DE3736800C2

DE3736800C2 -

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Publication number: DE3736800C2
Application number: DE3736800A
Authority: DE
Inventors: Karl Dr.-Ing. 3344 Achim De Schmidt
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-10-30
Filing date: 1987-10-30
Publication date: 1989-10-26
Also published as: DE3736800A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.The invention relates to a switching power supply with the features of Preamble of claim 1.

Schaltnetzteile werden in zahlreichen Ausführungsformen zur Versorgung elektrischer Baugruppen und Geräte mit Gleichstrom eingesetzt, wobei ein hoher Wirkungsgrad, ein geringes Bauvolumen und eine konstante Ausgangsspannung angestrebt wird. Darüber hinaus wird eine zuverlässige galvanische Trennung von der Spannungsversorgung auf der Primärseite gefordert. Auf der Primärseite des Wandlertransformators (Netzseite) muß eine Gleichspannung vorhanden sein, die durch elektronische Schalter zerhackt und mit einem Transformator auf die Sekundärseite übertragen wird. Die transformierte Spannung wird auf der Sekundärseite gleichgerichtet und gefiltert. Mit Hilfe eines Reglers wird die Ausgangsspannung durch Beeinflussung des Zerhackvorganges auf der Primärseite geregelt.Switching power supplies are used in numerous embodiments Supply of electrical assemblies and devices with direct current used, with a high efficiency, a small volume and a constant output voltage is aimed for. About that In addition, there is a reliable electrical isolation from the power supply required on the primary side. On the The primary side of the converter transformer (network side) must be one DC voltage may be present through electronic switches chopped and with a transformer on the secondary side is transmitted. The transformed tension is on the Secondary side rectified and filtered. With help of a The output voltage is influenced by the regulator Chopping process regulated on the primary side.

Die mit elektronischen Schaltern arbeitenden Schaltnetzteile sind relativ aufwendig und daher nur für Netzteile wirtschaftlich, die für Leistungen von über 30 W vorgesehen sind.The switching power supplies working with electronic switches are relatively complex and therefore only economical for power supplies that are intended for power of more than 30 W.

Für die Umwandlung des Gleichstroms auf der Primärseite in einen hochfrequenten Wechselstrom können Sperrwandler, Flußwandler und Resonanzwandler eingesetzt werden. Ein einfaches Konzept entsteht durch den Einsatz eines Serienresonanzkreises. Die Regelung der Ausgangsspannung kann dabei durch eine Pulspaketsteuerung oder Variation der Schaltfrequenz erfolgen. Hierzu ist es bekannt, auf der Primärseite eine Steuerschaltung und auf der Sekundärseite den Regler anzuordnen, wobei das (Gleichspannungs-)Reglersignal durch Optokoppler auf die Primärseite übertragen wird, um die in der Regel gewünschte galvanische Trennung zu gewährleisten. Es ist auch möglich, sowohl die Steuerschaltung als auch den Regler auf der Primärseite anzuordnen und das gemessene Istsignal durch Optokoppler oder in zerhackter Form durch einen Hilfstransforma tor auf die Primärseite zu übertragen. Wenn Steuerschaltung und Regler auf der Sekundärseite angeordnet sind, muß über ein Hilfsnetzteil eine eigene Stromversorgung vorgesehen werden. In allen Fällen bewirkt die Regelung eine Fremdsteuerung des Serienresonanzkreises.For converting the direct current on the primary side into one High frequency alternating current can flyback converters, forward converters and Resonance converters are used. A simple concept emerges through the use of a series resonance circuit. The regulation of Output voltage can be controlled by a pulse packet or Vary the switching frequency. For this it is known to a control circuit on the primary side and on the secondary side to arrange the controller, the (DC voltage) controller signal is transmitted to the primary side by optocouplers, in order to to ensure the desired electrical isolation. It is also possible, both the control circuit and the controller to be arranged on the primary side and the measured actual signal Optocouplers or in chopped form through an auxiliary transformer gate to the primary side. If control circuit and Regulators arranged on the secondary side must have an auxiliary power supply a separate power supply can be provided. In all In some cases, the control causes external control of the series resonance circuit.

Durch die DE 20 36 866 A ist ein Schaltnetzteil der eingangs erwähnten Art bekannt. In Serie zu der Primärwicklung des Wandlertransformators liegt ein selbstschwingender Serienresonanzkreis, durch den zwei Schalttransistoren abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, wobei die Umschaltung im Überlastfall in den Nulldurchgängen des Schwingkreisstroms erfolgt. Im Regelfall sorgt der Regler für ein verzögertes Einschalten des gerade einzuschaltenden Schalttransistors. Die Regelung wirkt daher auf beide Schalttransistoren ein. Die Ansteuerung der beiden Schaltertransistoren erfolgt dabei über einen Stromwandlertransformator, der einen dem Schwingkreisstrom proportionalen Steuerstrom für die beiden Schalter liefert. Über einen Transformator wird der Regler auf den Schwingkreisstrom synchronisiert. DE 20 36 866 A is a switching power supply at the beginning known type known. In series with the primary winding of the transformer there is a self-oscillating series resonance circuit, by the two switching transistors alternately on and be switched off, switching in the event of an overload in the zero crossings of the resonant circuit current. As a general rule the controller ensures a delayed switch-on of the straight switching transistor to be switched on. The regulation therefore affects both switching transistors on. The control of the two Switch transistors take place via a current transformer, the one proportional to the resonant circuit current Supplies control current for the two switches. About one The transformer becomes the transformer on the resonant circuit current synchronized.

