DE3834843C2

DE3834843C2 -

Info

Publication number: DE3834843C2
Application number: DE19883834843
Authority: DE
Inventors: Guenter Dipl.-Phys. 3303 Vechelde De Kramer
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1988-10-13
Filing date: 1988-10-13
Publication date: 1992-12-10
Also published as: EP0363947A2; DE3834843A1; EP0363947A3

Description

Die Erfindung betrifft einen Phasenschieber nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, insbesondere für Phasenfolgeempfänger für Navigationszwecke. In Empfängern der Hyperbel-Navigation wird zur Erzielung eines ausreichenden Signal-zu-Rausch-Verhältnisses allgemein ein Korrelationsverfahren angewandt. Dabei wird im Empfänger ein Vergleichssignal erzeugt und mit dem Empfangssignal verglichen. Die Phase des Vergleichssignals wird dann in einem Regelkreis so nachgeführt, daß eine bestimmte Korrelation erreicht und gehalten wird. Die zu verfolgende Signatur des Signals kann die Trägerphase selbst und/oder eine Modulation sein.The invention relates to a phase shifter according to the preamble of Claim 1, especially for phase sequence receivers for Navigation purposes. In hyperbolic navigation receivers is used to achieve a sufficient signal-to-noise ratio generally a correlation process applied. A comparison signal is generated in the receiver generated and compared with the received signal. The phase the comparison signal is then so in a control loop tracked that a certain correlation is reached and is held. The signature of the signal to be tracked can the carrier phase itself and / or a modulation.

Zur Erzeugung des Vergleichssignals sind spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO), mechanisch rotierende Drehfeldsysteme oder auch Einfügungen oder Eliminierungen einzelner Taktimpulse angewandt worden. Die verwendeten Systeme weisen bei der Anwendung alle Nachteile auf, die in einer maximalen oder minimalen Verstellgeschwindigkeit oder in einer unzureichenden Phasenzeit-Auflösung bestehen. Bei der Verwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators ist für die Feststellung der Phasenzeit eine zusätzliche Meßeinrichtung erforderlich.Voltage-controlled are used to generate the comparison signal Oscillators (VCO), mechanically rotating Phase sequence systems or insertions or eliminations single clock pulses have been applied. The used Systems have all disadvantages when used, which in a maximum or minimum adjustment speed or consist of an insufficient phase time resolution. At using a voltage controlled oscillator an additional one for determining the phase time Measuring device required.

Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, einen Phasenschieber für Taktsignale zu erstellen, der eine schnelle und einfache Phasenverschiebung und eine Feststellung der Phasenzeit als Maß der Phasenverschiebung ohne Zusatzmaßnahmen erlaubt.The invention is based on the object to create a phase shifter for clock signals, the one quick and easy phase shift and a finding the phase time as a measure of the phase shift without Additional measures allowed.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Phasenschieber gelöst, der besteht ausThis object is achieved with a phase shifter solved, which consists of

a) a phase splitter, the two from a clock signal u0 or more intermediate clock signals out of phase with each other (u1, u2,...)
b) a combination stage, from which a controllable Linear combination (including = a1 · u1 + a2 · u2 +...) Forms, the control variables (a1, a2,...) of this combination stage as analog variable signals or in digital Representation are fed, and
c) a resonance filter tuned to the clock frequency, that from the output signal (among other things) of the combining stage Filters out the sine signal, the zero crossings of which represent controlled phase-shifted clock.

Bekannt sind an sich Phasenschieber, die die trigonometrische Identität Phase shifters are known per se, which are the trigonometric identity

cos(ωt-ϕ) = cosωt · cosϕ+sinωt · sinϕcos (ωt-ϕ) = cosωt · cosϕ + sinωt · sinϕ

elektrisch nachbilden (s. z. B. US-Pat. 35 17 323).electrically replicate (see e.g. U.S. Pat. No. 3,517,323).

Die Anwendung dieses Prinzips wurde bisher durch zwei Nachteile der bekannten oder naheliegenden Ausführungen erschwert:So far, this principle has been applied by two Disadvantages of the known or obvious designs difficult:

1. Multiplier, the product of two fine levels Form variable signals are complex and up comparatively low frequencies.
2. If you want the frequency of the phase-shifted clock Divide signal by period counting Phase shift ϕ generally not abrupt be changed, otherwise additional zero crossings can arise that falsify the period count.

