DE3808432C1

DE3808432C1 - Adjustable push-pull DC/DC converter

Info

Publication number: DE3808432C1
Application number: DE19883808432
Authority: DE
Inventors: Siegfried Ing.(Grad.) 7154 Althuette De Lechler
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1988-03-14
Filing date: 1988-03-14
Publication date: 1989-05-03

Abstract

DC/DC converters are known which have four controllable semiconductor switches in a bridge circuit. The new arrangement is intended to be suitable for operation at high supply voltages and at the same time to have a low power loss. The push-pull DC/DC converter has an inductive input and four semiconductor switches in a bridge circuit, one of whose diagonals contains the transformer and the other the input voltage source. The storage inductance consists of magnetically coupled inductors which release the stored energy to the transformer. The output voltage is continuous. The DC/DC converter according to the invention can, in particular, be used for operation at high supply voltages.

Description

Die Erfindung betrifft Gegentaktgleichspannungswandler nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to push-pull DC-DC converter according to Preamble of claim 1.

Für regelbare Gleichspannungswandler zum Betrieb an hohen Versorgungsspannungen werden wegen der geringen Spannungsbelastung der Halbleiterschalter Brückenwandler eingesetzt. Zur Erzielung eines niedrigen Eingangsbrummes ist ein induktiver Eingang vorgesehen. Man erwartet außerdem von einem Wandler, daß er einen kontinuierlichen Ausgangsstrom aufweist.For adjustable DC voltage converters for operation at high Supply voltages are due to the low voltage load on the Semiconductor switch bridge converter used. To achieve a low input hum, an inductive input is provided. Man also expects a converter to be a continuous one Output current has.

Aus der DE-OS 29 02 251 ist es bekannt die Speicherinduktivität zwischen Eingangsspannungsquelle und einem Paar Halbleiterschalter der Brückenschaltung aus zwei magnetisch gekoppelten Speicherdrosseln aufzubauen. Die Primärwicklung eines Transformators mit einer Mittenanzapfung zu versehen ist aus der DE-OS 29 02 251 ebenfalls bekannt.DE-OS 29 02 251 discloses the memory inductance between input voltage source and a pair of semiconductor switches Bridge circuit consisting of two magnetically coupled storage chokes build up. The primary winding of a transformer with a Center tap is also provided in DE-OS 29 02 251 known.

Ein Gegentaktgleichspannungswandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, 3 oder 4 ist aus der DE-PS 30 20 745 bekannt. Dort wird ein Gleichspannungswandler mit vier ansteuerbaren Halbleiterschaltern in Brückenschaltung beschrieben, bei dem die in der Speicherdrossel gespeicherte Energie an die Eingangsgleichspannungsquelle zurückgegeben oder an den Ausgangskreis des Gleichspannungswandlers abgegeben wird.A push-pull DC-DC converter according to the preamble of Claim 1, 3 or 4 is known from DE-PS 30 20 745. There becomes a DC-DC converter with four controllable Semiconductor switches in bridge circuit described, in which the in the Storage choke stored energy to the input DC voltage source returned or to the output circuit of the DC-DC converter is delivered.

Der Erfindung liegt ausgehend vom Stand der Technik nach der DE-PS 30 20 745 die Aufgabe zugrunde einen regelbaren Gegentaktgleichspannungswandler zum Betrieb an hohen Versorgungsspannungen anzugeben, der bei einfachem Aufbau eine geringe Verlustleistung aufweist. The invention is based on the prior art DE-PS 30 20 745 the task based on an adjustable Push-pull DC voltage converter for operation at high Specify supply voltages, which is simple with a simple structure Has power loss.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 oder 3 oder 4 gelöst.This task is characterized by the characteristics of the Claim 1 or 3 or 4 solved.

Der Ausgangsstrom des erfindungsgemäßen Gegentaktgleichspannungswandlers ist kontinuierlich und weist keine großen Sprünge auf. Der Aufwand an Siebmitteln auf der Sekundärseite ist daher gering. Der Wandler ist für hohe Eingangsspannungen geeignet, da beim erfindungsgemäßen Wandler immer zwei Halbleiterschalter offen sind, die Spannungsleistung der Schalter also gering ist. Die Verlustleistung des Wandlers ist gering, da die in den Speicherdrosseln gespeicherte Energie an den Transformator des Gleichspannungswandlers abgegeben wird. Der Bauelementeaufwand ist gering.The output current of the push-pull DC / DC converter according to the invention is continuous and has no large jumps. The The amount of sieving means on the secondary side is therefore low. The Converter is suitable for high input voltages because transducer according to the invention always two semiconductor switches are open, the Voltage output of the switch is therefore low. The power loss of the Converter is low because of the energy stored in the storage chokes is delivered to the transformer of the DC-DC converter. The Component effort is low.

Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung erläutert. Dabei zeigt:Exemplary embodiments of the invention are shown in the drawings explained. It shows:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Gegentaktgleichspannungswandlers mit Mittenanzapfung der Primärwicklung des Transformators nach Anspruch 1, Fig. 1 is a schematic diagram of a push-pull DC-DC converter according to the invention with a center tap of the primary winding of the transformer according to claim 1,

Fig. 2 das Steuerschema der Halbleiterschalter und ein Strom-Zeit-Diagramm eines Gegentaktgleichspannungswandlers nach Anspruch 1, Fig. 2 shows the control scheme of the semiconductor switch and a current-time diagram of a push-pull DC-DC converter according to claim 1,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild eines weiteren Gegentaktgleichspannungswandlers nach Anspruch 1, Fig. 3 is a schematic diagram of a further push-pull DC-DC converter according to claim 1,

Fig. 4 ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Gegentaktgleichspannungswandlers nach Anspruch 3, Fig. 4 is a schematic diagram of the push-pull DC-DC converter according to the invention according to claim 3,

Fig. 5 das Steuerschema des Gleichspannungswandlers nach Anspruch 3, Fig. 5, the control scheme of the DC-DC converter according to claim 3,

Fig. 6 ein Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Gegentaktgleichspannungswandlers nach Anspruch 4, Fig. 6 is a schematic diagram of the push-pull DC-DC converter according to the invention of claim 4,

Fig. 7 das Steuerschema des Gleichspannungswandlers nach Anspruch 4. Fig. 7, the control scheme of the DC-DC converter according to claim 4.

In Fig. 1 ist ein Prinzipschaltbild eines Gegentaktgleichspannungswandlers nach Anspruch 1 abgebildet. Fig. 2 zeigt ein zugehöriges Steuerschema und den zeitlichen Stromverlauf des Stromes I _L zur Eingangsspannungsquelle UE. Das Prinzipschaltbild zeigt einen Wandler mit Transformator T. Im Sekundärkreis befindet sich eine Last R. Der Sekundärkreis übernimmt auch Aufgaben der Gleichrichtung und Glättung der Ausgangsspannung U _a. Der Primärkreis weist vier Halbleiterschalter S 1, S 2, S 3, S 4 in Brückenschaltung auf. Die Halbleiterschalter S 1, S 2, S 3, S 4 sind hier npn-Transistoren. Die Schalter S 1 und S 4 werden von einer Steuereinheit SE mit einem festen Takt gesteuert. Die Schalter S 2 und S 3 werden von der Steuereinheit SE pulsbreitengesteuert. Die Steuereinheit SE erzeugt beispielsweise in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U _e, der Ausgangsspannung U _a und/oder dem Eingangsstrom I _L mittels eines Taktgenerators und eines Pulsbreitenmodulators Steuersignale. In der einen Diagonalen der Brücke zwischen den Schaltern S 2 und S 3 bzw. S 1 und S 4 liegt eine Primärwicklung T 1 des Transformators T, in der anderen Diagonale eine Eingangsspannungsquelle UE. Die Primärwicklung T 1 des Transformators T weist eine Mittenanzapfung auf. Zwischen der Eingangsspannungsquelle UE und den Schaltern S 4 und S 2, die am höheren Potential der Eingangsspannungsquelle UE liegen befindet sich eine Speicherdrossel L 1. Sie ist mit einer gleichsinnig gewickelten Speicherdrossel L 2 magnetisch gekoppelt. Die Induktivität der Speicherdrossel L 1 beträgt L _S und die der Speicherdrossel L 2 beträgt , n natürliche Zahl.In Fig. 1 a schematic diagram is shown of a push-pull DC-DC converter according to claim 1. Fig. 2 an associated control scheme and the time current curve shows the current I _L to the input voltage source UE. The basic circuit diagram shows a converter with transformer T. There is a load R in the secondary circuit . The secondary circuit also takes on tasks of rectifying and smoothing the output voltage U _a . The primary circuit has four semiconductor switches S 1 , S 2 , S 3 , S 4 in a bridge circuit. The semiconductor switches S 1 , S 2 , S 3 , S 4 are npn transistors here. The switches S 1 and S 4 are controlled by a control unit SE with a fixed clock. The switches S 2 and S 3 are pulse width controlled by the control unit SE . The control unit SE generates control signals as a function of the input voltage U _e , the output voltage U _a and / or the input current I _L by means of a clock generator and a pulse width modulator. In one diagonal of the bridge between the switches S 2 and S 3 or S 1 and S 4 there is a primary winding T 1 of the transformer T , in the other diagonal there is an input voltage source UE . The primary winding T 1 of the transformer T has a center tap. A storage inductor L 1 is located between the input voltage source UE and the switches S 4 and S 2 which are at the higher potential of the input voltage source UE . It is magnetically coupled to a storage choke L 2 wound in the same direction. The inductance of the storage inductor L 1 is L _S and that of the storage inductor L 2 is n natural number.

