stärkere Fremdeinwirkung etwa der gleichen Störfrequenzen, die ein unbeabsichtigtes Kippen einer Steuerstufe auch bei bester Abschirmung ermöglichen. Insbe sondere sind dies, wegen des engen Aneinanderbauens von Frequenzumformer und Nutzbremsgerät, induktive Störspannungsübertragungen vom Frequenzumformer auf das Nutzbremsgerät, da hier auf kürzeste Entfernung ein kaum übersehbares Spektrum von Störfrequenzen erheblichen Ein flusses arbeitet. Ein nur eine Mikrosekunde lang wirkender Störimpuls von etwa 1 Milliwattsekunde Energieinhalt schal tet irgendwann eine Impulsstufe doch einmal innerhalb von Stunden oder Tagen durch und bedeutet im geringsten Falle einen Betriebsausfall.All these known devices have in common that in the last control stage of the control pulse amplification behaves high tax payments are necessary, above all can be obtained from flip-flops. Are connected to this Radio interference up to the MHz range, on the other hand they are sensitive to strong external influences about the same Interference frequencies that an unintentional tilting one Enable control level even with the best shielding. In particular these are special, because of the close assembly of Frequency converter and regenerative braking device, inductive Interference voltage transmissions from the frequency converter to the Useful braking device, since here at the shortest distance hardly a Visible spectrum of interference frequencies considerable a river works. A one-microsecond long acting Glitch of about 1 milliwatec second of energy content at some point a pulse level occurs within Hours or days through and means in the least case an outage.

Aus der Zeitschrift ETZ Band 110, 1989, Heft 10, Seite 465 ist der Einsatz von IGBT-Modulen in der Antriebstechnik be kannt, wobei hier jedoch gemäß Seite 466 die Ansteuerung mittels aufwendiger Mikrorechner erfolgt.From the magazine ETZ volume 110, 1989, issue 10, page 465 is the use of IGBT modules in drive technology knows, but here according to page 466 the control using complex microcomputers.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, das Nutz bremsgerät der gattungsgemäßen Art derart weiterzubilden, daß es mit geringem Aufwand und störunanfällig die sichere Energierückführung auch während der negativen Halbwelle der Wechselspannung ermöglicht.The invention is therefore based on the object, the benefit to further develop the braking device of the generic type, that it is safe with little effort and prone to failure Energy return even during the negative half wave of the AC voltage allows.

Die Lösung dieser Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 aufgeführten Merkmale erzielt. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteran sprüchen beschrieben.The solution to this problem is given by the in the Part of claim 1 achieved characteristics. Further embodiments of the invention are in the Unteran sayings described.

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, in der Steuerung keine Impuls-Kippstufen zu verwenden und mit Hilfe von Transistorschaltungen eine fast leistungslose Ansteuerung für den Stromdurchgang zu schaffen, wobei ein Großteil der Steuersignalbereitung auf "magnetische Art" zustande kommt. Es soll dabei ein dauerndes "Überlaufen" erzielt werden, d.h. die ansteigende Kondensatorspannung soll unverzüglich ins Netz eingespeist werden.The invention is based on the idea of control no pulse flip-flops to use and with the help of Transistor circuits an almost powerless control for the passage of electricity, with much of the Control signal preparation in a "magnetic way" comes about. There should be a permanent "overflow" i.e. the rising capacitor voltage should immediately be fed into the grid.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:The invention will now be described with reference to the drawing described. Show it:

Fig. 1 eine Anordnung zur Steuerung eines Wechselstromes mittels einer Gleichspannung; Fig. 1 shows an arrangement for controlling an alternating current by means of a DC voltage;

Fig. 2 den Verlauf des Wechselstromes bei vier verschie denen Steuerspannungen; Figure 2 shows the course of the alternating current at four different control voltages.

Fig. 3 die Verläufe der beiden Teilwechselströme bei vier verschiedenen Steuerspannungen gemäß Fig. 2; FIG. 3 shows the profiles of the two alternating currents at four different control voltages as shown in FIG. 2;

Fig. 4 eine Anordnung zur Umwandlung der Teilströme gemäß Fig. 3 in rechteckförmige Signale zur Steuerung der Leistungstransistoren; FIG. 4 shows an arrangement for converting the partial currents according to FIG. 3 into rectangular signals for controlling the power transistors;

Fig. 5 den Verlauf des Wechselstromes I_w1, der zur Steue rung der Umwandlung in eine fast rechteckige Aus gangsspannung U₁, U₂ dient; Figure 5 shows the course of the alternating current I _w1 , which serves to control the conversion into an almost rectangular output voltage U ₁ , U ₂ ;