Die Erfindung beseitigt diese beiden Nachteile durch eine einzige Maßnahme, nämlich die Hinzufügung eines auf die Taktfrequenz abgestimmten Resonanzfilters als Bandpaß am Ausgang des Phasenschiebers.The invention overcomes both of these disadvantages only measure, namely the addition of one to the Clock frequency tuned resonance filter as a bandpass filter on Output of the phase shifter.

Die Kombinierstufe erzeugt eine Linearkombination der Zwischen-Taktsignale. Diese brauchen nun keine Sinus- Signale zu sein, sondern können beliebige periodische Funktionen sein. Die Herausfilterung einer einzigen Fourier-Komponente wirkt in Verbindung mit der Linearität genauso, als wären alle Zwischen-Taktsignale Sinus-Signale. Entsprechend läßt sich die mit einem bestimmten Satz von Steuergrößen (a1, a2, . . .) bewirkte Phasenverschiebung leicht nach den Rechenregeln der Trigonometrie vorhersagen. Bevorzugte Signalform ist natürlich die Rechteckform.The combination stage creates a linear combination of the Intermediate clock signals. These do not need sine Signals to be, but can be any periodic Functions. Filtering out a single one Fourier component works in conjunction with linearity just as if all intermediate clock signals were sine signals. Accordingly, it can be done with a certain set of Control variables (a1, a2,...) Caused phase shift slightly predict according to the calculation rules of trigonometry. The preferred signal form is of course the rectangular form.

Führt man die Steuergrößen (a1, a2, . . .) in Form analog veränderlicher Signale zu, also z. B. a1=cosϕ; a2=sinϕ, so bedeutet dies, daß zur Bildung der Produktterme a1 · u1, a2 · u2, . . . Doppel-Gegentakt-Modulatoren eingesetzt werden können.If you control variables (a1, a2,...) In the form of analog variable Signals too, e.g. B. a1 = cosϕ; a2 = sinϕ, see above this means that to form the product terms a1 · u1, a2 · u2,. . . Double push-pull modulators are used can.

Der Phasenaufspalter kann für Rechteck-Signale aus Verzögerungsstufen bestehen. Liegt der gewünschte Phasenwinkel in digitaler Verschlüsselung vor, so kann auch die Kombinierstufe ganz überwiegend aus logischen Schaltkreisen aufgebaut werden. Beispielsweise kann im Phasenaufspalter eine Reihe vorzugweise gleichmäßig über die Periode verteilter Zwischentakt-Signale erzeugt werden, von denen mit einem sogenannten Multiplexer-Baustein jeweils eines ausgewählt wird. Man kann auch zwei zeitlich benachbarte Zwischen-Taktsignale auswählen und mittels eines Einfachst- Digital/Analog-Wandlers zwischen diesen interpolieren.The phase splitter can be used for square wave signals from delay stages consist. Is the desired phase angle in digital encryption, so can the combination level mostly from logic circuits being constructed. For example, in the phase splitter a number preferably evenly over the period distributed intermediate clock signals are generated, of which one with a so-called multiplexer module is selected. You can also have two adjacent ones Select intermediate clock signals and use a simple Interpolate digital / analog converter between them.

In einer sehr simplen Ausführungsform, die eine Steuerung nur für vier Phasen erlaubt, werden als Steuersignale lediglich die Vorzeichenfunktion sign(cosϕ) und sign(sinϕ) verwendet.In a very simple embodiment, the one controller only allowed for four phases are used as control signals only the sign function sign (cosϕ) and sign (sinϕ) is used.

