DE3712796A1 - Self-oscillating DC/DC voltage converter operating on the flyback converter principle - Google Patents

Self-oscillating DC/DC voltage converter operating on the flyback converter principle

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Abstract

A control circuit which is used for stabilising the output voltage is intended to be constructed such that it manages, despite being DC decoupled, without an optocoupler and without an additional transformer winding for the negative feedback. A signal (Uw3) which is proportional to the output voltage (Uw2) is taken from the same auxiliary winding (W3) which produces positive feedback for the self-oscillating DC/DC voltage converter. In order to achieve negative feedback, the control circuit (R) detects this signal (Uw3) in the flyback phase (P2) and, after entering the switched-on phase (P1) of the DC/DC voltage converter, passes said signal to the control electrode of a semiconductor switch (S). The DC/DC voltage converter can be used in the case of switched-mode power supplies and wherever a stabilised output voltage is required. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art.The invention relates to a DC voltage converter mentioned in the preamble of claim 1.

Wegen ihres höheren Wirkungsgrades, ihres niedrigeren Gewichts und ihres geringeren Volumens haben geschaltete Gleichspannungswandler konventionelle Gleichspannungs­ stabilisierungsschaltung mit Längsregler in vielen Anwendungsbereichen verdrängt. Ein Nachteil der Gleich­ spannungswandler ist jedoch ihre kompliziertere Schal­ tungstechnik, so daß man bei der Entwicklung bestrebt ist hier Vereinfachungen zu erzielen.Because of their higher efficiency, their lower Weight and their lower volume have switched DC converter conventional DC voltage stabilization circuit with series regulator in many Application areas ousted. A disadvantage of the same voltage converter, however, is their more complicated scarf tung technique, so that one strives in the development simplifications can be achieved here.

In Elektronik 1979, Heft 11, Seite 83 ff sind verschie­ dene Gleichspannungswandler beschrieben. Hiervon ist besonders der Sperrwandler nach Bild 3 von Interesse, da er eine Grundschaltung bildet, auf der die erfindungsge­ mäße Schaltung aufbaut. Es handelt sich um einen unge­ regelten selbstschwingenden Sperrwandler, mit einem Transformator, dessen Primärwicklung über die Schalt­ strecke eines gesteuerten Transistors an einer Gleich­ spannungsquelle liegt. In der Leitphase des Transistor­ schalters wird Energie aus der Gleichspannungsquelle entnommen und in der Primärwicklung des Transformators zwischengespeichert. Während der Sperrphase des Tran­ sistorschalters wird diese Energie von der Sekundärwick­ lung über eine Diode an den durch einen Kondensator gepufferten Ausgang abgegeben. Der Steuerkreis des Schalttransistors kann z. B. durch einen Multivibrator fremdgesteuert oder wie im vorliegenden Fall durch eine Hilfswicklung selbstschwingend aufgebaut sein. Die Hilfswicklung ist primärseitig angeordnet, um eine galvanische Trennung vom Ausgang sicherzustellen.In Electronics 1979, Issue 11, page 83 ff are different dene DC converter described. Of this is the flyback converter according to Figure 3 is of particular interest since he forms a basic circuit on which the fiction moderate circuit builds. It is a boy regulated self-oscillating flyback converter, with one Transformer, whose primary winding on the switching stretch a controlled transistor on a DC source of voltage. In the leading phase of the transistor switch is energy from the DC voltage source  removed and in the primary winding of the transformer cached. During the blocking phase of the tran sistor switch this energy from the secondary wick via a diode to the through a capacitor buffered output delivered. The control circuit of the Switching transistor can e.g. B. by a multivibrator externally controlled or as in the present case by a Auxiliary winding should be self-oscillating. The Auxiliary winding is arranged on the primary side ensure galvanic isolation from the output.