Fig. 6 die erforderlichen Stromverläufe in der Anordnung nach Fig. 4; Fig. 6 is the required current waveforms in the arrangement of Fig. 4;

Fig. 7 eine Anordnung zur Gewinnung der Wechselsteuer spannung mit 30° Verschiebung; Fig. 7 shows an arrangement for obtaining the AC control voltage with 30 ° shift;

Fig. 8 das Winkelverstellungsdiagramm mit einer Addition von 1 V und +/-120°; Fig. 8 is the angular displacement graph with an addition of 1 V and +/- 120 °;

Fig. 9 eine Anordnung zur Gleichspannungssteuerung für die Brückenschaltungen auf konstante Spannung mit Nachführung der Netzspannungsschwankungen und Fig. 9 shows an arrangement for DC voltage control for the bridge circuits to constant voltage with tracking of the mains voltage fluctuations and

Fig. 10 eine Gesamtanordnung in praxisgerechter Ausfüh rung, dargestellt zur Ansteuerung der in Phase R liegenden Leistungstransistoren. Fig. 10 shows an overall arrangement in a practical execution, shown for driving the power transistors located in phase R.

Werden gemäß Fig. 1 an die waagerechten Eingänge einer Brückenschaltung R1, R2, D1, D2 als Beispiel eine Steuer wechselspannung U_s von 12 V angelegt, so fließt der posi tive Halbwellenstrom I_w1 über den Widerstand R1 und die Di ode D1, während der negative Halbwellenstrom I_w2 über den Widerstand R2 und die Diode D2 fließt. An den senkrechten Anschlüssen der Brückenschaltung, den Gleichspannungsan schlüssen, tritt keine Wechselspannung auf, denn wenn ge rade die 12 V Wechselspannung mit Pluspolarität am linken Anschluß liegt, sperrt die Diode D3 einen sonst möglichen Brückenquerstrom. Liegt dagegen die Minuspolarität des Wechselstromes U_s am linken Anschluß, sperrt die Diode D3 ebenfalls. Da sich also die beiden Gleichspannungsan schlüsse stets spannungslos verhalten, kann man einen vom Wechselstrom unbeeinflußten Gleichstrom über den Querzweig einspeisen. Es ist somit nur eine einseitige Beeinflussung der beiden überlagerten Ströme möglich, nämlich vom Gleich stromkreis zum Wechselstromkreis, aber nicht umgekehrt. Diese Anordnung gleicht im Prinzip etwas einem mit vier Di oden bestückten Ringmodulator, ist aber wegen seiner Di oden-Widerstandskombination funktionell anders. In der wei teren Erläuterung wird aber der Einfachheit halber diese Anordnung als sog. Ringmodulator bezeichnet. Wird nun eine Steuergleichspannung U_g, ansteigend z. B. von 0 bis 34 V, an die Schaltung gemäß Fig. 1 angelegt, so verändert sich der fließende Gesamtwechselstrom I_w auf sehr charakteristische Weise, wie Fig. 2 zeigt. Vorausgesetzt sei hierbei, daß die Dioden D1, D2 und D3 in Durchlaßrichtung keinen Spannungs abfall haben, was natürlich nur theoretisch angenommen wer den soll. Die 12 V Wechselspannung haben einen Spitzenwert von 12 V×1,41, also ca. 17 V. Ist U_g = 0, dann ist I_w we gen der 1 kOhm Widerstände 17 mA und fließt in Voll wellenform (erste Kurve von Fig. 2). Ist U_g gleich 17 V (8,5 V je Zweig), dann ist ein Stromfluß von I_w1 und I_w2 nur oberhalb des Sinusanstieges von 8,5 V möglich, d. h. die durchgelassenen Stromanteile sind nur 120° lang statt 180° der Vollwelle. I_w entspricht dann der zweiten Kurve von Fig. 2. Mit weiter steigender Steuergleichspannung U_G wer den die durchgelassenen Teile immer schmäler, jedoch blei ben sie symmetrisch zu 90° und 270°, bis sie bei 34 V ganz verschwinden. Die hierbei sinkende Spannung ist für den vorgesehenen Steuerungszweck unwichtig, entscheidend ist, in welchem Winkelbereich überhaupt eine Spannung vorhanden ist.1 are shown in FIG. To the horizontal inputs of a bridge circuit R 1, R 2, D 1, D 2 as an example of a control on the AC voltage U _s of 12 V is applied, the posi tive half-wave current I _w1 flows via the resistor R 1 and the Di ode D 1 , while the negative half-wave _current I _{w2 flows} through the resistor R 2 and the diode D 2 . No AC voltage occurs at the vertical connections of the bridge circuit, the DC voltage connections, because if the 12 V AC voltage with positive polarity is on the left connection, diode D 3 blocks an otherwise possible bridge cross current. However, if the minus polarity of the alternating current U _{s is} at the left connection, the diode D 3 also blocks. Since the two direct voltage connections always behave without voltage, one can feed a direct current unaffected by the alternating current via the shunt arm. It is therefore only possible to influence the two superimposed currents on one side, namely from the DC circuit to the AC circuit, but not vice versa. In principle, this arrangement is somewhat similar to a ring modulator equipped with four diodes, but is functionally different because of its diode-resistor combination. In the further explanation, this arrangement is referred to as a so-called ring modulator for the sake of simplicity. Now becomes a DC control voltage U _g , increasing z. B. from 0 to 34 V, applied to the circuit according to FIG. 1, the flowing total alternating current I _{w changes} in a very characteristic manner, as shown in FIG. 2. It is assumed here that the diodes D 1 , D 2 and D 3 have no voltage drop in the forward direction, which of course is only supposed to be theoretically accepted. The 12 V AC voltage has a peak value of 12 V × 1.41, i.e. approx. 17 V. If U _g = 0, then I _w because of the 1 kOhm resistors is 17 mA and flows in full wave form (first curve of Fig. 2). If U _g equals 17 V (8.5 V per branch), a current flow of I _w1 and I _{w2 is} only possible above the sinus rise of 8.5 V, ie the let-through current components are only 120 ° long instead of 180 ° of the solid wave . I _w then corresponds to the second curve in FIG. 2. As the control DC voltage U _G continues to increase, the passed parts become ever narrower, but they remain symmetrical at 90 ° and 270 ° until they completely disappear at 34 V. The falling voltage is unimportant for the intended control purpose, the decisive factor is the angular range in which there is any voltage at all.