Die Schwungrad-Wirkung des Resonanzkreises stellt sicher, daß auch bei sprunghafter Änderung der Steuergröße ϕ die Ausgangsphase kontinuierlich in den neuen Wert übergeht. Die Zeitpunkte, zu denen die Phasenschritte ausgeführt werden, brauchen dabei in keiner Weise mit dem Taktsignal synchronisiert zu sein. Führt man zum Beispiel vier Phasenschritte von jeweils einer Viertelperiode in die gleiche Richtung aus, so wird in einem gegebenen (die Schritte umfassenden) Zeitraum das Ausgangssignal einen Nulldurchgang, also gewissermaßen eine Periode mehr (bzw. weniger) aufweisen, als das Eingangssignal des Phasenschiebers. Mit dem erfindungsgemäßen Phasenschieber läßt sich also nicht nur die Phasendifferenz zwischen Ausgangs- und Eingangs- Signal einstellen, sondern eine Reihe von Phasenschritten akkumulieren. Die akkumilierte Phase kann viele Perioden betragen. Der Betrag eines Phasenschritts sollte dabei nicht viel größer als 90° sein, da die Richtung eines 180°- Schritts unbestimmt ist. (Die Schwingungsamplitude des Resonanzfilters ginge durch Null.)The flywheel effect of the resonant circuit ensures that even if the control variable ung changes suddenly Starting phase continuously changes to the new value. The times at which the phase steps are carried out are in no way needed with the clock signal to be synchronized. For example, if you perform four phase steps from one quarter to the same Direction, so in a given (the steps comprehensive) period the output signal has a zero crossing, a period more (or less) have than the input signal of the phase shifter. With the phase shifter according to the invention cannot therefore be used only the phase difference between output and input Adjust signal, but a series of phase steps accumulate. The accumulated phase can last many periods be. The amount of a phase step should be included not be much larger than 90 ° because the direction of a 180 ° - Step is indefinite. (The vibration amplitude of the Resonance filter would go through zero.)

Ein breitbandiger Phasenaufspalter, der in einem weiten Frequenzbereich zwei um 90° phasenverschobene Signale erzeugt, kann aus einer Signalverzweigung gebildet sein, deren einer Zweig einen Serienwiderstand (R1) und einen gegen Masse geschalteten Kondensator (C1) und deren anderer Zweig einen Serienkondensator (C2) und einen gegen Masse geschalteten Widerstand (R2) aufweist, wobei giltA broadband phase splitter that operates in a wide range Frequency range two signals phase-shifted by 90 ° generated, can be formed from a signal branch, one branch of a series resistor (R1) and one capacitor (C1) connected to ground and the others Branch a series capacitor (C2) and one to ground switched resistor (R2), where applies

R1 · C1 = R2 · C2≈1/ω,R1C1 = R2C2≈1 / ω,

und bei dem die Ausgangsignale der Signalverzweigung einer Amplitudenbegrenzung unterzogen werden.and where the output signals of the Signal branching subjected to an amplitude limitation will.

Werden analoge Steuersignale entsprechend cosϕ und sinϕ verwandt, so läßt sich eine Genauigkeit des Phasenschiebers von Bruchteilen eines Grads erzielen. Die typischen Unvollkommenheiten des Phasenaufspalters und der Modulatoren lassen sich dadurch kompensieren, daß korrigierte Steuersignale verwendet werden, die aus den ursprünglichen Steuersignalen durch einstellbare Nullpunktverschiebung, Veränderung der relativen Größe und Kreuzkopplung gewonnen werden, und daß zum Abgleich der Einstellpotentiometer die Steuergröße über eine Periode variiert und dabei die Konstanz der Amplitude des gefilterten Ausgangssignals kontrolliert wird.Are analog control signals corresponding to cosϕ and sinϕ related, so can an accuracy of the phase shifter of fractions of a degree. The typical imperfections of the phase splitter and the modulators can be compensated for by corrected control signals used from the original Control signals through adjustable zero offset, Change in relative size and cross coupling gained and that the adjustment of the potentiometer Tax amount varies over a period and the Constancy of the amplitude of the filtered output signal is checked.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Es zeigt:The invention is based on the following in the drawing illustrated embodiments are explained in more detail. It shows:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines elektronischen Phasenschiebers Fig. 1 is a block diagram of an electronic phase shifter

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Navigationsempfängers mit einem Phasenschieber gemäß Fig. 1 FIG. 2 shows a block diagram of a navigation receiver with a phase shifter according to FIG. 1

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild eines Multiplizierers Fig. 3 is a schematic diagram of a multiplier

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines einfachen Phasenaufspalters für zwei um 90° zueinander phasenverschobenen Signale Fig. 4 shows an embodiment of a simple phase splitter for two signals phase-shifted by 90 ° to each other

Fig. 5 einen Phasenschieber mit einer direkten digitalen Steuerung Fig. 5 shows a phase shifter with a direct digital control

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel für das Prinzip gemäß Fig. 5 mit einer Einfachst-Digital/Analog-Wandlung. Fig. 6 shows an embodiment for the principle of FIG. 5 with a simplest digital / analog conversion.