Durch die DD 2 12 828 A ist ein Schaltnetzteil bekannt, bei dem durch einen Ladekondensator und durch die Primärwicklung des Wandlertransformators ein Serienresonanzkreis gebildet wird. Die wirksame Induktivität der Primärwicklung wird dabei durch die Streuinduktivität gebildet. Zwei Schalttransistoren werden zur Regelung der Ausgangsspannung über eine Steuerschaltung und einen Steuertransformator ein- und ausgeschaltet. Die Ansteuerung der beiden Transistoren im einzelnen sowie die Synchronisation auf den Schwingkreisstrom ist in dieser Patentschrift nicht näher erläutert.From DD 2 12 828 A a switching power supply is known in which through a charging capacitor and through the primary winding of the Converter transformer a series resonance circuit is formed. The effective inductance of the primary winding is determined by the Leakage inductance formed. Two switching transistors become Regulation of the output voltage via a control circuit and a Control transformer on and off. The control of the two transistors in detail as well as the synchronization the resonant circuit current is not detailed in this patent explained.

Aus der US 37 02 963 A ist es bekannt, zwei Schalttransistoren durch Zusatzwicklungen auf der Primärseite des Wandlertransformators eines Schaltnetzteils zu steuern. Das hier beschriebene Netzteil weist allerdings keinen Serienresonanzwandler auf und arbeitet mit einem gesättigten Kern des Wandlertransformators.From US 37 02 963 A it is known to have two switching transistors through additional windings on the primary side of the transformer to control a switching power supply. The one described here However, the power supply does not have a series resonance converter and works with a saturated core of the transformer.

Durch die DE 16 38 310 ist ein Schaltnetzteil bekannt, bei dem auf der Primärseite eines Wandlertransformators zwei Schalttransistoren in Reihe geschaltet sind, deren jeweilige Basis über Sekundärwicklungen eines Steuertransformators abwechselnd angesteuert werden. Ein Schwingkreiskondensator bildet zusammen mit einer Reiheninduktivität unter Einbeziehung der Streuinduktivität des Wandlertransformators einen auf die Umschaltfrequenz des Wandlers abgestimmten Schwingkreis. Mit dem Verbindungspunkt von Induktivität und Schwingkreiskondensator ist der Verbindungspunkt zweier gleichsinnig in Reihe geschalteter und in Sperrichtung an der Speisespannungsquelle liegender Begrenzerdioden verbunden. Die Begrenzerdioden wirken im Überlastfall als parallel zum Schwingkreiskondensator liegende reelle Widerstände, die eine Schwingungsdämpfung und ein Absinken der Umschaltfrequenz zur Folge haben.From DE 16 38 310 a switching power supply is known in which two switching transistors on the primary side of a converter transformer are connected in series, their respective basis over Alternating windings of a control transformer can be controlled. A resonant circuit capacitor forms together with a series inductance including the leakage inductance of the converter transformer one to the switching frequency of the converter tuned resonant circuit. With the connection point of inductance and resonant circuit capacitor is the connection point two connected in the same direction and in the reverse direction limiter diodes connected to the supply voltage source connected. The limiter diodes act as in the event of an overload real resistances parallel to the resonant circuit capacitor, which a vibration damping and a decrease in the switching frequency have as a consequence.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltungskonzept für ein Schaltnetzteil der eingangs erwähnten Art anzugeben, das eine erhebliche Vereinfachung und Verbilligung mit sich bringt.The invention has for its object a circuit concept for a switching power supply of the type mentioned to indicate that leads to a significant simplification and cost reduction.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Schaltnetzteil mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.This object is achieved by a switching power supply solved the features of claim 1.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil weist somit einen selbst schwingenden Serienresonanzkreis auf, der im Fall der Regelung nur eine Halbperiode des Schwingungssignals beeinflußt. Das Schwingungssignal wird dadurch in eine ungeregelte und eine geregelte Halbwelle unterteilt. Die Regelung findet daher nur für eine Polarität statt. Die dadurch entstehende Verschiebung der mittleren Gleichspannung am Resonanzkreiskondensator führt zu ei ner Verringerung der Energieübertragung über den Wandlertrans formator, die auf der Sekundärseite zu einer Regelung der Aus gangsspannung führt.The switching power supply according to the invention thus has one itself oscillating series resonance circuit, which in the case of regulation affects only one half period of the oscillation signal. The Vibration signal is thus an unregulated and a regulated half-wave divided. The regulation therefore only applies to a polarity instead. The resulting shift in average DC voltage at the resonant circuit capacitor leads to ei ner reduction of energy transmission via the converter trans formator on the secondary side to regulate the off leads voltage.

Durch die erfindungsgemäße Regelung nur einer Halbwelle läßt sich ein sehr einfaches Reglerkonzept erstellen, das auf der Sekundär seite lediglich einer Synchronisation auf die betreffende Halb welle bedarf.By regulating only one half-wave according to the invention, create a very simple controller concept based on the secondary only a synchronization to the relevant half wave needs.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil erlaubt die Ausbildung des Wandlertransformators als Zweikammertransformator, wobei die Streuinduktivität als Resonanzkreisinduktivität ausnutzbar ist. Dadurch kann der Wandlertransformator sehr preiswert gewickelt werden und darüber hinaus wird eine die Resonanzkreisinduktivität bildende Spule eingespart.The switching power supply according to the invention allows the formation of Converter transformer as a two-chamber transformer, the Stray inductance can be used as a resonant circuit inductance. This allows the converter transformer to be wound very inexpensively and in addition becomes a resonant circuit inductance forming coil saved.