Da die beiden Teilwechselströme I_w1 und I_w2 den Gesamtwech selstrom I_w in positive und negative Teile auftrennen, er geben sich die für verschiedene Steuergleichspannungen ge zeichneten Stromkurven nach Fig. 3. Diese getrennten Ver läufe von I_w1 und I_w2 sind letztendlich das angestrebte Ziel des sog. Ringmodulators nach Fig. 1, wodurch dann bei Verwendung von nur drei dieser sog. Ringmodulatoren die sechs erforderlichen Signale für die Leistungstransistoren (IGBT, Fig. 10) erzeugt werden können. Die flachen, nicht für exakte Signale zur Leistungstransistorsteuerung ge eigneten Spannungsteile gemäß Fig. 3 müssen jedoch aufbe reitet werden. Zu diesem Zweck ist gemäß Fig. 4 in Reihe mit D1 die Basis-Emitter-Strecke eines einfachen NPN-Tran sistors gelegt, sinngemäß in Reihe mit D2 dann ein PNP- Transistor. Die Kollektoren dieser Transistoren sind über die Eingangswicklung eines Übertragers Ü an die entspre chende positive oder negative Betriebsspannung gelegt, de ren Erzeugung ebenfalls aus Fig. 10 hervorgeht. Der Über trager hat drei Funktionen:Since the two partial alternating currents I _w1 and I _{w2 separate} the total alternating current I _w into positive and negative parts, the current curves according to FIG. 3 are drawn for different control direct voltages . These separate courses of I _w1 and I _w2 are ultimately the desired Aim of the so-called ring modulator according to FIG. 1, whereby the six required signals for the power transistors (IGBT, FIG. 10) can then be generated using only three of these so-called ring modulators. The flat, not suitable for exact signals for power transistor control suitable voltage parts according to FIG. 3, however, must be prepared. For this purpose, the base-emitter path of a simple NPN transistor is placed in series with D 1 in accordance with FIG. 4, a PNP transistor then in series with D 2 . The collectors of these transistors are connected via the input winding of a transformer U to the corresponding positive or negative operating voltage, the generation of which can also be seen in FIG. 10. The transmitter has three functions:

1. the galvanic isolation from the high voltage of the Lei power amplifier,
2. the "magnetic" conversion of the so-called ring modulator control voltages ( FIG. 3) into rectangular signals and
3. the correct adjustment of the output signal voltages.