Die Speicherdrossel L 2 ist auf der einen Seite mit dem niedrigen Potential der Eingangsspannungsquelle UE verbunden. Auf der anderen Seite ist sie über eine Diode D 1 mit der Mittenanzapfung der Primärwicklung T 1 des Transformators T derart verbunden, daß die Speicherdrossel L 2 die in ihr gespeicherte Energie abgibt, wenn kein Strom durch die Speicherdrossel L 1 fließt. Außerdem ist die Speicherdrossel L 2 über die Diode D 2 mit der Eingangsspannungsquelle UE verbunden, um Spannungsspitzen, die an der Speicherdrossel L 2 entstehen, ableiten zu können. Die Diode D 2 ist so gepolt, daß kein Strom von der Eingangsspannungsquelle UE zur Speicherdrossel L 2 fließen kann. The storage inductor L 2 is connected on the one hand to the low potential of the input voltage source UE . On the other hand, it is connected via a diode D 1 to the center tap of the primary winding T 1 of the transformer T such that the storage inductor L 2 releases the energy stored in it when no current flows through the storage inductor L 1 . In addition, the storage inductor L 2 is connected to the input voltage source UE via the diode D 2 in order to be able to derive voltage peaks which arise at the storage inductor L 2 . The diode D 2 is polarized so that no current can flow from the input voltage source UE to the storage inductor L 2 .

Wie Fig. 2 zeigt läßt sich der Steuerzyklus des Wandlers in vier Phasen einteilen. Man kann die Phasen 1 und 3 als Ladephasen und die Phasen 2 und 4 als Entladephasen bezeichnen. Während Phase 1 sind die Schalter S 1 und S 2 geschlossen. Die Speicherdrosseln L 1 und L 2 und der Transformator werden geladen. Es fließt ein Ladestrom I _LS von der Eingangsspannungsquelle UE über die Speicherdrossel L 1 und dem Schalter S 2 zur Primärwicklung T 1 des Transformators T und von dort über den Schalter S 1 zurück zur Eingangsspannungsquelle UE. Die an der Speicherdrossel L 2 entstehende Spannung ist um den Faktor n kleiner als die an der Speicherdrossel L 1 entstehende Spannung. Während der Entladephase 2 ist nun der Schalter S 1 geschlossen und der Entladestrom I _EL fließt von der Speicherdrossel L 2 über die Diode D 1 zur Mittenanzapfung der Primärwicklung T 1 und über den Schalter S 1 zur Eingangsspannungsquelle UE. Die Speicherdrossel L 2 wird entladen. Am Transformator T wird die an der Primärwicklung T 1 entstehende Spannung um den Faktor y hochstransformiert. Da man erreichen will, daß die Ausgangsspannung U _a möglichst konstant ist, ist es sinnvoll den Faktor y = 1/n zu wählen und die Primärwicklung T 1 des Transformators T symmetrisch zu teilen. Es ergibt sich n = 2. Ein Gegentaktgleichspannungswandler mit unsymmetrischer Anzapfung der Primärwicklung T 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Während den Phasen 1 und 2 fließt der Strom in der gleichen Richtung durch die Primärwicklung T 1.As shown in FIG. 2, the control cycle of the converter can be divided into four phases. Phases 1 and 3 can be described as charging phases and phases 2 and 4 as discharging phases. During phase 1, switches S 1 and S 2 are closed. The storage chokes L 1 and L 2 and the transformer are loaded. A charging current I _{LS flows} from the input voltage source UE via the storage inductor L 1 and the switch S 2 to the primary winding T 1 of the transformer T and from there via the switch S 1 back to the input voltage source UE . The voltage that arises at the storage inductor L 2 is smaller by a factor n than the voltage that arises at the storage inductor L 1 . During the discharge phase 2, the switch S 1 is now closed and the discharge current I _EL flows from the storage inductor L 2 via the diode D 1 to the center tap of the primary winding T 1 and via the switch S 1 to the input voltage source UE . The storage choke L 2 is discharged. At the transformer T , the voltage generated at the primary winding T 1 is transformed up by the factor y . Since one wants to ensure that the output voltage U _{a is} as constant as possible, it makes sense to choose the factor y = 1 / n and to divide the primary winding T 1 of the transformer T symmetrically. The result is n = 2. A push-pull DC / DC converter with asymmetrical tapping of the primary winding T 1 is shown in FIG. 3. During phases 1 and 2, the current flows through the primary winding T 1 in the same direction.