Die Steuerung der Schalter wird mit Hilfe des Schwingungssignals vorzugsweise dadurch bewerkstelligt, daß Zusatzwicklungen auf der Primärseite des Wandlertransformators vorgesehen sind, an deren Enden jeweils eine Steuerschaltung für die beiden Schalter ange schlossen ist.The control of the switches is done with the help of the vibration signal preferably accomplished in that additional windings on the Primary side of the converter transformer are provided on the Each ends a control circuit for the two switches is closed.

Insbesondere bei Verwendung von bipolaren Schalttransistoren als Schalter kann die Steuerung durch einen Stromwandlertransformator mit vorzugsweise drei Wicklungen bewerkstelligt werden, wobei ei ne Wicklung im Serienresonanzkreis liegt und die anderen beiden Wicklungen jeweils zur Steuerung der Schalter dienen. Bei Verwen dung von Feldeffekttransistoren (Power-MOS-FET′s) als Schalt elementen kann deren Steuerung auch durch Zusatzwicklungen, die auf die Primärseite des Wandlertransformators aufgebracht sind, erfolgen.Especially when using bipolar switching transistors as Switch can be controlled by a current transformer with preferably three windings, ei ne winding is in the series resonance circuit and the other two Windings are used to control the switches. When used Formation of field effect transistors (power MOS FET's) as a switch Their control can also be controlled by additional windings are applied to the primary side of the converter transformer, respectively.

Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt in sehr einfacher Weise dadurch, daß die Einschaltdauer der geregelten Halbperiode durch ein Zeitglied gesteuert wird, dessen Zeit umgekehrt proportional der Ausgangsspannung ist. Der in der geregelten Halbperiode lei tende Schalter wird nach Ablauf des Zeitgliedes durch einen Ab schaltimpuls gesperrt. Die Übertragung des Abschaltimpulses er folgt zur galvanischen Trennung transformatorisch.The output voltage is regulated in a very simple manner characterized in that the duty cycle of the regulated half period a timer is controlled, the time of which is inversely proportional the output voltage is. The lei in the regulated half period The switch is switched off after the timer has elapsed switching impulse blocked. The transmission of the shutdown pulse follows for electrical isolation.

Die Synchronisation des Reglers erfolgt mit einem aus einer Se kundärteilwicklung des Wandlertransformators entnommenen Signal.The controller is synchronized with a from a Se secondary part winding of the converter transformer.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil benötigt lediglich eine An laufschaltung für den ersten Schaltvorgang. Für die Steuerung der Schalter und für die Regelung sind keine separaten Stromversor gungen erforderlich.The switching power supply according to the invention only needs one running circuit for the first switching operation. For controlling the Switches and for the regulation are not separate electricity suppliers required.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dar gestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert werden. Es zei gen:The invention will be illustrated below with reference to in the drawing presented embodiments are explained in more detail. It shows gene:

Fig. 1 ein Blockschaltbild für ein erfindungsgemäßes Netzteil Fig. 1 is a block diagram for an inventive power supply

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild für das Netzteil gemäß Fig. 1 mit bipolaren Schalttransistoren FIG. 2 shows a detailed circuit diagram for the power supply unit according to FIG. 1 with bipolar switching transistors

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild wie in Fig. 2, je doch mit Feldeffekttransistoren als Schalter Fig. 3 is a detailed circuit diagram as in Fig. 2, but with field effect transistors as switches

Fig. 4 Kurvenverläufe zur Verdeutlichung der Funktion der Schaltung gemäß Fig. 2 für den Überlastfall Fig. 4 curves to illustrate the function of the circuit of FIG. 2 for the overload case

Fig. 5 Kurvenverläufe gemäß Fig. 4 für den geregelten Betrieb. Fig. 5 curves according to Fig. 4 for controlled operation.

Das in Fig. 1 dargestelle Netzteil weist einen Gleichrichter 1 auf, dem ein Ladekondensator 2 nachgeschaltet ist. Die Anordnung aus Gleichrichter 1 und Ladekondensator 2 wandelt eine Eingangs-Wechselspannung U _AC (z. B. Netzspannung) in eine Gleich spannung U _B um. Parallel zum Speicherkondensator 2 liegt ein Startimpulsgenerator 3, dessen Ausgang mit einem zweiten Schalter S 2 verbunden ist. Der zweite Schalter S 2 liegt in Serie mit einem ersten Schalter S 1 ebenfalls parallel zum Ladekondensator 2.The power supply unit shown in FIG. 1 has a rectifier 1 , which is followed by a charging capacitor 2 . The arrangement of rectifier 1 and charging capacitor 2 converts an input AC voltage U _AC (e.g. line voltage) into a DC voltage U _B. In parallel with the storage capacitor 2 there is a start pulse generator 3 , the output of which is connected to a second switch S 2 . The second switch S 2 is also connected in series with a first switch S 1 in parallel to the charging capacitor 2 .