Aus der EP-A2-00 43 992 ist ein Sperrwandler der vorbe­ schriebenen Art bekannt, der zusätzlich noch eine Regelschaltung besitzt, die für eine Stabilisierung der Ausgangsspannung sorgt. Eine geregelte Stabilisierung ist dann sinnvoll und angebracht, wenn die Last auf der Sekundärseite sehr unterschiedlich ist. Das Prinzip des ungeregelten Sperrwandlers bringt es mit sich, daß die primärseitig aufgenommene, magnetisch gespeicherte Energie, wieder abgegeben werden muß. Dimensioniert wird für die größte Last. Die primärseitig mindestens aufzu­ nehmende Energie steht somit fest. Folglich muß bei wenig Last die überschüssige Energie vernichtet werden. Dies ist unwirtschaftlich und führt zu einer entspre­ chenden Wärmeentwicklung im Netzteil.From EP-A2-00 43 992 a flyback converter is over known type, which also has a Control circuit has, which for the stabilization of the Output voltage ensures. A regulated stabilization is sensible and appropriate when the load on the Secondary side is very different. The principle of unregulated flyback converter entails that the magnetically stored on the primary side Energy that must be released again. Is dimensioned for the greatest load. The primary to open at least taking energy is thus certain. Consequently, at little load the excess energy will be destroyed. This is uneconomical and leads to a corresponding appropriate heat development in the power supply.

Die Veränderung der übertragenen Energie ist auf zwei Arten möglich, entweder durch Veränderung der Arbeits­ frequenz bei festgehaltener Länge der Arbeitsphase, oder durch Verändern des Tastverhältnisses bei konstanter Arbeitsfrequenz. Das zweite Verfahren ist zu bevorzugen, da das erste den Nachteil hat, daß auch bei minimaler Last der gleiche Spitzenstrom wie bei maximaler Last fließt. Die Bauteile werden dadurch immer hoch belastet und der Wirkungsgrad verschlechtert sich. The change in transmitted energy is two Species possible, either by changing the work frequency with fixed length of the work phase, or by changing the duty cycle at constant Working frequency. The second method is preferable since the first has the disadvantage that even with minimal Load the same peak current as at maximum load flows. The components are always subjected to high loads and the efficiency deteriorates.  

Der Aufbau, der aus der EP-A2-00 43 992 bekannten Regelschaltung ist nicht näher beschrieben. Man kann jedoch erkennen, daß die zur Regelung erforderliche Gegenkopplung nicht von der Sekundärseite des Transfor­ mators über einen zur Potentialtrennung zwischengeschal­ teten Optokoppler erfolgt, sondern daß auf den Transfor­ mator neben einer Tür das selbstschwingende Schalten erforderlichen Mitkopplungswicklung eine für das Regeln erforderliche Gegenkopplungswicklung aufgebracht ist.The structure known from EP-A2-00 43 992 Control circuit is not described in detail. One can however recognize that the necessary for regulation Negative feedback not from the secondary side of the Transfor mators via an intermediate circuit for electrical isolation Teten optocoupler takes place, but that on the Transfor mator next to a door the self-oscillating switching feedforward winding required for the regulation required negative feedback winding is applied.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Gleichspannungswand­ ler der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art dahingehend zu verbessern, daß er mit einer sehr einfach aufgebauten Regelschaltung auskommt und für die Gegen­ kopplung weder einen Optokoppler noch eine zusätzliche Gegenkopplungswicklung benötigt.The object of the invention is a DC voltage wall ler of the type mentioned in the preamble of claim 1 to improve in that he is using a very simple built control circuit comes out and for the counter coupling neither an optocoupler nor an additional one Negative feedback winding needed.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeich­ neten Merkmale gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgegenstandes sind in den Unteransprüchen genannt.This object is characterized by in claim 1 Features resolved. Appropriate configurations and Developments of the subject matter of the invention are in the Subclaims called.

