DE3727248A1 - Power amplifier for an inductive load - Google Patents

Power amplifier for an inductive load

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Manfred Dipl Ing Kempe
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Abstract

A power amplifier is created, in the form of a complementary push-pull amplifier having a linearised transmission characteristic (AB mode), which reacts virtually without any error if the load is inductive. Such a power amplifier is particularly suitable for common supply of a variable number of inductive measurement variable pick-ups and thus for the construction of a multi-point measurement system, in the case of which only the output signal of the measurement variable pick-ups is switched over. The high constancy of the output voltage in the event of a changing inductive load is achieved in that, using two complementary emitter followers (EF1, EF2) whose quiescent currents are stabilised by emitter resistors, the current required by the load is produced without the voltage drop occurring on the emitter resistors (9, 9') in the load circuit making compensation by the operational amplifier (1) necessary. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1, die hohe Konstanz der Spannung ermöglicht eine bevorzugte Anwendung der Erfindung in der Meßtechnik.The invention relates to a circuit according to the preamble of Claim 1, the high constancy of the voltage enables a preferred application of the invention in measurement technology.

Die Grundschaltung eines bekannten Leistungsverstärkers mit Operationsverstärker zeigt Fig. 1.The basic circuit of a known power amplifier with an operational amplifier is shown in FIG. 1.

Zur Vermeidung von Übernahmeverzerrungen wird in bekannter Weise an den beiden Dioden (12, 12′) eine Vorspannung für die Transistoren (14, 14′) erzeugt. Zur Stabilisierung des so ein­ gestellten Ruhestroms sind die beiden Emitterwiderstände (13, 13′) erforderlich. Aufgrund der hohen Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers (11) erfolgt bei einer ohmschen Bela­ stung eine praktisch vollständige Ausregelung der Verluste, d. h. der dynamische Ausgangswiderstand des Leistungsverstär­ kers geht gegen Null. To avoid takeover distortion , a bias voltage for the transistors ( 14, 14 ' ) is generated in a known manner on the two diodes ( 12, 12' ). To stabilize the quiescent current so the two emitter resistors ( 13, 13 ' ) are required. Due to the high no-load gain of the operational amplifier ( 11 ) there is practically complete regulation of the losses with an ohmic load, ie the dynamic output resistance of the power amplifier goes to zero.

Wird der Ausgang des Leistungsverstärkers aber zusätzlich oder ausschließlich durch einen induktiven Blindwiderstand ω L be­ lastet, liegen andere Verhältnisse vor.However, if the output of the power amplifier is additionally or exclusively loaded by an inductive reactance ω L , other conditions exist.

Der Laststrom ruft dann an den Emitterwiderständen (13, 13′) einen Spannungsabfall mit einer von der Spannung an der Last abweichenden Phasenlage hervor. Der Operationsverstärker (11) ist aber nicht in der Lage, eine mit einem Phasenfehler be­ haftete Steuerspannung am Verbindungspunkt der beiden Dioden (12, 12′) mit ausreichender Genauigkeit bereitzustellen, um den entstandenen Fehler zu kompensieren. Dadurch geht mit zu­ nehmender induktiver Belastung die Amplitude der Ausgangsspan­ nung des Leistungsverstärkers nach Fig. 1 zurück. The load current then causes a voltage drop at the emitter resistors ( 13, 13 ' ) with a phase position deviating from the voltage at the load. However, the operational amplifier ( 11 ) is not able to provide a control voltage with a phase error at the connection point of the two diodes ( 12, 12 ' ) with sufficient accuracy to compensate for the error that has occurred. As a result, the amplitude of the output voltage of the power amplifier according to FIG. 1 decreases with increasing inductive load.