Parallel zum ersten Schalter S 1 liegt ein Serienresonanzkreis C _r, L _r, der aus einem Resonanzkreiskondensator C _r und einer Resonanz kreisinduktivität L _r besteht. Zwischen beiden liegt eine Primär wicklung 4 eines Wandlertransformators T _H. Parallel zu der Serienschaltung aus den beiden Schaltern S 1, S 2 liegen in Serie geschaltet zwei in Sperrichtung angeordnete Dioden D 1 und D 2, deren Verbindungspunkt mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Resonanzkreiskondensator C _r und der Primärwicklung 4 liegt. Auf der Sekundärseite des Wandlertransformators T _H befinden sich zwei Teilwicklungen 5, 6, deren Verbindungspunkt an einem Bezugspoten tial GND liegt. Die beiden anderen Enden der beiden Teilwicklun gen 5, 6 sind mit der Anode jeweils einer Diode D 3 bzw. D 4 ver bunden, deren Katoden miteinander sowie mit einer Ausgangsklemme verbunden sind, an der eine Ausgangsspannung U ₀ gegen Massepoten tial GND abnehmbar ist. Zwischen den beiden Ausgangsklemmen liegt ein Glättungskondensator C₀. Parallel zum Glättungskondensator C₀ liegt ein Regler 7, der darüber hinaus über eine Synchronleitung 8 mit dem Verbindungspunkt zwischen der Teilwicklung 6 und der Diode D 4 verbunden ist.Parallel to the first switch S 1 is a series resonant circuit C _r , L _r , which consists of a resonant circuit capacitor C _r and a resonant circuit inductor L _r . Between the two lies a primary winding 4 of a converter transformer T _H. Parallel to the series connection of the two switches S 1 , S 2 are connected in series two diodes D 1 and D 2 arranged in the reverse direction, the connection point of which lies with the connection point between the resonant circuit capacitor C _r and the primary winding 4 . On the secondary side of the converter transformer T _H there are two partial windings 5 , 6 , the connection point of which lies at a reference potential GND. The other two ends of the two Teilwicklun conditions 5 , 6 are connected to the anode of a diode D 3 and D 4 , the cathodes of which are connected to one another and to an output terminal at which an output voltage U ₀ against ground potential GND can be removed. A smoothing capacitor C ₀ is located between the two output terminals. Parallel to the smoothing capacitor C ₀ is a controller 7 , which is also connected via a synchronous line 8 to the connection point between the partial winding 6 and the diode D 4 .

Die beiden Teilwicklungen 5, 6 auf der Sekundärseite des Wandler transformators T _H sind gegensinnig gewickelt.The two partial windings 5 , 6 on the secondary side of the transformer transformer T _H are wound in opposite directions.

Zwei Ausgangsklemmen des Reglers 7 sind an eine Wicklung 9 eines Übertragers 10 angeschlossen, der das Reglersignal mit einer Wicklung 11 auf die Primärseite des Schaltnetzteils überträgt. Die beiden Enden der Wicklung 11 sind mit dem zweiten Schalter S 2 verbunden.Two output terminals of the controller 7 are connected to a winding 9 of a transformer 10 , which transmits the controller signal with a winding 11 to the primary side of the switching power supply. The two ends of the winding 11 are connected to the second switch S 2 .

Fig. 2 zeigt eine detailliert ausgeführte Schaltung nach dem Prinzipschaltbild aus Fig. 1, bei der die Schalter S 1 und S 2 durch bipolare Transistoren gebildet sind. In Fig. 2 ist die Re sonanzkreisinduktivität L _r nicht eingezeichnet, weil die Reso nanzkreisinduktivität in diesem Ausführungsbeispiel nicht durch ein diskretes Bauteil, sondern durch die Streuinduktivität des Wandlertransformators T _H gebildet ist. Zur Steuerung der beiden Schalter S 1, S 2 dient ein Stromwandler, der aus drei Wicklungen 12, 13 und 14 besteht. Die erste Wicklung 12 liegt in Serie mit der Primärwicklung 4 und ist mit ihrem anderen Ende an den Ver bindungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2 ange schlossen. Die zweite Wicklung 13 ist ebenfalls an den Verbin dungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2 angeschlossen. Das andere Ende liegt über einem Widerstand 15 an der Basis des den ersten Schalter S 1 bildenden Schalttransistors. Fig. 2 shows a detailed circuit according to the block diagram of Fig. 1, in which the switches S 1 and S 2 are formed by bipolar transistors. In FIG. 2, the Re sonanzkreisinduktivität L _r not shown because the Reso nanzkreisinduktivität not in this embodiment by a discrete component, but is formed by the leakage inductance of the converter transformer T _H. A current transformer, which consists of three windings 12 , 13 and 14, is used to control the two switches S 1 , S 2 . The first winding 12 is in series with the primary winding 4 and is connected at its other end to the connection point between the two switches S 1 and S 2 . The second winding 13 is also connected to the connec tion point between the two switches S 1 and S 2 . The other end lies across a resistor 15 at the base of the switching transistor forming the first switch S 1 .