In Fig. 1 gelangt die Eingangsspannung u₀ auf einen Phasenaufspalter 1, der zwei zueinander phasenverschobene Signale u₁ und u₂ erzeugt. Im bevorzugten Spezialfall ist die Eingangsspannung eine Sinusfunktion sin ωt, so daß die Ausgangssignale des Phasenaufspalters 1 sin ωt und cos ωt sind. Die beiden zueinander phasenverschobenen Signale u₁ und u₂ gelangen auf jeweils einen Multiplizierer 2, 3, an dessen anderem Eingang ein Steuersignal a₁ bzw. a₂ ansteht. Die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer 2, 3 gelangen auf eine Additionsstufe 4, an die sich ein Resonanzfilter 5 anschließt, das auf die Arbeitsfrequenz ω des Taktsignals eingestimmt ist. Im beschriebenen Fall, in dem u₁=cos ωt und u₂=sin ωt sind, gilt vorzugsweise a₁=cos ϕ und a₂=sin ϕ, wobei ϕ die gewünschte Phasenverschiebung darstellt. In Fig. 1, the input voltage u₀ arrives at a phase splitter 1 , which generates two phase-shifted signals u₁ and u₂. In the preferred special case, the input voltage is a sine function sin ωt, so that the output signals of the phase splitter 1 are sin ωt and cos ωt. The two phase-shifted signals u 1 and u 2 each arrive at a multiplier 2, 3 , at the other input of which a control signal a 1 or a 2 is present. The output signals of the two multipliers 2, 3 arrive at an addition stage 4 , which is followed by a resonance filter 5 , which is tuned to the operating frequency ω of the clock signal. In the case described, in which u₁ = cos ωt and u₂ = sin ωt, preferably a₁ = cos ϕ and a₂ = sin ϕ, where ϕ represents the desired phase shift.

Das Resonanzfilter 5 erlaubt die Verwendung von Rechtecksignalen bei der Arbeitsfrequenz ω und die Verwendung eines Doppelgegentakt-Mischers als Multiplizierer, wie unten noch erläutert werden wird. Das Filter sorgt weiterhin dafür, daß evtl. Phasensprünge zeitlich verteilt werden, so daß ein nachgeschalteter Frequenzteiler keine Fehlzählungen ausführt.The resonance filter 5 allows the use of square-wave signals at the operating frequency ω and the use of a double-balanced mixer as a multiplier, as will be explained below. The filter also ensures that any phase jumps are distributed over time, so that a downstream frequency divider does not make any incorrect counts.

Bei dem erfindungsgemäßen Phasenschieber können Phasenschritte bis zu ca. 90° verarbeitet und sehr schnell ausgeführt werden. Eine Phasenzeitauflösung ist in der Größenordnung von Bruchteilen einer Nanosekunde realisierbar, was bei einem Navigationsempfänger einer Entfernungsauflösung von einigen Zentimetern entspricht.In the phase shifter according to the invention, phase steps up to processed to approx. 90 ° and executed very quickly. A Phase time resolution is on the order of fractions realizable in one nanosecond, what with a navigation receiver corresponds to a distance resolution of a few centimeters.

Fig. 2 zeigt einen mikroprozessorgesteuerten Phasenfolgeempfänger. Dessen Funktion beruht darauf, daß ein Referenzsignal u_ref mit einem Meßsignal u_sign korreliert wird, wobei das Referenzsignal der Phase des Meßsignals nachgeführt wird. Das Referenzsignal gelangt auf einen Phasenschieber 6, wie er in Fig. 1 dargestellt ist. Gegebenenfalls nach einer Frequenzteilung im Frequenzteiler 7 gelangt das Referenzsignal u_ref auf eine Korrelationsstufe 8, dessen anderem Eingang das Meßsignal u_sign zugeführt wird. Über einen Tiefpaß 9 und einen Analog/Digital-Wandler 10 gelangt das Korrelationssignal auf einen Mikroprozessor 11, der seinerseits über einen Digital/Analog-Wandler 12 das Maß der Phasenverschiebung in dem Phasenschieber 6 durch Erzeugung geeigneter Steuersignale a₁, a₂, herstellt. Fig. 2 shows a microprocessor controlled phase sequence receiver. Its function is based on the fact that a reference signal u _{ref is} correlated with a measurement signal u _sign , the reference signal tracking the phase of the measurement signal. The reference signal arrives at a phase shifter 6 , as shown in FIG. 1. If necessary after frequency division in the frequency divider 7 , the reference signal u _ref reaches a correlation stage 8 , the other input of which is supplied with the measurement signal u _sign . Via a low-pass filter 9 and an analog / digital converter 10 , the correlation signal reaches a microprocessor 11 , which in turn uses a digital / analog converter 12 to produce the measure of the phase shift in the phase shifter 6 by generating suitable control signals a 1, a 2.