Eine weitere bekannte Grundschaltung für einen Leistungsver­ stärker zeigt Fig. 2 (u. a. Tietze/Schenk, Halbleiterschal­ tungstechnik, 5. Auflage, S. 362). Bei diesem Schaltungskon­ zept kann aber kein stabiler Ruhestrom durch die Transistoren (15, 15′) eingestellt werden, so daß in Nullpunktnähe des Laststroms beide Transistoren (15, 15′) gesperrt bleiben müssen und die Übertragungskennlinie nicht mehr ausreichend li­ nearisiert werden kann. Außerdem ist darauf zu achten, daß es im Zusammenspiel mit dem Operationsverstärker zu keinem Latch- up-Effekt kommen darf, wenn die Betriebsspannung zugeschaltet wird und zu diesem Zeitpunkt bereits eine induktive Last mit sehr kleinem Gleichstromwiderstand angeschlossen ist.Another known basic circuit for a power amplifier shows Fig. 2 (including Tietze / Schenk, semiconductor circuit technology, 5th edition, p. 362). In this circuit concept, however, no stable quiescent current can be set through the transistors ( 15, 15 ' ), so that both transistors ( 15, 15' ) must remain blocked in the vicinity of the zero point of the load current and the transmission characteristic curve can no longer be sufficiently linearized. In addition, care must be taken to ensure that there is no latch-up effect in conjunction with the operational amplifier if the operating voltage is switched on and an inductive load with a very low DC resistance is already connected at this time.

Es ist bekannt, daß ein durch den Laststrom verursachter Span­ nungsabfall, insbesondere an einem Emitterwiderstand, durch einen Fehlerverstärker annähernd kompensiert werden kann, in­ dem dieser Spannungsabfall mit Hilfe des Fehlerverstärkers der zur Erzeugung des Ruhestroms eingestellten Vorspannung addi­ tiv überlagert wird (DE 33 05 482, Fig. 1).It is known that a voltage drop caused by the load current, in particular at an emitter resistor, can be approximately compensated for by an error amplifier, in which this voltage drop is superimposed on the bias voltage set for generating the quiescent current (DE 33 05 482 , Fig. 1).

Dadurch wird aber die Temperaturstabilität des Ruhestroms her­ abgesetzt, außerdem ist der Aufwand zur Realisierung einer sol­ chen Schaltung hoch und bei einer verbesserten Schaltung ent­ sprechend DE 33 05 482, Fig. 6 noch höher.As a result, however, the temperature stability of the quiescent current is reduced. In addition, the effort for realizing such a circuit is high and, in accordance with an improved circuit, DE 33 05 482, FIG. 6 is even higher.

Es ist auch bekannt, den Ruhestrom durch besondere schaltungs­ technische Maßnahmen zu stabilisieren.It is also known to switch the quiescent current through special circuitry stabilize technical measures.

Unter dieser Voraussetzung ist es möglich, eine Gegentaktend­ stufe mit AB-Betrieb ohne Emitterwiderstände aufzubauen.Under this condition, it is possible to push-pull stage with AB operation without emitter resistors.

Eine entsprechende Lösung mit Ruhestromregelung zeigt DE 33 43 110.DE shows a corresponding solution with quiescent current control 33 43 110.

Bei dieser und weiteren bekannten Lösungen mit Ruhestromrege­ lung ist der Bauelementeaufwand hoch, und die Ansteuerung der Endstufentransistoren erfolgt unsymmetrisch, was im Interesse eines niedrigen Klirrfaktors als nachteilig bewertet wird (rfe 30 (1981), H. 8, S. 534).In this and other known solutions with quiescent current development is high, and the control of the Power stage transistors are unbalanced, which is in the interest a low distortion factor is assessed as disadvantageous (rfe 30 (1981), H. 8, p. 534).

In der Patentschrift DE 27 25 064 wird eine relativ einfache Schaltung vorgestellt. Auch hier erfolgt eine unsymmetrische Ansteuerung der Endstufentransistoren. In the patent DE 27 25 064 a relatively simple Circuit presented. Here, too, there is an asymmetrical one Control of the output stage transistors.

Außerdem ist ein Ruhestrom in der Größe des maximalen Last­ stroms erforderlich, was in Spalte 1, Zeile 33 und 34 der DE 27 25 064 angedeutet wird und durch praktische Versuche bestä­ tigt wurde.There is also a quiescent current the size of the maximum load currents required, which in column 1, lines 33 and 34 of DE 27 25 064 is indicated and confirmed by practical tests was done.

Es ist bekannt, die Leistungsfähigkeit (das betrifft z. B. die Aussteuerungsgrenze bei vorgegebener Betriebsspannung) eines Verstärkers durch die komplementäre Schaltungstechnik zu erhöhen (US 37 92 365, US 39 38 053), wobei diese komplemen­ täre Schaltungstechnik auch zur Verstärkung der einzelnen Halbwellen in einem Gegentaktverstärker eingesetzt wird (US 37 92 365).It is known that performance (e.g. the modulation limit for a given operating voltage) an amplifier through the complementary circuit technology to increase (US 37 92 365, US 39 38 053), these complemen tary circuit technology also to reinforce the individual Half waves are used in a push-pull amplifier (US 37 92 365).