Während Phase 3 sind die Schalter S 3 und S 4 geschlossen, der Ladestrom I _LS fließt nun verglichen mit Phase 1 in entgegengesetzter Richtung durch die Primärwicklung T 1 des Transformators T. Phase 4 entspricht Phase 2, jedoch ist der Schalter S 3 geschlossen und der Entladestrom I _EL fließt in der gleichen Richtung durch die Primärwicklung T 1 wie in Phase 3. Der zeitliche Verlauf des Stromes I _L an der einen Seite der Eingangsspannungsquelle UE, die nicht mit der Speicherdrossel L 1 direkt verbunden ist, in Fig. 2 dargestellt. Während Phase 1 und 3 steigt der Strom I _L an und entspricht dem Ladestrom I _LS, während Phase 2 und 4 sinkt der Strom I _L und entspricht dem Entladestrom I _EL. Die Zeitspanne der Phasen 1 und 3 beträgt t₁, die der Phasen 2 und 4 t₂. Eine Periode T des zeitlichen Stromverlaufs, setzt sich aus t₁ und t₂ zusammen, es gilt T : =t₁ + t₂.During phase 3, the switches S 3 and S 4 are closed, the charging current I _LS now flows through the primary winding T 1 of the transformer T in the opposite direction compared to phase 1. Phase 4 corresponds to phase 2, but the switch S 3 is closed and the discharge current I _EL flows in the same direction through the primary winding T 1 as in phase 3. The time course of the current I _L on one side of the input voltage source UE is not is directly connected to the storage inductor L 1 , shown in Fig. 2. During phases 1 and 3, the current I _{L increases} and corresponds to the charging current I _LS , during phases 2 and 4, the current I _L decreases and corresponds to the discharge current I _EL . The time span of phases 1 and 3 is t ₁, that of phases 2 and 4 t ₂. A period T of the current flow over time is composed of t ₁ and t ₂, the following applies: T : = t ₁ + t ₂.

Mit der vorliegenden Schaltung ergibt sich für die Ausgangsspannung U _a With the present circuit, the output voltage U _a

wobei ü das Übersetzungsverhältnis des Transformators T ist, und U _e die Eingangsspannung.
Mit n · y = 1
und n = 2where ü is the transformation ratio of the transformer T , and U _{e is} the input voltage.
N · y = 1
and n = 2

In Fig. 1 ist ein Gegentaktgleichspannungswandler mit symmetrischer Mittenanzapfung der Primärwicklung T 1 des Transformators T dargestellt. Fig. 3 zeigt einen Wandler mit asymmetrischer Anzapfung der Primärwicklung. Im Wesentlichen entspricht die Schaltung der aus Fig. 1. Neben den Speicherdrosseln L 1 und L 2 weist der Wandler eine dritte Speicherdrossel L 3 auf. Die Speicherdrossel L 1 ist mit den gleichsinnig gewickelten Speicherdrosseln L 2 und L 3 magnetisch verkoppelt. Das Wicklungsverhältnis der Speicherdrosseln L 2 und L 3 entspricht dem Wicklungsverhältnis der durch die Anzapfung entstehenden primärseitigen Gegentaktwicklungen des Transformators T. Je eine der Speicherdrosseln L 2, L 3 bildet über die Diode D 1 mit einer der Gegentaktwicklungen und einem Halbleiterschalter S 1, S 3 einen geschlossenen Stromkreis. Dabei ist die Zuordnung Speicherdrossel - Gegentaktwicklung so durchgeführt, daß die Ausgangsspannung U _a möglichst konstant ist, d. h. die Speicherdrossel mit der kleineren Wikclungszahl wird der Gegentaktwicklung mit der kleineren Wicklungszahl zugeordnet. Damit nicht durch beide Speicherdrosseln L 2, L 3 gleichzeitig ein Strom fließen kann, sind die Dioden D 3 und D 4 vorgesehen. Der Steuerzyklus des Wandlers gemäß Fig. 3 entspricht dem des Wandlers gemäß Fig. 1, ist also ebenfalls in Fig. 2 dargestellt. Während Phase 1 und 3 werden die Speicherdrosseln L 1, L 2 und L 3 geladen. Während Phase 2 entlädt sich die Speicherdrossel L 2 über den Schalter S 1 an den Transformator T. Während Phase 4 entlädt sich die Speicherdrossel L 3 über den Schalter S 3 an den Transformator T. Mit der dargestellten Schaltung wird trotz unsymmetrischer Anzapfung der Primärwicklung des Transformators eine Ausgangsspannung ohne Sprünge erreicht.In Fig. 1, a push-pull DC-DC converter having a symmetrical center tap of the primary winding of the transformer T is shown T 1. Fig. 3 shows a converter with asymmetrical tapping of the primary winding. The circuit essentially corresponds to that of FIG. 1. In addition to the storage chokes L 1 and L 2 , the converter has a third storage choke L 3 . The storage choke L 1 is magnetically coupled to the storage chokes L 2 and L 3 wound in the same direction. The winding ratio of the storage chokes L 2 and L 3 corresponds to the winding ratio of the primary-side push-pull windings of the transformer T resulting from the tapping. One of the storage chokes L 2 , L 3 forms a closed circuit via the diode D 1 with one of the push-pull windings and a semiconductor switch S 1 , S 3 . The assignment of the storage choke to the push-pull winding is carried out in such a way that the output voltage U _{a is} as constant as possible, ie the storage choke with the smaller number of windings is assigned to the push-pull winding with the smaller number of windings. The diodes D 3 and D 4 are provided so that a current cannot flow through both storage chokes L 2 , L 3 at the same time. The control cycle of the converter according to FIG. 3 corresponds to that of the converter according to FIG. 1, so it is also shown in FIG. 2. During phases 1 and 3, the storage chokes L 1 , L 2 and L 3 are loaded. During phase 2, the storage inductor L 2 is discharged via the switch S 1 to the transformer T. During phase 4, the storage inductor L 3 discharges via the switch S 3 to the transformer T. With the circuit shown, an output voltage without jumps is achieved despite asymmetrical tapping of the primary winding of the transformer.