Fig. 5 und Fig. 6 zeigen die Aufbereitung der Steuerspan nungen in rechteckige Signale, ohne auf Kippstufen wie Schmitt-Trigger o. ä. zurückgreifen zu müssen, die ja bei starken Störimpulsen durchschalten und eine Fehlschaltung im Leistungsteil hervorrufen könnten. Die kleinen Steuer transistoren NPN bzw. PNP arbeiten überwiegend im Sätti gungsbetrieb, damit auch der Anfangs- und Endbereich von den Teilwechselströmen (z. B. I_w1, Fig. 5) möglichst schnell ansteigt, wie es Kurve I_B1 in Fig. 5 zeigt. Fig. 5 and Fig. 6 show the processing of the control voltages into rectangular signals without having to resort to flip-flops such as Schmitt triggers or the like, which could switch through when there are strong interference pulses and could cause a faulty switching in the power section. The small control transistors NPN and PNP work predominantly in saturation mode, so that the beginning and end of the partial alternating currents (e.g. I _w1 , Fig. 5) increases as quickly as possible, as curve I _B1 in Fig. 5 shows .

Im Übertrager Ü wird dann die Umformung in ein ausreichend scharfes Rechtecksignal vorgenommen. Dies erfolgt dadurch, daß, wie Fig. 6 zeigt, I_B1 schneller ansteigt als der na türliche Stromanstieg des Übertragers bei sprunghaftem An schluß an die Betriebsspannung von hier z. B. 16 V. Damit wird u1 rechteckförmig und u2 ebenso bis auf eine kleine e- funktionelle Dachschräge. Damit dieser Vorgang erreicht wird, muß der Übertrager Ü eine Mindestgröße aufweisen, die hier bei 50 Signalen/Sekunde und bei einem zuzulassenden Dachschrägenabfall von 33% bei einer Übertragungsgröße EI38 (Normblech Dyn.IV) liegt, also einen noch recht klei nen Übertrager. Bei sehr schmalen Signalen würden diese verrundet werden; da jedoch, hier nicht näher erklärt, we gen der um 30° versetzten Steuerwechselspannungen die Steuerung des Leistungssatzes im Winkelbereich von 30° bis 60° und natürlich symmetrisch hierzu im Bereich von 120° bis 150° erfolgt, sind die verwendeten Signale nie verrundet.The transformation into a sufficiently sharp square-wave signal is then carried out in the transformer Ü. This is done in that, as shown in Fig. 6, I _B1 increases faster than the natural current increase of the transformer with a sudden connection to the operating voltage from here z. B. 16 V. This makes u 1 rectangular and u 2 also up to a small e-functional roof slope. In order for this process to be achieved, the transformer Ü must have a minimum size, which here is 50 signals / second and a permissible roof slope drop of 33% with a transmission variable EI38 (standard sheet Dyn.IV), i.e. a still very small transformer. In the case of very narrow signals, these would be rounded; Since, however, not explained in more detail here, because of the control AC voltages offset by 30 °, the power set is controlled in the angular range from 30 ° to 60 ° and of course symmetrically to this in the range from 120 ° to 150 °, the signals used are never rounded.

Fig. 7 zeigt die winkelrichtige Erzeugung der 12 V Wechsel steuerspannung. So muß die Winkellage dieser Spannung genau 30° von der Winkellage der Leiter-Netzspannung R-S abwei chen. Dies geschieht durch drei kleine in Stern geschaltete Trafos von ca. 5 W Typenleistung. Um die kleinen Winkelfeh ler innerhalb der Trafos auszugleichen, werden mittels kleiner Zusatzspannungen um 120° gegenüber der Leiterspan nung versetzte (90° gegenüber den 12 V) Hilfsspannungen, zweimal je ca. 1 V, zugeschaltet. Diese sind mittels eines Stellwiderstandes St-W stufenlos einstellbar und gestatten eine Verstellung der resultierenden 12 V-Spannung um ca. +/-5 Winkelgrade. Wichtig ist hierbei, daß die Gesamtspan nung 12 V trotz des Zuschaltens dieser Hilfsspannungen praktisch unveränderlich bleibt, was durch die 90° Winkel differenz zwischen den 12 V und den 2×1 V gewährleistet ist. In Fig. 7 ist nur eine Anordnung einer Phase gezeich net. Fig. 7 shows the angular generation of the 12 V AC control voltage. So the angular position of this voltage must deviate exactly 30 ° from the angular position of the line voltage RS. This is done by three small transformers connected in a star of approx. In order to compensate for the small angular errors within the transformers, auxiliary voltages offset by 90 ° from the line voltage (90 ° from the 12 V) are switched on using two additional voltages, twice approx. 1 V each. These are infinitely adjustable by means of a variable resistor St-W and allow the resulting 12 V voltage to be adjusted by approximately +/- 5 degrees. It is important that the total voltage 12 V remains practically unchangeable despite the connection of these auxiliary voltages, which is ensured by the 90 ° angle difference between the 12 V and the 2 × 1 V. In Fig. 7 only one arrangement of a phase is drawn.