Die zur Stabilisierung des Ruhestroms erforderlichen Emitter­ widerstände sind in der US 37 92 365 nicht dargestellt, weil das zur Beschreibung der Erfindung nicht erforderlich ist. Der bei Anschluß einer induktiven Last an diesen Emitter­ widerständen hervorgerufene Spannungsabfall verursacht den bereits erläuterten Fehler.The emitters required to stabilize the quiescent current Resistors are not shown in US 37 92 365 because that is not necessary to describe the invention. The one when connecting an inductive load to this emitter resistance caused voltage drop causes the errors already explained.

Die Erfindung ermöglicht die Schaffung eines Leistungsverstär­ kers für eine veränderliche induktive Last mit verhältnis­ mäßig geringem Aufwand und guten technischen Parametern.The invention enables the creation of a power amplifier kers for a variable inductive load with ratio moderately low effort and good technical parameters.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Leistungsver­ stärker zu schaffen, der eine hochkonstante Spannung für eine induktive Last mit veränderlicher Impedanz Z L bereitstellt, wobei das Verhältnis zwischen Wirkwiderstand R und Blindwider­ stand l L der Last ohne Beeinträchtigung der Spannungskonstanz frei gewählt werden kann.The invention has for its object to provide a power Ver stronger, which provides a highly constant voltage for an inductive load with variable impedance Z L , the ratio between effective resistance R and reactance stood L L of the load can be freely chosen without affecting the voltage constancy.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei einer Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 durch die im Kennzeichen des An­ spruchs 1 genannten Maßnahmen gelöst. According to the invention the task in a circuit according to the Preamble of claim 1 by the in the characteristics of the Proceed 1 mentioned measures resolved.

Am Ausgang des Operationsverstärkers ist ein erster, relativ leistungsarm ausgelegter, komplementärer Emitterfolger ange­ schlossen, der sich zusammensetzt aus zwei Dioden, zwei Emitterwiderständen und zwei komplementären Transistoren, der Kollektor des npn-Transistors ist mit einer ersten Strom­ quelle und über einen Widerstand mit der positiven Betriebs­ spannung verbunden,
der Kollektor des pnp-Transistors ist mit einer zweiten Strom­ quelle und über einen Widerstand mit der negativen Betriebs­ spannung verbunden und
die beiden zueinander komplementären Stromquellen sind mit einem zweiten, relativ leistungsstark ausgelegten, komplemen­ tären Emitterfolger verbunden.At the output of the operational amplifier, a first, relatively low-power, complementary emitter follower is connected, which is composed of two diodes, two emitter resistors and two complementary transistors, the collector of the npn transistor is with a first current source and a resistor with the positive Operating voltage connected,
the collector of the pnp transistor is connected to a second current source and via a resistor with the negative operating voltage and
the two complementary current sources are connected to a second, relatively powerful, complementary emitter follower.

Das Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zeigt Fig. 3.3 shows the exemplary embodiment of a circuit according to the invention.

Am Ausgang eines Operationsverstärkers (1) ist ein erster komplementärer Emitterfolger (EF 1) angeschlossen, der sich zusammensetzt aus den Dioden (2, 2′), Emitterwiderständen (3, 3′) und komplementären Transistoren (4, 4′). Der Aus­ gang des ersten komplementären Emitterfolgers (EF 1) ist mit der Last (Z L ) verbunden.At the output of an operational amplifier ( 1 ) a first complementary emitter follower (EF 1 ) is connected, which is composed of the diodes ( 2, 2 ' ), emitter resistors ( 3, 3' ) and complementary transistors ( 4, 4 ' ). The output from the first complementary emitter follower (EF 1 ) is connected to the load (Z L ).

Ohne eine erfindungsgemäße Erweiterung der Schaltung ruft ein zur Spannung an der Last phasenverschobener Laststrom an den Emitterwiderständen (3, 3′) einen Spannungsabfall hervor, der vom Operationsverstärker (1) nicht ausreichend kompensiert werden kann.Without an expansion of the circuit according to the invention, a load current at the emitter resistors ( 3, 3 ' ) which is phase-shifted to the voltage at the load causes a voltage drop which cannot be sufficiently compensated for by the operational amplifier ( 1 ).