Die für die Navigation interessante Differenz der Empfangszeiten oder -phasen kann dabei durch Mitzählen der Phasenschritte im Mikroprozessor ohne jeden zusätzlichen Aufwand ermittelt werden.The difference in reception times that is interesting for navigation or phases can be counted by counting the phase steps in the Microprocessor can be determined without any additional effort.

Anhand der Darstellung eines Multiplizierers 2 in Fig. 3 soll erläutert werden, daß die Verwendung von Vier-Quadranten-Multiplizierern im vorliegenden Fall nicht erforderlich ist, sondern daß eine einfache und genaue Multiplikation mit Doppel-Gegentakt-Modulatoren verwendbar ist, die nur bezüglich einer Eingangsgröße linear sind. Bei dem dargestellten Modulator ist die Ausgangsgröße Z linear mit der Steuerspannung A, während bezüglich der Trägerspannung B ein nicht linearer Zusammenhang gilt:Based on the representation of the multiplier 2 in Figure 3 will be explained. That the use of four-quadrant multipliers in the present case is not required, but that an easy and accurate multiplication by double balanced modulators is usable only with respect to a Are linear. In the modulator shown, the output variable Z is linear with the control voltage A, while a non-linear relationship applies to the carrier voltage B.

Z = A · f(B).Z = AF (B).

f(B) ist eine antisymmetrische, nicht lineare Funktion, die bei starker Aussteuerung in eine reine Schaltfunktion übergeht, so daßf (B) is an antisymmetric, non-linear function that with a strong modulation in a pure switching function passes over so that

Z = A · sign(B)Z = A · sign (B)

Dadurch wird das Ausgangssignal Z unabhängig von der Amplitude des Träger-Eingangssignals B eine Rechteckfunktion, deren Amplitude jedoch sehr genau proportional zur Steuereingangsspannung A ist. Aus der Rechteckfunktion läßt sich durch ein einfaches Schwingungssieb ein proportionales Sinussignal herausfiltern. Im Gegensatz zu normalen Multiplizierern lassen sich Doppel-Gegentakt-Modulatoren auch für sehr hohe Frequenzen mit hoher Genauigkeit realisieren.This makes the output signal Z independent of the amplitude the carrier input signal B has a rectangular function, however, their amplitude is very precisely proportional to the control input voltage A is. The rectangular function can be used through a simple vibrating screen a proportional one Filter out the sine signal. In contrast to normal multipliers double push-pull modulators can also be used for very high frequencies with high accuracy.

Fig. 4 zeigt einen Phasenaufspalter, der für ein sinusförmiges Eingangssignal zwei zueinander um 90° phasenverschobene Ausgangssignale ermöglicht. FIG. 4 shows a phase splitter which, for a sinusoidal input signal, enables two output signals which are 90 ° out of phase with respect to one another.

Das Problem der Phasenaufspaltung besteht darin, daß sie regelmäßig frequenzabhängig ist. Die frequenzunabhängige Phasenaufspaltung in zwei um 90° verschobene Signale läßt sich nur näherungsweise, z. B. durch Zusammenschaltung mehrerer Allpässe, verwirklichen. Läßt man jedoch eine Frequenzabhängigkeit der Amplituden der Ausgangssignale zu, so läßt sich eine frequenzunabhängige Phasendifferenz mit der Anordnung gemäß Fig. 4 erreichen. Bei der Anordnung, in der in einem Zweig ein RC-Glied R 1, C 1 und in dem andern Zweig ein CR-Glied C 2, R 2 vorhanden ist, ist die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen X und Y stets 90° unabhängig von der Eingangsfrequenz ω. Amplitudengleichheit herrscht jedoch nur für den Fall ω=1/RC. Die Amplitudenabhängigkeit kann aber durch eine Begrenzung eliminiert werden, wie sie bei der Verwendung des anhand der Fig. 3 beschriebenen Doppel-Gegentakt-Modulators verwirklicht wird.The problem with phase splitting is that it is regularly frequency dependent. The frequency-independent phase splitting into two signals shifted by 90 ° can only be approximated, e.g. B. by interconnecting several all-passports. However, if a frequency dependence of the amplitudes of the output signals is allowed, a frequency-independent phase difference can be achieved with the arrangement according to FIG. 4. In the arrangement in which an RC element R 1 , C 1 is present in one branch and a CR element C 2 , R 2 is present in the other branch, the phase difference between the output signals X and Y is always 90 ° independent of that Input frequency ω. However, the amplitude is only the same for the case ω = 1 / RC. The amplitude dependence can, however, be eliminated by a limitation, as is realized when using the double push-pull modulator described with reference to FIG. 3.