Die dritte Wicklung 14 ist zu den beiden ersten Wicklungen 12, 13 gegensinnig gewickelt und liegt mit einem Ende an einer Bezugs spannung NGND auf der Primärseite des Netzteils. Das andere Ende ist in analoger Weise zur Schaltung der zweiten Zusatzwicklung 13 über einen Widerstand 15′ mit der Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors verbunden.The third winding 14 is wound in the opposite direction to the two first windings 12 , 13 and has one end at a reference voltage NGND on the primary side of the power supply. The other end is connected in an analogous manner to the circuit of the second additional winding 13 via a resistor 15 'with the base of the switching transistor forming the second switch S 2 .

Parallel zum Schalter S 1 liegt eine Diode 16, deren Katode mit dem Kollektor des Schalters S 1 und deren Anode mit dem Emitter des Schalters S 1 verbunden ist. Eine Diode 17 ist in analoger Weise mit dem Schalter S 2 verbunden.Parallel to the switch S 1 is a diode 16 , the cathode of which is connected to the collector of the switch S 1 and the anode of which is connected to the emitter of the switch S 1 . A diode 17 is connected in an analogous manner to the switch S 2 .

Mit der Basis des zweiten Schalttransistors S 2 ist darüber hinaus ein Startimpulsgenerator 3 verbunden, der nur zum Starten der Schwingschaltung auf der Primärseite des Netzgeräts dient. Hierzu ist parallel zu dem Ladekondensator 2 die Serienschaltung eines Widerstandes 18 und eines Kondensators 19 geschaltet. Mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 18 und Kondensator 19 ist die Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors über einen Diac 20 verbunden. Die Serienschaltung einer Diode 21 und eines Widerstandes 22 verbindet den Verbindungspunkt zwischen Widerstand 18 und Kondensator 19 mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltern S 1 und S 2.A starting pulse generator 3 is also connected to the base of the second switching transistor S 2 and is used only to start the oscillating circuit on the primary side of the power supply. For this purpose, the series connection of a resistor 18 and a capacitor 19 is connected in parallel with the charging capacitor 2 . The base of the switching transistor forming the second switch S 2 is connected to the connection point between the resistor 18 and the capacitor 19 via a diac 20 . The series connection of a diode 21 and a resistor 22 connects the connection point between resistor 18 and capacitor 19 with the connection point between the two switches S 1 and S 2 .

Auf der Sekundärseite des Wandlertransformators T _H ist hinter dem Ausgangskondensator C₀ noch ein Filternetzwerk bestehend aus einer Serieninduktivität L _F und einem Parallelkondensator C _F ge schaltet und mit einem parallel zu den Ausgangsklemmen liegenden Grundlastwiderstand R _G abgeschlossen. On the secondary side of the converter transformer T _H , a filter network consisting of a series inductor L _F and a parallel capacitor C _F is connected behind the output capacitor C ₀ and terminated with a base load resistor R _G lying parallel to the output terminals.

Die mit den beiden Klemmen der Ausgangsspannung UR und GND ver bundenen Leitungen des Reglers 7 bilden dessen Eingangsleitungen, zwischen die eine Stromquellenanordnung geschaltet ist, die im wesentlichen aus einem Transistor 23 besteht, dessen Basis mit einer gesteuerten Zenerdiode 24 angesteuert wird. Der Emitter des Transistors 23 liegt über einem Widerstand 25 an dem positiven Potential UR, während der Kollektor über einen Kondensator 26 mit dem Bezugspotential GND verbunden ist. Mit der zum Transistor 23 gerichteten Platte des Kondensators 26 ist eine Basis eines Schalttransistors 27 über einen Widerstand 28 verbunden. In Serie mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors 27 liegt ein Strombegrenzungswiderstand 29 sowie die sekundärseitige Spule 9 des Übertragers 10. In die ebenfalls mit der zum Transistor 23 gerichteten Platte des Kondensators 26 verbundene Synchronleitung 8 ist eine Diode 30 eingeschaltet, deren Anode mit der Platte des Kondensators 26 verbunden ist.With the two terminals of the output voltage UR and GND connected lines of the controller 7 form its input lines, between which a current source arrangement is connected, which consists essentially of a transistor 23 , the base of which is controlled by a controlled Zener diode 24 . The emitter of transistor 23 is connected to the positive potential UR via a resistor 25 , while the collector is connected to the reference potential GND via a capacitor 26 . A base of a switching transistor 27 is connected to the plate of the capacitor 26 facing the transistor 23 via a resistor 28 . A current limiting resistor 29 and the secondary-side coil 9 of the transformer 10 are connected in series with the emitter-collector path of the switching transistor 27 . A diode 30 , the anode of which is connected to the plate of the capacitor 26 , is connected into the synchronous line 8 , which is also connected to the plate of the capacitor 26 directed towards the transistor 23 .

Die Wicklung 11 des Übertragers 10 ist einerseits mit dem Bezugs potential NGND auf der Primärseite und andererseits mit der Basis eines Schalttransistors 31 verbunden, der im durchgeschalteten Zustand die Basis des zweiten Schalters S 2 auf Bezugspotential legt, d. h. den Schalter S 2 sperrt.The winding 11 of the transformer 10 is connected on the one hand to the reference potential NGND on the primary side and on the other hand to the base of a switching transistor 31 which, when switched on, sets the base of the second switch S 2 to reference potential, ie blocks the switch S 2 .