Fig. 8 zeigt im Vektordiagramm noch einmal die bleibende Spannungshöhe der 12 V, wenn der Spannungspfeil um die +/-5° verstellt wird. Durch die "magnetische" Erzeugung der drei 12-V-Steuerwechselspannungen im Verein mit den Stabi lisierungswicklungen (Fig. 9) werden Winkelabweichungen des Netzes mitgeführt, wodurch stets die gegenüber den Netz spannungen richtige Lage der 12-V-Steuerwechselspannungen erhalten bleibt. Fig. 8 shows again in the vector diagram the remaining voltage level of the 12 V when the voltage arrow is adjusted by +/- 5 °. Due to the "magnetic" generation of the three 12 V control AC voltages in conjunction with the stabilization windings ( FIG. 9), angular deviations of the network are carried along, so that the correct position of the 12 V control AC voltages is always maintained with respect to the network voltages.

Fig. 9 zeigt die Gleichspannungssteuerung für die im sog. Ringmodulator eingespeisten Steuerwechselspannungen. Den drei in Dreieck geschalteten Stabilisierungswicklungen ist eine Drehstromverdopplergleichrichteranordnung mit den Di oden D1, D2, D3, D4 nachgeschaltet. Es reicht nun statt der eigentlichen 34 V ein Spannungsbereich von 2-22 V zur An steuerung aus, was aus der noch zu erklärenden praktischen Schaltungsausführung nach Fig. 10 hervorgeht. Diese Gleich spannung muß drei Bedingungen erfüllen: Fig. 9 shows the DC voltage control for the so-called in. Ring modulator fed control alternating voltages. The three triangulation stabilization windings are followed by a three-phase doubler rectifier arrangement with diodes D 1 , D 2 , D 3 , D 4 . Instead of the actual 34 V, a voltage range of 2-22 V is now sufficient for control, which is evident from the practical circuit design according to FIG. 10, which is still to be explained. This DC voltage must meet three conditions:

1. it must be adjustable and the set voltage "in keep "constant,
2. This voltage must be totally harmonic free
3. it must, although "inherently constant", mains voltage changes change immediately in the same sense.

Natürlich muß sie aktiv und passiv vollständig störunanfäl lig sein, denn es wird hier ein Transistor verwendet. Die Schaltung soll möglichst wenig aktive Bauelemente haben. Die totale Oberwellenfreiheit wird durch die entkoppelte Siebanordnung der beiden 100 MF-Kondensatoren C1, C2 und dem 1 k-Ohm Widerstand R3 erreicht, wobei wegen der nun äußerst geringen Kapazitäten (auch der beiden 220 MF- Ladekapazitäten) eine geringe Zeitkonstante von nur 0,5 Se kunden erzielt ist, die kurz genug zum Erfassen von Netzspannungsänderungen ist. Die Schaltung ist, wie er sichtlich, trotz der vielen Bedingungen ungewöhnlich ein fach und frei von den sonst bei Spannungskonstanthaltern und -stellern üblichen, oft nur schwierig zu beseitigenden Schwingneigungen. Eine Drossel Dr verhindert rückwirkende Kommutierungsimpulse der 4 Gleichrichterdioden D1, D2, D3 und D4 in die Trafos und Übertreten in die 12 V-Wechsel steuerspannungen. Denn trotz der geringen Gleichstromlei stung von etwa 1 W (die Trafos haben zusammen 15 W) würden die Kommutierungsimpulse die in den sog. Ringmodulatoren modulierten Wechselspannungen beim Ein- oder Aussetzen bei bestimmten Aussteuerungswinkeln mit einem kurzen Vor- oder Nachschlag schalten. Das wäre zwar im Leistungsteil unge fährlich, würde aber dem Netz einen überflüssigen uner wünschten Oberwellenanteil in der rückgelieferten Leistung zuführen.Of course, it must be active and passive completely fault-prone, because a transistor is used here. The circuit should have as few active components as possible. The total freedom from harmonics is achieved by the decoupled sieve arrangement of the two 100 MF capacitors C 1 , C 2 and the 1 k-ohm resistor R 3 , whereby due to the extremely low capacities (also the two 220 MF charging capacities) a low time constant of only 0.5 seconds is achieved, which is short enough to detect changes in the mains voltage. The circuit is, as he can see, despite the many conditions, unusually simple and free from the oscillation tendencies that are otherwise common with voltage stabilizers and adjusters and are often difficult to remove. A choke Dr prevents retroactive commutation pulses from the 4 rectifier diodes D 1 , D 2 , D 3 and D 4 into the transformers and into the 12 V AC control voltages. Because despite the low DC power of about 1 W (the transformers have a total of 15 W), the commutation pulses would switch the AC voltages modulated in the so-called ring modulators with a short suggestion or look-up when inserting or disengaging at certain modulation angles. Although this would be not dangerous in the power section, it would supply the network with an unnecessary unwanted harmonic component in the returned power.