Die Steuerspannung a1 und a2, wie sie in Fig. 1 erläutert worden sind, können in der Form sinϕ und cosϕ mittels eines Sinus-Cosinus-Potentiometers (s. z. B. DE 29 45 266 C2) durch Drehung eines einzigen Einstellknopfes erzeugt werden. Liegt die Steuergröße ϕ digital vor, so lassen sich die Steuerspannungen mittels spezieller Digital/Sinus- Cosinus-Wandler (s. z. B. DE 34 00 061 A1) erzeugen.The control voltage a1 and a2, as explained in FIG. 1, can be generated in the form of sinϕ and cosϕ by means of a sine-cosine potentiometer (see, for example, DE 29 45 266 C2) by turning a single adjusting knob. If the control variable ϕ is digital, the control voltages can be generated using special digital / sine-cosine converters (see, for example, DE 34 00 061 A1).

Eine andere Möglichkeit, die Steuersignale a1 und a2 zu erzeugen, besteht darin, aus einer abgespeicherten Tabelle für einen digital vorliegenden Winkel ϕ die digitalen Darstellungen von sinϕ und cosϕ zu entnehmen und mittels zweier D/A-Wandler in analoge Steuerspannungen umzusetzen.Another way to control signals a1 and a2 generate, consists of a saved table for a digital angle ϕ the digital ones Representations of sinϕ and cosϕ can be taken and by means of convert two D / A converters into analog control voltages.

Eventuelle Ungenauigkeiten der Modulatoren und des Phasenaufspalters können durch die Steuerspannungen korrigiert werden.Possible inaccuracies of the modulators and the phase splitter can be corrected by the control voltages will.

Wenn ϕ die Steuergröße sein soll, läßt sich die wirkliche Phasendrehung alsIf ϕ is to be the tax variable, the real one can be Phase shift as

ϕ′ = ϕ+Δϕ(ϕ)ϕ ′ = ϕ + Δϕ (ϕ)

darstellen.represent.

Der Fehler Δϕ ist als periodische Funktion von darstellbar:The error Δϕ can be represented as a periodic function of:

Δϕ = ϕA+ϕB sinϕ+ϕC cosϕ+ϕD sin2ϕ+ϕE cos2ϕ+ . . .Δϕ = ϕA + ϕB sinϕ + ϕC cosϕ + ϕD sin2ϕ + ϕE cos2ϕ +. . .

Die einzelnen Komponenten ϕA . . . ϕE lassen sich durch einige Einstellpotentiometer zur Nullpunktverschiebung (ϕB, ϕC), zur proportionalen Veränderung der relativen Größe (ϕD) und zur Kreuzkopplung (ϕA, ϕE) der Steuerspannung zu Null machen. Dabei sind - außer für ϕA - keine Phasenmessungen erforderlich. Abgleichskriterium ist, daß die Amplitude des gefilterten Ausgangsmaterials unabhängig vom Steuerwinkel ϕ ist. Dazu läßt man ϕ gleichmäßig variieren und stellt die Ausgangsspannung auf einem Oszilloskop dar, dessen Ablenkung mit ϕ synchronisiert ist. Die Wirkung der einzelnen Einstellpotentiometer ist dann unmittelbar ersichtlich.The individual components ϕA. . . ϕE let through some potentiometers for zero point shift (ϕB, ϕC), for the proportional change of the relative Size (ϕD) and for cross coupling (ϕA, ϕE) of the control voltage make zero. Here - except for ϕA - no phase measurements required. Matching criterion is that the amplitude of the filtered starting material is independent of the steering angle is ϕ. To do this, leave läßt even vary and puts the output voltage on one Oscilloscope, whose deflection synchronizes with ϕ is. The effect of the individual potentiometers is then immediately apparent.