Um diese Problem zu lösen, wird eine Schaltungsstruktur ge­ schaffen, die den von der Last benötigten Strom unabhängig vom Spannungsverlauf bereitstellt, wobei der Operationsver­ stärker (1) an der Bereitstellung dieses Stroms nahezu kei­ nen Anteil liefert, also weitgehend entlastet wird und die Spannung am Verbindungspunkt der beiden Dioden (2, 2′) nicht korrigieren muß. Mit Hilfe eines ersten Widerstandes (5) und einer ersten Stromquelle (6, 7) wird laststromabhängig ein Steuer­ strom i Q 1 bereitgestellt, der sich proportional mit dem Steuer­ strom i E 1 im Emitterwiderstand (3) ändert.In order to solve this problem, a circuit structure is created which provides the current required by the load regardless of the voltage profile, the operational amplifier ( 1 ) providing almost no part in the provision of this current, that is to say is largely relieved and the voltage on Connection point of the two diodes ( 2, 2 ' ) does not have to correct. With the aid of a first resistor ( 5 ) and a first current source ( 6, 7 ) a control current i Q 1 is provided depending on the load current, which changes proportionally with the control current i E 1 in the emitter resistor ( 3 ).

Ebenso wird mit Hilfe eines zweiten Widerstandes (5′) und einer zweiten Stromquelle (6′, 7′) laststromabhängig ein Steuerstrom i Q 2 bereitgestellt, der sich proportional mit dem Steuerstrom i E 2 im Emitterwiderstand (3′) ändert. Die Widerstände (5, 5′) sind so dimensioniert, daß die Ruheströme I E 1 und I E 2 des er­ sten komplementären Emitterfolgers (EF 1) bereits einen Span­ nungsabfall am Widerstand (6) der ersten und am Widerstand (6′) der zweiten Stromquelle hervorrufen. Anstelle der Widerstände (5, 5′) und der Stromquellen (6, 7 und 6′, 7′) können auch Stromspiegel eingesetzt werden. Die im Ausführungsbeispiel eingesetzten Stromquellen sind mit einem zweiten komplementären Emitterfolger (EF 2) so verbunden, daß die Ruheströme I Q 1 und I Q 2 der Stromquellen (6, 7 und 6′, 7′) größtenteils durch zwei Dioden (8, 8′) fließen und eine Vor­ spannung für die Transistoren (10, 10′) und einen Ruhestrom im zweiten komplementären Emitterfolger (EF 2) erzeugen, daß der Steuerstrom i Q 1 der ersten Stromquelle (6, 7) die Leitfähig­ keit des npn-Transistors (10) erhöht, und daß der Steuerstrom i Q 2 der zweiten Stromquelle (6′, 7′) die Leitfähigkeit des pnp-­ Transistors (10′) erhöht. Ist der Laststrom Null (i L 1 =i L 2 = 0), gilt bei guter Symme­ trie des Leistungsverstärkers für die Ruheströme: I E 1 = I E 2, I Q 1 = I Q 2, I E 3 = I E 4. Anderenfalls wird der Operationsver­ stär­ ker (1) zu einer Korrektur veranlaßt und ändert geringfügig das am Verbindungspunkt der Dioden (2, 2′) liegende Ruhepoten­ tial, so daß gilt: I E 1 + I E 3 = I E 2 + I E 4. Jeder Laststrom öffnet selbst entweder den npn-Transistor (10) oder den pnp- Transistor (10′), wobei die hohe Stromverstärkung einer ge­ schlossenen Schleife ausgenutzt wird. Für einen Laststrom i L 1 (positive Stromhalbwelle) zusätzlich zum Ruhestrom I E 3 durch den Emitterwiderstand (9) ist ein um die Stromverstärkung des npn-Transistors (10) kleinerer Steuerstrom i E 1 zusätzlich zum Ruhestrom I E 1 erforderlich, wenn für die Steuerströme i E 1 und i Q 1 ein Verhältnis 1 : 1 gewählt wird. Daraus resultiert ein entsprechend kleiner Span­ nungsabfall am Emitterwiderstand (3) des ersten komplementären Emitterfolgers (EF 1), und der Operationsverstärker (1) ist na­ hezu vollständig entlastet. Natürlich ruft der Laststrom durch eine Induktivität an den Emitterwiderständen (9, 9′) des zweiten komplementären Emit­ terfolgers (EF 2 ) einen beträchtlichen Spannungsabfall mit ei­ ner von der Spannung an der Last abweichenden Phasenlage her­ vor, dieser Spannungsabfall kann sich aber durch die Strom­ steuerung des zweiten komplementären Emitterfolgers (EF 2) nicht negativ auswirken. Die erfindungemäße Schaltung ist streng symmetrisch aufgebaut und stellt damit eine vorteilhafte Lö­ sung in bezug auf einen niedrigen Klirrfaktor