Läßt sich im Ausgangstransformator wegen kritischer Wicklungssituation eine Mittenanzapfung nicht realisieren, so kann diese umgangen werden, indem man eine Gegentaktwicklung auf der Speicherdrossel vorsieht. Eine Anordnung, die dies berücksichtigt ist in Fig. 4 abgebildet.If a center tap cannot be implemented in the output transformer due to a critical winding situation, this can be avoided by providing a push-pull winding on the storage choke. An arrangement that takes this into account is shown in FIG. 4.

Der Wandler weist wieder vier Halbleiterschalter S 1′, S 2′, S 3′, S 4′ in Brückenschaltung auf, die von einer Steuereinheit SE′ gesteuert werden. In Fig. 4 sind npn-Transistoren als Schalter S 1′, S 2′, S 3′, S 4′ eingesetzt. Auf der einen Diagonalen, zwischen den Schaltern S 2′ und S 4′ bzw. S 1′ und S 3′, liegt eine Eingangsspannungsquelle UE′, auf der anderen Diagonalen eine Primärwicklung T 1′ eines Transformators T′. Im Sekundärkreis des Transformators T′ befindet sich eine Last R′. Der Sekundärkreis weist Mittel zum Gleichrichten und zum Glätten der Ausgangsspannung U _a′ auf. Zwischen der Eingangsspannungsquelle UE′ und den Schaltern S 2′ und S 4′, die am hohen Potential der Eingangsspannungsquelle UE′ liegen, befindet sich eine Speicherdrossel L 1′. Sie ist mit zwei zur Speicherdrossel L 1′ gleichsinnig gewickelten Speicherdrosseln L 21 und L 22 magnetisch gekoppelt. Die Speicherdrosseln L 21 und L 22 haben die gleiche Induktivität. Das Übersetzungsverhältnis n′ der Speicherdrossel L 21 bzw. L 22 kann beliebig gewählt werden. Da man eine möglichst konstante Ausgangsspannung U _a′ anstrebt, wird n′ = 1 gewählt. Die eine Speicherdrossel L 21 ist an einer Seite über eine Diode D 1′ mit der Primärwicklung T 1′ des Transformators T′ verbunden und an der anderen Seite mit dem Emitter des Schalters S 1′. Die zweite Speicherdrossel L 22 ist an einer Seite über eine Diode D 2′ mit der Primärwicklung T 1′ des Transformators T′ verbunden und an der anderen Seite mit dem Kollektor des Schalters S 4′. Die Dioden D 1′, D 2′ sind derart gepolt, daß sich die Speicherdrosseln L 21, L 22 entladen können, wenn durch die Speicherdrossel L 1′ kein Strom fließt.The converter again has four semiconductor switches S 1 ' , S 2' , S 3 ' , S 4' in a bridge circuit, which are controlled by a control unit SE ' . In Fig. 4 npn transistors are used as switches S 1 ' , S 2' , S 3 ' , S 4' . On one diagonal, between the switches S 2 ' and S 4' or S 1 ' and S 3' , there is an input voltage source UE ' , on the other diagonal a primary winding T 1' of a transformer T ' . In the secondary circuit of the transformer T ' there is a load R' . The secondary circuit has means for rectifying and smoothing the output voltage U _a '. Between the input voltage source UE ' and the switches S 2' and S 4 ' , which are at the high potential of the input voltage source UE' , there is a storage inductor L 1 ' . It is magnetically coupled to two for the storage inductor L 1 'wound in the same direction to inductors L 21 and L 22nd The storage chokes L 21 and L 22 have the same inductance. The gear ratio n 'of the storage choke L 21 or L 22 can be chosen as desired. Since one strives for a constant output voltage U _a ', n' = 1 is chosen. The one storage choke L 21 is connected on one side via a diode D 1 ' to the primary winding T 1' of the transformer T ' and on the other side to the emitter of the switch S 1' . The second storage inductor L 22 is connected on one side via a diode D 2 ' to the primary winding T 1' of the transformer T ' and on the other side to the collector of the switch S 4' . The diodes D 1 ' , D 2' are polarized such that the storage chokes L 21 , L 22 can discharge if no current flows through the storage choke L 1 ' .