Fig. 5 zeigt eine Ausführungform des erfindungsgemäßen Phasenschiebers mit einer direkten digitalen Steuerung. Die hinter dem Phasenaufspalter 1 stehenden Eingangsspannungen sinωt und cosωt gelangen auf multiplizierende D/A-Wandler 2′, 3′, denen die digitalen Werte für cosϕ und sinϕ direkt zugeführt werden. Am Ausgang der Additionsstufe 4 steht dann das gewünschte Signal sin (ωt + ϕ) an. Fig. 5 shows an embodiment of the phase shifter according to the invention with a direct digital control. The input voltages behind the phase splitter 1 sinωt and cosωt arrive at multiplying D / A converters 2 ', 3 ', to which the digital values for cosϕ and sinϕ are fed directly. The desired signal sin (ωt + ϕ) is then present at the output of the addition stage 4 .

Eine einfache Variante des in Fig. 5 dargestellten Prinzips ist in Fig. 6 gezeigt. Das digitale Eingangssignal sin ωt wird in einer Verzögerungsschaltung 13 um 90° verzögert und gelangt auf auf eine Multiplikationsstufe 2′′. Das unverzögerte digitale Signal gelangt auf die zweite Multiplikationsstufe 3″. Den jeweils anderen Eingängen der beiden Multiplikationsstufen 2″, 3″ werden die Vorzeichenfunktionen sign(cos ϕ) und sign(sin ϕ) zugeführt. Auf diese Weise lassen sich insgesamt vier Phasen in einfacher Weise mit geringstem Schaltungsaufwand einstellen. Die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer 2″ und 3″ gelangen über Widerstände an einen Summationspunkt, der den Addierer 4 bildet. Nachgeschaltet ist ein einfaches Resonanzfilter 5.A simple variant of the principle shown in FIG. 5 is shown in FIG. 6. The digital input signal sin ωt is delayed by 90 ° in a delay circuit 13 and reaches a multiplication level 2 '' . The undelayed digital signal reaches the second multiplication stage 3 ″ . The sign functions cos (ϕ) and sign (sin ϕ) are fed to the other inputs of the two multiplication stages 2 ″ , 3 ″ . In this way, a total of four phases can be set in a simple manner with the least amount of circuitry. The output signals of the two multipliers 2 ″ and 3 ″ reach a summation point, which forms the adder 4 , via resistors. A simple resonance filter 5 is connected downstream .

Claims

1. Phase shifter for high-frequency signals, in particular clock signals, consisting of

a) a phase splitter which generates two or more intermediate clock signals (u1, u2,...) which are phase-shifted with respect to one another from a clock signal u0, and
b) a combining stage, which forms a controllable linear combination (including = a1u1 + a2u2 +...), the control variables (a1, a2,...) being fed to this combining stage as analog variable signals or in digital representation will,

characterized by a resonance filter tuned to the clock frequency ω, which filters out a sine signal from the output signal (among other things) of the combining stage, the zero crossings of which represent the controlled phase-shifted clock.

2. phase shifter according to claim 1, in which Phase splitter as two intermediate clock signals out of phase with each other by a quarter period periodic signals (u1, u2) are formed and the Control variables (a1, a2) the conditions a1 = cosϕ; a2 = sinϕ are sufficient, where ϕ is the desired one Represented phase shift.

3. phase shifter according to claim 2, in which to form the Product terms in the combination stage double-push-pull Modulators are used.

4. Phase shifter according to claim 1, wherein the phase splitter is formed from a signal branch, one branch of a series resistor (R1) and one capacitor connected to ground (C1) and their other branch a series capacitor (C2) and one resistance (R2) connected to ground, where applies R1 · C1 = R2 · C2≈1 / ω and where the Output signals of the signal branching one Be subjected to amplitude limitation.

5. phase shifter according to claim 2, in which as control variables (a1, a2) sign (cosϕ) and sign (sinϕ) are used will.

6. phase shifter according to claim 2, in which for adjustment corrected control signals used by the phase shifter be made by the original control signals adjustable zero offset, change of relative size and cross coupling are obtained, and where to adjust the potentiometer Tax variables vary over a period and the Constancy of the amplitude of the filtered output signal is checked.