Da auf eine Potentialtrennung nicht verzichtet werden kann, ist die vorstehend genannte Aufgabe nur dadurch zu lösen, daß das für die Gegenkopplung erforderliche, der Ausgangsspannung proportinale Signal derselben Hilfs­ wicklung entnommen wird, die auch das für den selbst­ schwingenden Gleichspannungswandler benötigte Mitkopp­ lungssignal abgibt. Dabei wird die Gegenkopplung derart realisiert, daß die Regelschaltung während der Sperr­ phase von der Hilfswicklung ein Signal abnimmt, dieses aber erst in der Einschaltphase des Gleichspannungswand­ ler dem Halbleiterschalter zuführt. Das läßt sich mit wenigen einfachen Bauteilen realisieren, so daß man durch die fehlende Wicklung einen besonders kleinen und zuverlässigen Gleichspannungswandler geringer Verlust­ leistung erhält.Because there is no need for electrical isolation can, the above task is only to solve that for the negative feedback, the Output voltage proportional signal of the same auxiliary is taken from the winding, which is also for the self Mitkopp needed vibrating DC-DC converter emits signal. The negative feedback becomes like this realizes that the control circuit during the lock phase a signal from the auxiliary winding decreases, this but only in the switch-on phase of the DC voltage wall ler feeds the semiconductor switch. You can do that with  realize a few simple components, so that one due to the missing winding a particularly small and reliable DC converter low loss receives performance.

In vorteilhafter Weiterbildung des Erfindungsgegenstan­ des wird die Regelschaltung als Vierpol aufgebaut, der eingangsseitig mit beiden Anschlüssen an je einem Ende der Hilfswicklung liegt und ausgangsseitig zum einen mit der Steuerelektrode des Halbleiterschalters und zum anderen mit Nullpotential verbunden ist. Das Nullpoten­ tial wird hierbei durch einen Pol, der den Gleichstrom­ wandler versorgenden Gleichspannungsquelle gebildet, an dem auch ein Anschluß der Hilfsspannungswicklung und ein Ende eines Rückkopplungswiderstandes liegen. Das andere Ende des Rückkopplungswiderstandes führt über die Schaltstrecke des Halbleiterschalters und die damit in Reihe liegende Primärwicklung zum anderen Pol der Gleichspannungsquelle.In an advantageous development of the subject matter of the invention the control circuit is constructed as a four-pole on the input side with both connections at one end the auxiliary winding is on the output side with the control electrode of the semiconductor switch and another is connected to zero potential. The zero pot tial is here by a pole, the direct current converter supplying DC voltage source formed which also a connection of the auxiliary voltage winding and a End of a feedback resistor. The other End of the feedback resistor leads over the Switching distance of the semiconductor switch and thus in Row of primary windings to the other pole of the DC voltage source.

In ihrer einfachsten Version besteht die Regelschaltung aus der Reihenschaltung eines Schwellwertelementes mit einem Kondensator, wobei die freien Anschlüsse dieser Reihenschaltung die Eingangsanschlüsse der Regelschal­ tung bilden und der Kondensator auf Nullpotential liegt. Der sich zwischen Schwellwertelement und Kondensator ausbildende gemeinsame Anschluß führt über eine erste Diode zum Ausgangsanschluß der Regelschaltung. Damit die Rückkopplungswicklung ihre Mitkopplungsfunktion erfüllen kann, müssen der nicht auf Nullpotential liegende Ein- und Ausgang der Regelschaltung durch geeignete Elemente überbrückt werden. Die erste Diode und das Schwellwert­ element sind so gegensinnig gepolt, daß während der Einschaltphase des Halbleiterschalters der Kondensator geladen wird und während der Sperrphase des Halbleiter­ schalters eine durch den Schwellwert des Schwellwertele­ mentes begrenzte Entladung des Kondensators erfolgt. Die Höhe der Spannung am Kondensator bestimmt die Dauer der Einschaltphase des Halbleiterschalters, da der linear zunehmende Primärstrom nur solange ansteigen kann, bis dieser am Gegenkopplungswiderstand eine Spannung er­ zeugt, die etwa der Steuerspannung des Halbleiterschal­ ters entspricht.In its simplest version there is the control circuit from the series connection of a threshold value element a capacitor, the free connections of this Series connection of the input connections of the control panel form and the capacitor is at zero potential. The located between the threshold element and capacitor training common connection leads over a first Diode for the output connection of the control circuit. So that Feedback winding fulfill their positive feedback function the non-zero potential input must and output of the control circuit by suitable elements be bridged. The first diode and the threshold elements are poled in opposite directions so that during the Switch-on phase of the semiconductor switch of the capacitor  is charged and during the blocking phase of the semiconductor switch one by the threshold value of the threshold value element Limited discharge of the capacitor takes place. The The amount of voltage on the capacitor determines the duration of the Switch-on phase of the semiconductor switch, since the linear increasing primary current can only increase until this a voltage at the negative feedback resistor testifies about the control voltage of the semiconductor scarf ters corresponds.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeich­ nungen dargestellt und wird im folgenden näher erläu­ tert. Es zeigen dieAn embodiment of the invention is in the drawing shown and is explained in more detail below tert. They show