In Fig. 5 ist ein Steuerschema der Schalttransistoren des oben beschriebenen Wandlers dargestellt. Es sind vier Phasen vorgesehen. Während Phase 1 sind die Schalter S 1′ und S 2′ geschlossen. Ein Ladestrom I _L fließt von der Eingangsspannungsquelle UE′ durch die Speicherdrossel L 1′ über den Schalter S 2′ zur Primärwicklung T 1′ des Transformators T′ und über den Schalter S 1′ zur Eingangsspannungsquelle UE′. Während dieser Phase werden die Speicherdrosseln L 21 und L 22 geladen. Nach der Zeitspanne t₁ beginnt die zweite Phase. Schalter S 2′ wird geöffnet, Schalter S 1′ bleibt geschlossen.In Fig. 5 a control scheme of the switching transistors is shown of the transducer described above. There are four phases. During phase 1, the switches S 1 ' and S 2' are closed. A charging current I _L flows from the input voltage source UE ' through the storage inductor L 1' via the switch S 2 ' to the primary winding T 1' of the transformer T ' and via the switch S 1' to the input voltage source UE ' . During this phase, the storage chokes L 21 and L 22 are loaded. After the period t ₁ the second phase begins. Switch S 2 ' is opened, switch S 1' remains closed.

Während der Zeitspanne t₂ fließt ein Entladestrom I _EL von der Speicherdrossel L 21 über die Diode D 1′ und den Schalter S 1′ durch die Primärwicklung T 1′ zur Speicherdrossel L 21. Die Stromrichtung durch die Primärwicklung T 1 des Transformators T ist während der Phasen 1 und 2 also für die Zeit T, wobei T : = t₁ + t₂, gleich. Während der Phase 3 sind die Schalter S 3′ und S 4′ geschlossen, während der Phase 4 der Schalter S 4′. Die Stromrichtung durch den Transformator ist dabei entgegengesetzt zu der in Phase 1 und 2. Während Phase 4 wird die Speicherdrossel L 22 über die Diode D 2′ und den Schalter S 4 entladen. Für die Ausgangsspannung U _a′ ergibt sich hier:During the period t ₂, a discharge current I _{EL flows} from the storage inductor L 21 via the diode D 1 ' and the switch S 1' through the primary winding T 1 ' to the storage inductor L 21 . The direction of current through the primary winding T 1 of the transformer T is thus during phases 1 and 2 for the time T , where T : = t ₁ + t ₂, the same. During phase 3 the switches S 3 ' and S 4' are closed, during phase 4 the switch S 4 ' . The current direction through the transformer is opposite to that in phases 1 and 2. During phase 4, the storage inductor L 22 is discharged via the diode D 2 ' and the switch S 4 . For the output voltage U _a ′, the following results:

wobei ü′ das Übersetzungsverhältnis des Transformators ist und U _e′ die Eingangsspannung.where ü 'is the transformation ratio of the transformer and U _e ' is the input voltage.

Mit n′ = 1 folgtWith n ′ = 1 follows

Die Schaltungen nach den Fig. 1, 3 und 4 haben den Vorteil, daß die Schalter S 1 und S 3 an Masse liegen können. Dadurch wird die Ansteuerung vereinfacht, da für diese nur eine Versorgungsspannung notwendig ist. Kann man auf diese Vereinfachung verzichten, so ergibt sich die erfindungsgemäße Schaltung nach Anspruch 4. Ein Prinzipschaltbild ist in Fig. 6 dargestellt. Ein Vorteil der Schaltung ist, daß die Primärwicklung T 1′′ des Transformators T′′ keine Mittenanzapfung benötigt und daß nur eine sekundärseitige Speicherdrossel vorgesehen ist. Auch dieser Gegentaktgleichspannungswandler weist das gleiche Schaltungsgrundprinzip auf. Vier Halbleiterschalter S 1′′, S 2′′, S 3′′, S 4′′, hier npn-Transistoren, sind in Brückenschaltung angeordnet und werden von einer Steuereinheit SE′′ gesteuert. Auf einer Diagonalen liegt eine Eingangsspannungsquelle UE, auf der anderen die Primärwicklung T 1′′ eines Transformators T′′. Im Sekundärkreis des Transformators befindet sich eine Last R′′. Der Sekundärkreis weist auch Mittel zum Gleichrichten und zum Glätten der Ausgangsspannung U _a′′ auf. Zwischen der Eingangsspannungsquelle UE′′ und den Schaltern S 1 und S 3, die am niedrigen Potential der Eingangsspannungsquelle UE′′ liegen, befindet sich eine Speicherdrossel L 1′′. Sie ist mit einer gegensinnig gewickelten Speicherdrossel L 2′′ magnetisch verkoppelt. Die Seite der Speicherdrossel L 1′′, die mit dem niedrigeren Potential der Spannungsquelle UE′′ verbunden ist, ist außerdem über die Diode D 1′′ mit einer Seite der Primärwicklung T 1′′ verbunden. Die Diode D 1′′ ist so gepolt, daß eine Entladung der Speicherdrossel L 1′′ stattfindet, wenn die Eingangsspannungsquelle UE′′ nicht mit dem Transformator T′′ verbunden ist. Die Speicherdrossel L 2′′ bildet mit einer Diode D 2′′ der Primärwicklung T 1′ und dem Schalter S 4′′ einen geschlossenen Stromkreis.The circuits of FIGS. 1, 3 and 4 are that the switches S 1 and S 3 may be due to the mass advantage. This simplifies the control, since only one supply voltage is required for this. If this simplification can be dispensed with, the circuit according to the invention results according to claim 4. A basic circuit diagram is shown in FIG. 6. An advantage of the circuit is that the primary winding T 1 '' of the transformer T '' does not require a center tap and that only a secondary storage choke is provided. This push-pull DC-DC converter also has the same basic circuit principle. Four semiconductor switches S 1 '' , S 2 '' , S 3 '' , S 4 '' , here npn transistors, are arranged in a bridge circuit and are controlled by a control unit SE '' . On a diagonal is an input voltage source UE , on the other the primary winding T 1 '' of a transformer T '' . In the secondary circuit of the transformer there is a load R '' . The secondary circuit also has means for rectifying and smoothing the output voltage U _a ''. Between the input voltage source UE '' and the switches S 1 and S 3 , which are at the low potential of the input voltage source UE '' , there is a storage inductor L 1 '' . It is magnetically coupled to an oppositely wound storage choke L 2 '' . The side of the storage inductor L 1 '' , which is connected to the lower potential of the voltage source UE '' , is also connected via the diode D 1 '' to one side of the primary winding T 1 '' . The diode D 1 '' is polarized so that a discharge of the storage inductor L 1 '' takes place when the input voltage source UE '' is not connected to the transformer T '' . The storage inductor L 2 '' forms with a diode D 2 '' of the primary winding T 1 ' and the switch S 4'' a closed circuit.