Die in Fig. 3 dargestellte Ausführungsform entspricht in allen wesentlichen Punkten der anhand der Fig. 2 beschriebenen Schal tung. Modifikationen ergeben sich lediglich daraus, daß die Schalter S 1 und S 2 als MOS-FETs ausgebildet sind. Hieraus ergibt sich eine Modifikation der Ansteuerung der Schalter S 1 und S 2 mit Hilfe der Zusatzwicklungen 13, 14, die eng gekoppelt mit der Pri märwicklung 4 des Wandlertransformators TH nun als Spannungsquel len dienen. Die Zusatzwicklung 12 kann entfallen. Die Zusatzwick lung 13 ist mit dem Gate des Schalters S 1 über einen Schutzwider stand 32 und einer parallelgeschalteten Zenerdiode 33 verbunden. Eine analoge Anordnung 32′, 33′ findet sich im Ansteuerzweig für das Gate des zweiten Schalters S 2.The embodiment shown in Fig. 3 corresponds in all essential points to the scarf described with reference to FIG. 2 device. Modifications result only from the fact that the switches S 1 and S 2 are designed as MOS-FETs. This results in a modification of the control of the switches S 1 and S 2 with the aid of the additional windings 13 , 14 , which are closely coupled to the primary winding 4 of the converter transformer TH now serve as voltage sources. The additional winding 12 can be omitted. The additional winding 13 is connected to the gate of the switch S 1 via a protective resistor 32 and a Zener diode 33 connected in parallel. An analog arrangement 32 ', 33 ' is found in the control branch for the gate of the second switch S 2 .

Die Funktion der beschriebenen Schaltungsanordnungen soll im folgenden unter Zuhilfenahme der in den Fig. 4 und 5 darge stellten Kurvenverläufe erläutert werden.The function of the circuit arrangements described will be explained below with the aid of the curves shown in FIGS . 4 and 5 Darge.

Die Zusatzwicklungen 13 und 14 legen wegen ihres verschiedenen Wicklungssinnes alternierend die Steuereingänge der Schalter S 1 und S 2 auf positives Potential und schalten daher die beiden Schalter S 1 und S 2 alternierend durch. Das Durchschalten wird somit von dem Serienresonanzkreis C _e, L _r gesteuert. Da die Schwellenspannungen der Schalter S 1 und S 2 sehr gering sind, geschieht das alternierende Durchschalten der beiden Schalter S 1 und S 2 praktisch nahtlos mit den Nulldurchgängen des Stroms I _R im Serienresonanzkreis. Der Verlauf des Stromes I _R ist in Zeile 2 in Fig. 4 für den Überlastfall, also den nicht geregelten Fall, dargestellt. Zu diesem Strom gehört die Spannung U _CR am Verbin dungspunkt zwischen Resonanzkreiskondensator C _r und Primärwick lung 4, die in Zeile 4 in Fig. 4 dargestellt ist. Die in Zeile 1 in Fig. 4 dargestellte Spannung U _BE an der Basis des den Schalter S 2 bildenden Schalttransistors ist durch den Regler 7 unbeeinflußt und entsteht somit durch die als Stromwandler fungierende Zusatzwicklung 14.The additional windings 13 and 14 alternately set the control inputs of the switches S 1 and S 2 to a positive potential due to their different winding sense and therefore switch the two switches S 1 and S 2 through alternately. The switching is thus controlled by the series resonance circuit C _e , L _r . Since the threshold voltages of the switches S 1 and S 2 are very low, the alternating switching of the two switches S 1 and S 2 takes place practically seamlessly with the zero crossings of the current I _R in the series resonant circuit. The course of the current I _R is shown in line 2 in FIG. 4 for the overload case, that is to say the case which is not regulated. This current includes the voltage U _CR at the connection point between the resonant circuit capacitor C _r and the primary winding 4 , which is shown in line 4 in FIG. 4. The voltage U _BE shown in line 1 in FIG. 4 at the base of the switching transistor forming the switch S 2 is unaffected by the regulator 7 and thus arises from the additional winding 14 acting as a current transformer.

Zeile 3 in Fig. 4 macht deutlich, daß im ungeregelten Fall die Einschaltzeiten für die beiden Schalter S 1 und S 2 gleich lang sind.Line 3 in FIG. 4 makes it clear that in the unregulated case the switch-on times for the two switches S 1 and S 2 are of the same length.

Beim Einschalten wird die Schaltung durch den Startimpulsgenera tor 3 gestartet. Der aufgeladene Ladekondensator 2 lädt den Kondensator 19 bis auf eine Durchbruchsspannung für den Diac 20 auf. Ist diese Durchbruchsspannung erreicht, wird die Steuer elektrode des zweiten Schalters S 2 schlagartig positiv und der Schalter S 2 durchgeschaltet. Der Resonanzkreis C _r, L _r beginnt zu schwingen, wodurch die beschriebene Steuerung der beiden Schalter S 1 und S 2 wirksam wird. Mit der Diode 21 wird der Kondensator 19 über dem Schalter S 2 entladen und bleibt in diesem Zustand, da die Periodendauer des Serienresonanzkreises C _r, L _r wesentlich kleiner als die Ladezeitkonstante des Kondensators 19 in Verbin dung mit dem Widerstand 18 ist.When switching on, the circuit is started by the start pulse generator 3 . The charged charging capacitor 2 charges the capacitor 19 up to a breakdown voltage for the diac 20 . If this breakdown voltage is reached, the control electrode of the second switch S 2 is suddenly positive and the switch S 2 is turned on . The resonant circuit C _r , L _r begins to oscillate, whereby the control described for the two switches S 1 and S 2 takes effect. With the diode 21 , the capacitor 19 is discharged via the switch S 2 and remains in this state, since the period of the series resonant circuit C _r , L _{r is} substantially smaller than the charging time constant of the capacitor 19 in conjunction with the resistor 18 .