dar. Weiterhin werden durch die Emitterwiderstände (3, 3′, 9, 9′) unzulässig hohe Ströme zuverlässig ausgeschlossen. Der vorgeschlagene Leistungsverstärker stellt eine hochkon­ stante Spannung für eine induktive Last mit veränderlicher Impedanz Z L = R + j ω L bereit. Damit ist er besonders zum Auf­ bau eines Mehrstellenmeßsystems auf der Basis induktiver Meß­ größenaufnehmer mit hoher Meßgenauigkeit geeignet. Der An­ wender diese Meßsystems kann die Anzahl der eingesetzten Meßgrößenaufnehmer in Abhängigkeit von der Meßaufgabe variie­ ren, wobei alle parallel angeschlossenen Meßgrößenaufnehmer von einem einzigen Leistungsverstärker kontinuierlich ver­ sorgt werden. Damit stellt der Leistungsverstärker eine wirtschaftliche Lö­ sung beim Aufbau eines Mehrstellenmeßsystems mit induktiven Meßgrößenaufnehmern dar. Darüber hinaus ist eine technisch vorteilhafte Lösung dadurch gegeben, daß bei einer Abfrage mehrerer Meßstellen nur das Ausgangssignal der Meßgrößenaufnehmer umgeschaltet zu werden braucht, so daß die Abfragegeschwindigkeit nicht durch Ein­ schwingvorgänge innerhalb der induktiven Meßgrößenaufnehmer eingeschränkt wird. Die erfindungsgemäße Schaltung kann auch auf einem Chip integriert werden. Die am Ausgang des Operationsverstärkers (1) angeschlossene Endstufe (2-10) macht aufgrund ihrer hohen Leistungs­ fähigkeit auch einen selbständigen Einsatz sinnvoll. Zusammenstellung der verwendeten Bezugszeichen 1Operationsverstärker2, 2′Diode3, 3′Emitterwiderstand4npn-Transistor4′pnp-Transistor5, 5′Widerstand6, 6′Widerstand (6, 7)erste Stromquelle (6′, 7′)zweite Stromquelle 8, 8′Diode 9, 9′Emitterwiderstand 10npn-Transistor 10′pnp-Transistor 11Operationsverstärker 12, 12′Diode 13, 13′Emitterwiderstand 14, 14′Transistoren 15, 15′Transistoren EF 1erster, komplementärer Emitterfolger EF 2zweiter, komplementärer Emitterfolger RWirkwiderstand der Last ω LBlindwiderstand der Last U CC positive Betriebsspannung U DD negative Betriebsspannung Z L Last (Z L = R + j ω L) I E 1Ruhestrom im Emitterwiderstand 3 i E 1Steuerstrom im Emitterwiderstand 3 infolge i I E 2Ruhestrom im Emitterwiderstand 3′ i E 2Steuerstrom im Emitterwiderstand 3′ infolge i L 2 I E 3Ruhestrom im Emitterwiderstand 9 I E 4Ruhestrom im Emitterwiderstand 9′ i L 1Laststrom (positive Stromhalbwelle) i L 2Laststrom (negative Stromhalbwelle) I Q 1Ruhestrom der ersten Stromquelle i Q 1Steuerstrom der ersten Stromquelle infolge i L 1 I Q 2Ruhestrom der zweiten Stromquelle i Q 2Steuerstrom der zweiten Stromquelle infolge i L 2 Likewise, with the help of a second resistor ( 5 ' ) and a second current source ( 6', 7 ' ) depending on the load current, a control current i Q 2 is provided which changes proportionally with the control current i E 2 in the emitter resistor ( 3' ). The resistors ( 5, 5 ' ) are dimensioned so that the quiescent currents I E 1 and I E 2 of the most complementary emitter follower (EF 1 ) already have a voltage drop across the resistor ( 6 ) of the first and resistor ( 6' ) cause second power source. Instead of the resistors ( 5, 5 ' ) and the current sources ( 6, 7 and 6', 7 ' ), current mirrors can also be used. The current sources used in the exemplary embodiment are connected to a second complementary emitter follower (EF 2 ) in such a way that the quiescent currents I Q 1 and I Q 2 of the current sources ( 6, 7 and 6 ', 7' ) largely by means of two diodes ( 8, 8 ' ) flow and generate a voltage for the transistors ( 10, 10 ' ) and a quiescent current in the second complementary emitter follower (EF 2 ) that the control current i Q 1 of the first current source ( 6, 7 ) the conductivity of the npn transistor ( 10 ) increases, and that the control current i Q 2 of the second current source ( 6 ', 7' ) increases the conductivity of the pnp transistor ( 10 ' ). If the load current is zero (i L 1 = i L 2 = 0), with good symmetry of the power amplifier, the following applies to the quiescent currents: I E 1 = I E 2 , I Q 1 = I Q 2 , I E 3 = I E 4 . Otherwise, the operational amplifier ( 1 ) is caused to make a correction and changes slightly the resting potential at the connection point of the diodes ( 2, 2 ' ), so that the following applies: I E 1 + I E 3 = I E 2 + I E 4 . Each load current itself opens either the npn transistor ( 10 ) or the pnp transistor ( 10 ' ), the high current gain of a closed loop being exploited. For a load current i L 1 (positive current half-wave) in addition to the quiescent current I E 3 through the emitter resistor ( 9 ), a control current i E 1 which is smaller by the current gain of the npn transistor ( 10 ) is required in addition to the quiescent current I E 1 , if for the Control currents i E 1 and i Q 1 a ratio 1: 1 is selected. This results in a correspondingly small voltage drop across the emitter resistor ( 3 ) of the first complementary emitter follower (EF 1 ), and the operational amplifier ( 1 ) is almost completely relieved. Of course, the load current through an inductance at the emitter resistors ( 9, 9 ' ) of the second complementary emitter (EF 2 ) causes a considerable voltage drop with a phase position deviating from the voltage at the load, but this voltage drop can be caused by the current control of the second complementary emitter follower (EF 2 ) does not have a negative impact. The circuit according to the invention is constructed strictly symmetrically and thus represents an advantageous solution in relation to a low distortion factor. Furthermore, impermissibly high currents are reliably excluded by the emitter resistors ( 3, 3 ', 9, 9' ). The proposed power amplifier provides a highly constant voltage for an inductive load with variable impedance Z L = R + j ω L. This makes it particularly suitable for building a multi-position measuring system based on inductive measuring transducers with high measuring accuracy. The user of this measuring system can vary the number of measuring transducers used depending on the measuring task, with all measuring transducers connected in parallel being continuously supplied by a single power amplifier. Thus, the power amplifier is an economical solution when building a multi-point measuring system with inductive transducers. In addition, a technically advantageous solution is given in that when polling several measuring points, only the output signal of the transducers needs to be switched, so that the interrogation speed is not due to on vibration processes within the inductive transducers is restricted. The circuit according to the invention can also be integrated on a chip. The output stage ( 2-10 ) connected to the output of the operational amplifier ( 1 ) also makes independent use due to its high performance. Compilation of the reference numerals used 1 operational amplifier 2, 2 ' diode 3, 3' emitter resistor 4 npn transistor 4 ' pnp transistor 5, 5' resistor 6, 6 ' resistor ( 6, 7 ) first current source ( 6', 7 ' ) second Current source 8, 8 ′ diode 9, 9 ′ emitter resistor 10npn transistor 10′pnp transistor 11 operational amplifier 12, 12′diode 13, 13′emitter resistor 14, 14′transistors 15, 15′transistors EF 1 first, complementary emitter follower EF 2 second, complementary emitter follower R Active resistance of the load ω L Reactive resistance of the load U CC positive operating voltage U DD negative operating voltage Z L load (Z L = R + j ω L) I E 1 quiescent current in the emitter resistor 3 i E 1 control current in the emitter resistor 3 as a result of i I E 2 quiescent current in the emitter resistor 3 ′ i E 2 control current in the emitter resistor 3 ′ as a result of i L 2 I E 3 quiescent current in the emitter resistor 9 I E 4 quiescent current in the emitter resistor 9 ′ i L 1 load current (positive current half-wave) i L 2 load current (negative current half-wave) I Q 1 Quiescent current the he Most current source i Q 1 control current of the first current source as a result of i L 1 I Q 2 quiescent current of the second current source i Q 2 control current of the second current source as a result of i L 2