Das Steuerschema des Wandlers ist in Fig. 7 dargestellt. Auch hier kann man zwischen vier Phasen unterscheiden. Der Strom durch die Primärwicklung T 1 des Transformators T fließt während Phase 1 und 2 verglichen mit Phase 3 und 4 entgegengesetzter Richtung. Während den Phasen 1 und 3 ist die Eingangsspannungsquelle UE′′ mit dem Transformator T verbunden und die Speicherdrosseln werden geladen. Die Phasen 2 und 4 sind Entladephasen. Während Phase 1 sind die Schalter S 2′′ und S 1′′ geschlossen. Es fließt ein Ladestrom I _L von der Eingangsspannungsquelle UE′′ über den Schalter S 2′′ zum Transformator T′′ und über den Schalter S 1 sowie die Speicherdrossel L 1′′ zum anderen Pol der Eingangsspannungsquelle UE′′. Nach der Zeitspanne t₁ wird der Schalter S 2′′ geöffnet und die Phase 2 beginnt. Die in der Speicherdrossel L 1′′ gespeicherte Energie wird an den Transformator t′′ abgegeben. Ein Entladestrom I _{EL 1} fließt von der Speicherdrossel L 1′′ über die Diode D 1′′ zum Transformator T′′ und über den Schalter S 1′′ zur Speicherdrossel L 1′′. Phase 3 beginnt nach der Zeit T, wobei T : = t₁ + t₂; t₂ Zeitspanne für Phase 2. Der Ladestrom I _L fließt über den Schalter S 4 zur Primärwicklung T 1′′ und über den Schalter S 3′′ und die Speicherdrossel L 1′′ zur Eingangsspannungsquelle UE′′. Während der Entladephase, Phase 4, ist der Schalter S 4 noch geschlossen. Der Entladestrom I _{EL 2} fließt von der Speicherdrossel L 2′′ über den Schalter 4 durch die Primärwicklung T 1′′ und über die Diode D 2′′ zur Speicherdrossel L 2′′. Die in der Speicherdrossel L 2′′ gespeicherte Energie wird über den Transformator T′′ an den Sekundärkreis abgegeben. Auch hier soll die Ausgangsspannung U _a′′ kontinuierlich sein. Um dies zu gewährleisten ist es sinnvoll das Übersetzungsverhältnis der Speicherdrosseln L 1′′, L 2′′ gleich eins zu wählen.The control scheme of the converter is shown in FIG. 7. Here, too, one can differentiate between four phases. The current through the primary winding T 1 of the transformer T flows during phases 1 and 2 in the opposite direction compared to phases 3 and 4. During phases 1 and 3, the input voltage source UE '' is connected to the transformer T and the storage chokes are loaded. Phases 2 and 4 are discharge phases. During phase 1, the switches S 2 '' and S 1 '' are closed. A charging current I _{L flows} from the input voltage source UE '' via the switch S 2 '' to the transformer T '' and via the switch S 1 and the storage inductor L 1 '' to the other pole of the input voltage source UE '' . After the period t ₁ the switch S 2 '' is opened and phase 2 begins. The energy stored in the storage inductor L 1 '' is delivered to the transformer t '' . A discharge current I _{EL 1} flows from the storage inductor L 1 '' via the diode D 1 '' to the transformer T '' and via the switch S 1 '' to the storage inductor L 1 '' . Phase 3 begins after the time T , where T : = t ₁ + t ₂; t ₂ time period for phase 2. The charging current I _L flows via the switch S 4 to the primary winding T 1 '' and via the switch S 3 '' and the storage inductor L 1 '' to the input voltage source UE '' . During the discharge phase, phase 4, the switch S 4 is still closed. The discharge current I _{EL 2} flows from the storage inductor L 2 '' via the switch 4 through the primary winding T 1 '' and via the diode D 2 '' to the storage inductor L 2 '' . The energy stored in the storage inductor L 2 '' is delivered to the secondary circuit via the transformer T '' . Here, too, the output voltage U _a '' should be continuous. To ensure this, it makes sense to choose the gear ratio of the storage chokes L 1 '' , L 2 '' equal to one.