Fig. 5 zeigt die der Fig. 2 entsprechenden Kurvenverläufe in den Zeilen 1 bis 4 für den geregelten Betrieb. Die auf die Sekundärseite transformierte Spannung führt aufgrund des entge gengesetzten Wicklungssinnes der beiden Teilwicklungen 5, 6 zu um 180° phasenverschobenen Signalen, so daß am Verbindungspunkt der Katoden der beiden Dioden D 3 und D 4 im wesentlichen eine pulsie rende Gleichspannung auftritt, die von dem Glättungskondensator C₀ und dem anschließenden Filternetzwerk L _F und C zur Gleich spannung U₀ geglättet wird. Die Synchronleitung 8 ist mit der Teilwicklung 6 verbunden und führt während einer Halbperiode (S 1 leitend) ein gegenüber dem Bezugspotential GND negatives Poten tial. Da in diesem Fall die Diode 30 leitend ist, liegt die mit der Diode 30 verbundene Platte des Kondensators 26 auf nega tivem Potential gegenüber Bezugspotential GND. Die Stromquelle 23, 25 tendiert dazu, den so negativ aufgeladenen Kondensator 26 umzuladen. Aufgrund der über die Diode 30 leitenden Verbindung mit dem negativen Potential gelingt dies während der negativen Halbwelle nicht. Führt die Teilwicklung 6 während der nächsten Halbperiode (S 2 leitend) ein positives Potential, sperrt die Diode 30, so daß die Stromquelle 23, 24, 25 den negativ aufgela denen Kondensator 26 in Abhängigkeit von der Größe der Spannung U _O entlädt und anschließend positiv auflädt. Wird die mit der Basis des Schalttransistors 27 verbundene Platte des Kondensators 26 positiv, schaltet der Schalttransistor 27 durch und erzeugt einen Stromfluß in der Wicklung 9 auf der Sekundärseite des Übertragers 10. Dieser Stromstoß überträgt sich auf die Wicklung 11, so daß die Basis des Schalttransistors 31 auf der Primärseite positiv wird und der Schalttransistor 31 durchschaltet, wodurch der zweite Schalter S 2 abgeschaltet wird. Der im Serienresonanz kreis C _r, L _r fließende Strom wird nun von der Diode 16 übernommen und baut sich in entgegengesetzter Richtung auf, bis er durch den Schalter S 1 übernommen wird. Erst zu diesem Zeitpunkt wird der Kondensator 26 wieder negativ aufgeladen, wodurch der Transistor 27 sperrt und der Abschaltimpuls zurückgenommen wird. Zeile 3 in Fig. 5 zeigt, daß im geregelten Betrieb die Einschaltphase des zweiten Schalters S 2 kürzer ist als die Einschaltphase des ersten Schalters S 1. Hieraus resultiert eine verzerrte Kurve der Schwingkreisspannung U _CR, die unsymmetrisch wird und den Ladungs mittelwert des Resonanzkreiskondensators C _r verschiebt. Diese Verschiebung des Ladungsmittelwertes führt zu einer Reduzierung der über den Wandlertransformator T _H übertragenen Leistung und damit zu einer Regelung der Höhe der Ausgangsspannung U₀ auf der Sekundärseite. Zeile 5 verdeutlicht den Spannungsverlauf auf der Synchronleitung 8, der zu der in Zeile 6 dargestellten Ladekurve U _C T für den Kondensator 26 führt. Sobald die Spannung U _CT die Nullinie überschritten hat, schaltet der Schalttransistor 27 durch, wie dies Zeile 7 zeigt. Die daraus resultierende Steuerspannung U _BE an der Basis des den zweiten Schalter S 2 bildenden Schalttransistors ist in Zeile 1 dargestellt. FIG. 5 shows the curve profiles corresponding to FIG. 2 in lines 1 to 4 for controlled operation. The transformed voltage on the secondary side leads due to the opposite winding direction of the two sub-windings 5 , 6 to 180 ° phase-shifted signals, so that at the connection point of the cathodes of the two diodes D 3 and D 4 essentially a pulsating DC voltage occurs, which of the Smoothing capacitor C ₀ and the subsequent filter network L _F and C to DC voltage U ₀ is smoothed. The synchronous line 8 is connected to the partial winding 6 and leads during a half period ( S 1 conductive) to the reference potential GND negative potential. In this case, since the diode 30 is conductive, the plate of the capacitor 26 connected to the diode 30 is at negative potential with respect to the reference potential GND. The current source 23 , 25 tends to charge the capacitor 26 so negatively charged. Due to the connection to the negative potential via the diode 30 , this does not succeed during the negative half-wave. If the partial winding 6 leads to a positive potential during the next half-period ( S 2 conductive), the diode 30 blocks, so that the current source 23 , 24 , 25 discharges the negatively charged capacitor 26 depending on the magnitude of the voltage U _O and then positive charges. If the plate of the capacitor 26 connected to the base of the switching transistor 27 becomes positive, the switching transistor 27 switches on and generates a current flow in the winding 9 on the secondary side of the transformer 10 . This current surge is transferred to the winding 11 , so that the base of the switching transistor 31 on the primary side becomes positive and the switching transistor 31 turns on, whereby the second switch S 2 is turned off. The current flowing in the series resonance circuit C _r , L _r is now taken over by the diode 16 and builds up in the opposite direction until it is taken over by the switch S 1 . Only at this point in time is the capacitor 26 charged negatively again, as a result of which the transistor 27 blocks and the switch-off pulse is withdrawn. Line 3 in FIG. 5 shows that in the controlled operation the switch-on phase of the second switch S 2 is shorter than the switch-on phase of the first switch S 1 . This results in a distorted curve of the resonant circuit voltage U _CR , which becomes asymmetrical and shifts the charge average of the resonant circuit capacitor C _r . This shift in the mean charge value leads to a reduction in the power transmitted via the converter transformer T _H and thus to a regulation of the level of the output voltage U ₀ on the secondary side. Line 5 illustrates the voltage curve on the synchronous line 8 , which leads to the charging curve U _C T for the capacitor 26 shown in line 6 . As soon as the voltage U _C T has exceeded the zero line, the switching transistor 27 turns on, as shown in line 7 . The resulting control voltage U _BE at the base of the switching transistor forming the second switch S 2 is shown in line 1 .