In Fig. 10 ist ein praktisch ausgeführter sog. Ringmodula tor, von dem insgesamt drei erforderlich sind, dargestellt. Im schraffierten eigentlichen Modulatorteil erkennt man noch einige Bauteile mehr, die in Fig. 4 nicht gezeigt sind. Die Widerstände R9 und R10 von 10 k-Ohm und 22 k-Ohm dienen dazu, Leckströme im mA-Bereich und evtl. einge strahlte Antennenströme von Funkstörungen gleichen Strombe reiches am Eintritt in die Transistoren zu hindern. Dies ist eine zusätzliche Sicherheit, denn die nachgeschalteten Übertrager könnten diese schnellen Störungen ohnehin kaum übersetzen. Die Zenerdioden Z6,2 ergänzen die Durchlaßwerte von je 0,7 V der Diode D1 und 0,7 V der Diode D2 auf 7,6 V. Das ist ungefähr die Hälfte der 17 V Spitzenamplitude der zu steuernden 12 V-Wechselspannung. Somit verhält sich die sog. Ringmodulatorbrücke auch bei fehlender Steuer gleichspannung so, als wenn schon die halbe Spannung der 34 V Gleichspannung vorhanden ist. Da Sinus 30° = 0,5 ist, wird einerseits eine schon bei fehlender Gleichspannung fast richtige Ansteuerung erzielt, nämlich zwischen 30° und 150°, wie weiter oben bereits erwähnt wurde. Andererseits wird eine weitere Störsicherheit erzielt, denn Störimpulse müssen erst einmal diese Hürde von 7,6 V überspringen.In Fig. 10 a practically executed so-called. Ringmodula tor, of which a total of three are required, is shown. In the hatched actual modulator part you can still see some more components that are not shown in FIG. 4. The resistors R 9 and R 10 of 10 k-ohms and 22 k-ohms serve to prevent leakage currents in the mA range and possibly radiated antenna currents from radio interference of the same current range from entering the transistors. This is an additional security, because the downstream transformers could hardly translate these fast disturbances anyway. The Zener diodes Z 6.2 supplement the forward values from 0.7 V each of the diode D 1 and 0.7 V of the diode D 2 to 7.6 V. This is approximately half the 17 V peak amplitude of the 12 V AC voltage to be controlled . Thus, the so-called ring modulator bridge behaves even when there is no DC control voltage as if half the voltage of the 34 V DC voltage is already present. Since sine is 30 ° = 0.5, control that is almost correct even when there is no DC voltage is achieved, namely between 30 ° and 150 °, as already mentioned above. On the other hand, further interference immunity is achieved, because interference pulses first have to pass this 7.6 V hurdle.