Claims (3)

1. Leistungsverstärker für eine induktive Last, der einen gegengekoppelten Operationsverstärker enthält,
dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang des Operationsver­ stärkers (1) ein erster, relativ leistungsarm ausgelegter, komplementärer Emitterfolger (EF 1) angeschlossen ist, der sich zusammensetzt aus den Dioden (2, 2′), Emitterwider­ ständen ( 3, 3′) und komplementären Transistoren (4, 4′), der Kollektor des npn-Transistors (4) mit einer ersten Strom­ quelle (6, 7) und über einen Widerstand (5) mit der positi­ ven Betriebsspannung U CC verbunden ist,
der Kollektor des pnp-Transistors (4′) mit einer zweiten Stromquelle (6′, 7′) und über einen Widerstand (5′) mit der negativen Betriebsspannung U DD verbunden ist,
die beiden zueinander komplementären Stromquellen (6, 7 und 6′, 7′) mit einem zweiten, relativ leistungsstark ausgeleg­ ten, komplementären Emitterfolger (EF 2) verbunden sind,
alle symmetrisch angeordneten Widerstände (3 und 3′, 5 und 5′, 6 und 6′, 9 und 9′) gleich groß sind, und die zusammen­ geschalteten Ausgänge der beiden komplementären Emitterfol­ ger (EF 1, EF 2 ) den Ausgang des Leistungsverstärkers bilden (Fig. 3).1. power amplifier for an inductive load, which contains a negative feedback operational amplifier,
characterized in that at the output of the operational amplifier ( 1 ) a first, relatively low-power, complementary emitter follower (EF 1 ) is connected, which is composed of the diodes ( 2, 2 ' ), emitter resistors ( 3, 3' ) and complementary transistors ( 4, 4 ' ), the collector of the npn transistor ( 4 ) with a first current source ( 6, 7 ) and a resistor ( 5 ) connected to the positive operating voltage U CC ,
the collector of the pnp transistor ( 4 ' ) is connected to a second current source ( 6', 7 ' ) and via a resistor ( 5' ) to the negative operating voltage U DD ,
the two complementary current sources ( 6, 7 and 6 ', 7' ) are connected to a second, relatively powerfully designed, complementary emitter follower (EF 2 ),
all symmetrically arranged resistors ( 3 and 3 ', 5 and 5', 6 and 6 ', 9 and 9' ) are the same size, and the interconnected outputs of the two complementary Emitterfol ger (EF 1 , EF 2 ) the output of the power amplifier form ( Fig. 3). 2. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände (5, 5′) und Stromquellen (6, 7 und 6′, 7′) durch zwei Stromspiegelschaltungen ersetzt sind.2. Power amplifier according to claim 1, characterized in that the resistors ( 5, 5 ' ) and current sources ( 6, 7 and 6', 7 ' ) are replaced by two current mirror circuits. 3. Leistungsverstärker nach Anspruch 1-2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß anstelle der Transistoren (10, 10′) im zweiten komplementären Emitterfolger (EF 2) Darlingtontransistoren ein­ gesetzt sind.3. Power amplifier according to claim 1-2, characterized in that instead of the transistors ( 10, 10 ' ) in the second complementary emitter follower (EF 2 ) Darlington transistors are set.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3920802A1 (en) * 1989-06-24 1991-01-10 Telefunken Electronic Gmbh Push=pull amplifier circuit with rest current stabilisation - generates reference signal using control current and control signal derived from amplifier output currents
DE4141016A1 (en) * 1991-06-17 1992-12-24 Pioneer Electronic Corp REINFORCEMENT DEVICE
DE4400393C1 (en) * 1994-01-08 1995-03-09 Blaupunkt Werke Gmbh AF push-pull output stage

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