Die Ausführungsbeispiele belegen, daß für den Regler 7 auf der Sekundärseite keine eigene Stromversorgung erforderlich ist und daß die Steuerung der Schalter S 1 und S 2 allein aufgrund des selbstschwingenden Serienresonanzkreises C _r, L _r erfolgt, wenn nur die Schaltung einmal durch den Startimpulsgenerator 3 zum Anlau fen gebracht worden ist.The exemplary embodiments demonstrate that no separate power supply is required for the controller 7 on the secondary side and that the switches S 1 and S 2 are controlled solely on the basis of the self-oscillating series resonant circuit C _r , L _r , if only the circuit is triggered once by the start pulse generator 3 Start has been brought.

Die Ausführungsbeispiele belegen ferner, daß das erfindungsgemä ße Schaltkonzept zu einem sehr einfachen und preiswert zu erstel lenden Aufbau führt, der die Kosten eines Schaltnetzteils erheb lich reduzieren und daher die Anwendungsbreite für solche Schalt netzteile erheblich erweitern kann.The embodiments further demonstrate that the invention to create a very simple and inexpensive switching concept leading structure that increases the cost of a switching power supply Lich reduce and therefore the range of applications for such switching power supplies can expand significantly.

Claims

1. Switching power supply with a self-oscillating series resonance converter, consisting of a series resonance circuit arranged in series with the primary winding ( 4 ) of a converter transformer ( T _H ), an inductance ( L _r ) and a capacitor ( C _r ), and two switches ( S 1 , S 2 ) for its periodic alternating current excitation, so that an alternating current flows through the primary winding of the transformer ( T _H ), the switches ( S 1 , S 2 ) being driven in a push-pull manner by means of synchronous feedback of a signal obtained from the oscillating circuit alternating current ( J _R ) a synchronized to the oscillating circuit alternating current controller ( 7 ), which influences the time of switching of the switches ( S 1 , S 2 ) depending on the output voltage of the converter, whereby in the event of an overload in which the control range of the controller ( 7 ) is exceeded, the Switching process takes place in the zero crossings of the resonant circuit current ( J _R ), characterized in that the controller ( 7 ) acts on only one switch ( S 2 ) and thereby causes the premature switchover of only one half period of the oscillating circuit current ( I _R ) and that the controller ( 7 ) is synchronized to the relevant half period by the oscillation signal transformed to the secondary side.

2. Switched-mode power supply according to Claim 1, characterized in that the leakage inductance of the converter transformer ( T _H ) forms the resonant circuit inductance ( L _r ).

3. Switching power supply according to claim 1 or 2, characterized in that the converter transformer ( T _H ) is wound as a two-chamber transformer.

4. Switching power supply according to one of claims 1 to 3, characterized by additional windings ( 13, 14 ) on the primary side of the converter transformer ( T _H ), at the ends of which a control circuit for the two switches ( S 1 , S 2 ) is ruled out ( Fig. 3).

5. Switching power supply according to one of claims 1 to 4, characterized in that in the resonance circuit, a current transformer transformer ( 12 , 13 , 14 ) is connected, which is a control circuit current proportional to the resonant circuit current ( I _R ) for the two switches ( S 1 , S 2 ) provides ( Fig. 2).

6. Switching power supply according to one of claims 1 to 5, characterized in that the synchronization of the controller ( 7 ) is carried out with a signal which is obtained from a current-carrying secondary part winding ( 6 ) of the converter transformer ( T _H ) at the time of the regulated half period , At the beginning of this half-period a timer ( 23 , 25 , 26 , 27 ) starts, the time until the generation of a switching signal is inversely proportional to the size of the regulated output voltage (U ₀) and the switching signal interrupts the associated switch ( S 2 ) Switch ( 31 ) controls.

7. Switching power supply according to claim 6, characterized in that the timing circuit is controlled from a reference circuit ( 24 ) which compares the output voltage ( U _O ) with a reference voltage.

8. Switching power supply according to one of claims 1 to 7, characterized in that the switch-off signal generated in the controller ( 7 ) is transmitted by a pulse transformer from the secondary side to the primary side of the switching power supply.