Die Stromversorgung der beiden Transistoren erfolgt, da nur ca. 50 Milliwatt je Transistor nötig sind, aus der 12 V Steuerwechselspannung, die von diesen geringen Kommutie rungsleistungen nicht gestört wird. Die Steuerwechselspan nung erhält die 2 V, 120° über die Kombination von Wider stand R4, R5 von 2×27 Ohm und Trimmer TR von 100 Ohm zu geführt. Die parallel zur Eingangswicklung der Übertrager liegende, aus Diode D5 und Widerstand R6 bestehende Anord nung begrenzt Spannungsspitzen vom Übertrager, etwa auf das Dreifache der 16 V Betriebsgleichspannung der Ladekondensa toren C3, C4 von 220 MF. Diese Spannungsspitze kann be triebsmäßig nicht auftreten, lediglich beim Abschalten des Gerätes vom Netz. Die Transistoren BC 107B und BC 177B haben eine zulässige Spitzenspannung von 50 V. Als weitere Sicherheit ist parallel zu den Emitter-Kollektorstrecken der Transistoren eine Zenerdiode Z33 geschaltet. Dadurch können ohnehin nur Spitzen bis 33 V, also völlig ungefähr lich für die Transistoren, auftreten. Im Gegensatz zur se paraten Steuerwechselspannungsversorgung der drei sog. Ringmodulatoren ist die Modulator-Steuergleichspannung gal vanisch mit allen drei Modulatoren verbunden, jedenfalls mit der Minusleitung, während die Plusleitung jeweils über eine Sperrdiode eingeleitet wird. Diese Diode wird hier doppelt genutzt, denn es ist gleichzeitig die Diode D3 in Fig. 1 für die beschriebene Sperrung von Rückwirkungen des Steuerwechselstromes. Die Übertragerausgänge sind über eine Diode D6 an die Feldeffekteingangstransistoren der Darling ton-Kombination IGBT angeschlossen. Da die leistungslosen Eingänge der Feldeffekttransistoren jedoch eine Kapazität von ca. 10 000 pF haben, muß nach Beendigung des Steuersi gnals dieser Kondensator entladen werden, was durch den 10 k-Ohm Widerstand R7 innerhalb von 0,1 Millisekunden er folgt. Da hierbei die Signalspannung nur auf 33% gefallen ist, wird die nun bereits vorhandene entgegengesetzte Si gnalspannung vom Übertrager über den Bypass-Neutralisati onswiderstand R8 von 56 k-Ohm dazu verwendet, einen steile ren Abfall der Signalspannung zu erzielen. Es gelingt da mit, den Auf-Zu-Zustand der Leistungstransistorenanordnung IGBT, der bei +7 V bzw. bei +2 V liegt, innerhalb von 0,05 Millisekunden zu durchlaufen. Dies entspricht einer scheinbaren Schaltfrequenz von 5 bis 10 kHz, so daß keine Funkstörung auftritt. Tiefere, Netzoberwellen erzeugende Frequenzen werden durch die sowieso nötigen vorgeschalteten Drosseln zwischen Gleichstromeinspeisung P-N und den als Wechselrichter arbeitenden Leistungstransistorenschaltungen IGBT weigehend gedämpft, so daß die als Nutzbremsung ins Netz zurückgeführte Leistung dieses nicht zusätzlich ver seucht. Die parallel zu den Drosseln angedeuteten Wider stands-Dioden-Kombinationen sind erforderlich, um die ma gnetisch gespeicherte Energie in den Drosseln zu vernich ten, damit hiervon keine Überspannungen die Transi storenanordnung zerstören können. Der Rücklieferungs-Wir kungsgrad liegt, bei Verlusten von 2% in den Leistungs transistorenschaltungen und 1,5% in den Drossel-Dioden-Wi derstands-Kombinationen, immerhin bei 96,5%.The power supply of the two transistors takes place, since only approx. 50 milliwatts per transistor are required, from the 12 V control alternating voltage, which is not disturbed by these low commutation powers. The control alternating voltage receives the 2 V, 120 ° via the combination of resistance R 4 , R 5 of 2 × 27 ohms and trimmer TR of 100 ohms. The parallel to the input winding of the transformer, consisting of diode D 5 and resistor R 6 , arrangement limits voltage peaks from the transformer, approximately to three times the 16 V DC operating voltage of the charging capacitors C 3 , C 4 of 220 MF. This voltage surge cannot occur operationally, only when the device is switched off from the mains. The transistors BC 107 B and BC 177 B have a permissible peak voltage of 50 V. A Zener diode Z 33 is connected in parallel with the emitter-collector paths of the transistors. As a result, only peaks up to 33 V can occur, which is completely safe for the transistors. In contrast to the separate control AC voltage supply for the three so-called ring modulators, the modulator control DC voltage is galvanically connected to all three modulators, at least to the minus line, while the plus line is introduced via a blocking diode. This diode is used twice here, because it is also the diode D 3 in FIG. 1 for the described blocking of reactions of the control alternating current. The transformer outputs are connected via a diode D 6 to the field effect input transistors of the Darling ton combination IGBT. However, since the powerless inputs of the field effect transistors have a capacitance of approximately 10,000 pF, this capacitor must be discharged after the end of the control signal, which is followed by the 10 k-ohm resistor R 7 within 0.1 milliseconds. Since here the signal voltage has only dropped to 33%, the already existing opposite signal voltage from the transformer via the bypass neutralization resistor R 8 of 56 k-ohms is used to achieve a steeper drop in the signal voltage. It is possible to run through the open-close state of the power transistor arrangement IGBT, which is at +7 V or +2 V, within 0.05 milliseconds. This corresponds to an apparent switching frequency of 5 to 10 kHz, so that no radio interference occurs. Deeper, harmonic-generating frequencies are largely attenuated by the upstream chokes between DC supply PN and the power transistor circuits IGBT, which are required anyway, so that the power returned to the network as regenerative braking does not additionally contaminate this. The parallel to the chokes indicated resistance diode combinations are required to destroy the magnetically stored energy in the chokes, so that no surges can destroy the transistor arrangement. The return efficiency is at least 96.5% with losses of 2% in the power transistor circuits and 1.5% in the choke-diode-resistor combinations.