Claims

1. Adjustable push-pull DC-DC converter with the following features:

a) The push-pull DC-DC converter has four semiconductor switches (S 1 , S 2 , S 3 , S 4 ) in a bridge circuit.
b) A diagonal of the bridge circuit contains the primary winding (T 1 ) of a transformer (T) .
c) On the secondary side, a load circuit is connected to the transformer (T) .
d) An input voltage source (UE) lies in the other diagonal of the bridge circuit.
e) A storage choke (L 1 ) is located between the input voltage source (UE) and a pair of the semiconductor switches (S 2 , S 4 ).
f) The storage choke (L 1 ) is magnetically coupled to a second storage choke (L 2 ).
g) The primary winding (T 1 ) of the transformer (T) has a tap.
h) The second storage inductor (L 2 ) is connected on one side via a first diode (D 1 ) to the tap of the primary winding (T 1 ) of the transformer (T) and on the other side connected to a potential such that the energy stored in the second storage inductor (L 2 ) is released to the transformer (T) when no current flows through the first storage inductor (L 1 ).

The features a) -f) form the generic term, the features g) -h) that Mark.

2. push-pull DC-DC converter according to claim 1, characterized in that the second storage inductor (L 2 ) for deriving voltage peaks that arise at the second storage inductor (L 2 ) is connected via a second diode (D 2 ) to the input voltage source (UE) .

3. Adjustable push-pull DC-DC converter with the following features:

a) The push-pull DC-DC converter has four semiconductor switches (S 1 ' , S 2' , S 3 ' , S 4' ) in a bridge circuit.
b) A diagonal of the bridge circuit contains the primary winding (T 1 ' ) of a transformer (T') .
c) On the secondary side, a load circuit is connected to the transformer (T ') .
d) An input voltage source (UE ') lies in the other diagonal of the bridge circuit.
e) Between the input voltage source (UE ') and a pair of semiconductor switches (S 2' , S 4 ' ) is a storage inductor (L 1' ).
f) The storage choke (L 1 ' ) is magnetically coupled to a second storage choke (L 2' ).
g) The second storage inductor (L 2 ' ) is composed of two inductors (L 21 , L 22 ).
h) The inductors (L 21 , L 22 ) are switched so that they each have one of the semiconductor switches (S 1 ' or S 4' ) and a diode (D 1 ' or D 2' ) with the primary winding (T 1 ' ) of the transformer (T') form a closed circuit and that the energy stored in the inductors when the input voltage source (UE ') is not on the primary winding (T 1' ) of the transformer (T ') . In push-pull to the transformer (T ') will deliver.

The features a) -f) form the generic term, the features g) and h) the license plate.

4. Adjustable push-pull DC-DC converter with the following features:

a) The push-pull DC-DC converter has four semiconductor switches (S 1 '' , S 2 '' , S 3 '' , S 4 '' ) in a bridge circuit.
b) A diagonal of the bridge circuit contains the primary winding (T 1 '' ) of a transformer (T '') .
c) On the secondary side, a load circuit is connected to the transformer (T '') .
d) An input voltage source (UE '') lies in the other diagonal of the bridge circuit.
e) Between the input voltage source (UE '') and a pair of semiconductor switches (S 3 '' , S 5 '' ) is a storage inductor (L 1 '' ).
f) The storage inductor (L 1 '' ) is magnetically coupled to a second storage inductor (L 2 '' ).
g) The storage chokes (L 1 '' , L 2 '' ) are switched so that they each have a diode (D 1 '' , D 2 '' ) and one of the semiconductor switches (S 1 '' , S 4 '' ) form a closed circuit with the primary winding (T '' ) of the transformer (T '') and that the energy stored in the storage chokes (L 1 '' , L 2 '' ) is in push-pull if the input voltage is not on the primary winding ( T 1 '' ) of the transformer (T '') is delivered to the transformer (T '') .

The features a) -f) form the generic term, the feature g) that Mark.