Claims

1. Arrangement for he following in the public three-phase network feedback of direct current available as direct current in an intermediate storage electrical energy from the regenerative braking electronically speed-controlled three-phase motor, characterized in that three bridge circuits each carry a lying in a suitable angle position control alternating current, by one of him Uninfluenced transverse control direct current (Ug) is modulated in such a way that the outgoing control alternating current half-waves are continuously reduced symmetrically with respect to the incoming full half-waves and after amplification and conversion into a square-wave signal are suitable for controlling a three-phase alternator equipped with transistors (FIGS . 1, 4 , 10).

2. Arrangement according to claim 1, characterized in that the bridge circuits consist of two resistors (R 1 , R 2 ) and two diodes (D 1 , D 2 ) ( Fig. 1).

3. Arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the supply of the direct current controlling the alternating current is decoupled by a third diode (D 3 ) so that it is impossible to influence the controlling direct current (I _G ) ( Fig. 1) .

4. Arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that single-stage simple transistor amplifiers (NPN, PNP) are arranged in the diode branches of the bridge circuits ( Fig. 4).

5. Arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that at the output of the transistors, transmitters (Ü) are arranged for galvanic decoupling from the downstream inverter connected to the mains voltage ( Fig. 10).

6. Arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that in the bridge circuits of the control direct current (I _G ) influenced AC half-waves by suitable supersaturation of the amplifier transistors (NPN, PNP) and suitable dimensioning of the transformer transformers (Ü) with respect to their current rise rate (di / dt) at the output of these rectangular control signals are available for the downstream inverter ( Fig. 2, 5, 10).

7. Arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized in that in the bridge circuit to control the alternating currents from a star connection of three small transformers to achieve the required 30 ° -phase shift compared to the line voltage are obtained ( Fig. 1, 4th , 10).

8. Arrangement according to one of claims 1 to 7, characterized in that in the bridge circuit to control the alternating currents in addition to their transformer-determined deviation of 30 ° with respect to the line voltages of the network are adjustable by +/- 5 ° ( Fig. 8 ).

9. Arrangement according to one of claims 1 to 8, characterized in that by adjusting a variable resistance of the (St-W) a suitable voltage ratio of the AC voltage required for the +/- 5 ° to the AC voltage to be actually controlled, the amplitude of which remains unchanged remains, is achieved ( Fig. 7, 8).

10. Arrangement according to one of claims 1 to 9, characterized in that the three star-connected control transformers have a further winding, which are connected to the stabilization of the angular position of the star-operated control transformers in a triangle ( Fig. 9).

11. Arrangement according to one of claims 1 to 10, characterized in that the controlling DC voltage is adjustable bar and by means of decoupled sieve circuits (C 1 , C 2 ) harmonic-free and also changes linearly with the voltage value set in each case depending on possible mains voltage fluctuations ( Fig. 9).

12. Arrangement according to one of claims 1 to 11, characterized in that in the diode branches of the bridge scarf lines in addition Zener diodes (Z 6.2 ) are connected to a suitable voltage in order to avoid excessive modulation angles of the controlled AC current at zero DC voltage ( Fig . 10).

13. Arrangement according to one of claims 1 to 12, characterized in that the controlling DC voltage galvanically connects all three bridge circuits ( Fig. 10).

14. Arrangement according to one of claims 1 to 13, characterized in that by suitable wiring of the transistors (NPN, PNP; BC 107 B, BC 177 B) by means of Zener diodes and the primary transformer winding with resistor-diode combinations (D 5 , R 6 ) voltage peaks that may occur are reduced and thus the dielectric strength of the transistors is not overwhelmed ( FIG. 10).

15. Arrangement according to one of claims 1 to 14, characterized in that arranged in the bridge circuits bleeder resistors (R 9 , R 10 ) make leakage currents of the diodes and / or radiated interference voltages ineffective ( Fig. 10).

16. Arrangement according to one of claims 1 to 15, characterized in that the transmitter outputs discharge resistors (R 7 ) for the input capacities of the Schalttransi storenanordnung inputs (IGBT) and a bypass resistor (R 8 ) to the signal rectifier diode (D 6 ) for the purpose Using the negative signal for safe and fast discharge of the input capacitances of this transistor arrangement after the signal has ended ( FIG. 10).

17. Arrangement according to one of claims 1 to 16, characterized in that between the feeding DC network and each transistor circuit (IGBT) has a damping choke (Dr) in series for three-phase power supply and that a circuit for discharging the magnetic Dros sel energy is provided ( Fig. 10).