Fig. 1 bis 4 Strom- und Spannungsdia­ gramme, die in Abhängigkeit von der Zeit an der in Fig. 5 dargestellten Schaltung gemessen werden können. Alle Diagramme nach den Fig. 1a bis 4a ergeben sich bei hoher Ausgangsleistung, während die Diagramme nach den Fig. 1b bis 4b die Verhältnisse bei relativ niedriger Ausgangsleistung wiedergeben. In Fig. 1 to 4 current and voltage diagrams, which can be measured depending on the time on the circuit shown in Fig. 5. All diagrams according to FIGS. 1a to 4a result from a high output power, while the diagrams from FIGS. 1b to 4b show the conditions at a relatively low output power. In

Fig. 5 ist die Schal­ tung eines Sperrwandlers dargestellt, der von der Erfindung Gebrauch macht. Fig. 5, the scarf device of a flyback converter is shown, which makes use of the invention.

Die Schaltung nach Fig. 5 läßt auf ihrer Eingangsseite eine Gleichspannungsquelle Q erkennen, die zur Versor­ gung des Sperrwandlers dient. Ein Transformator T 1 liegt mit einem Anschluß seiner Primärwicklung W 1 am positiven Pol der Gleichspannungsquelle Q während der andere Anschluß der Primärwicklung W 1 über einen Halbleiter­ schalter S und einen in Reihe dazu angeordneten Rück­ kopplungswiderstand R 7 mit dem negativen Pol der Gleich­ spannungsquelle verbunden ist. Eine gegenüber der Primärwicklung W 1 um 180° gedrehte Sekundärwicklung W 2 führt mit dem einen Ende eine Diode V 9 und mit dem anderen Ende unmittelbar zu einer variablen Last L, zu der ein Pufferkondensator C 6 parallel liegt. Zum Trans­ formator T 1 gehört noch eine Hilfswicklung W 3, die mit der Primärwicklung W 1 gleichsinnig gewickelt ist und mit einem Anschluß auf Nullpotential N liegt, das durch den negativen Pol der Gleichspannungsquelle Q gebildet wird. Der andere Anschluß der Hilfswicklung W 3 ist mit einem Eingang A einer Regelschaltung R verbunden, deren Ausgang B an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters S anliegt.The circuit of FIG. 5 can at its input side a DC voltage source Q realize the supply is used for the care of the flyback converter. A transformer T 1 is connected to one terminal of its primary winding W 1 at the positive pole of the DC voltage source Q while the other terminal of the primary winding W 1 is connected to the negative pole of the DC voltage source via a semiconductor switch S and a series-connected feedback resistor R 7 . A secondary winding W 2 rotated by 180 ° with respect to the primary winding W 1 leads with one end to a diode V 9 and with the other end directly to a variable load L , to which a buffer capacitor C 6 is connected in parallel. The transformer T 1 also includes an auxiliary winding W 3 , which is wound in the same direction with the primary winding W 1 and has a connection to zero potential N , which is formed by the negative pole of the DC voltage source Q. The other connection of the auxiliary winding W 3 is connected to an input A of a control circuit R , the output B of which is applied to the control electrode of the semiconductor switch S.

Die Regelschaltung R ist als Vierpol aufgebaut, bei dem der Eingang A und der Ausgang B auf Nullpotential N bezogen sind. Zwischen dem Eingang A und Nullpotential N liegt die Reihenschaltung eines Schwellwertelementes V 2, V 3, mit einem Kondensator C 4. Der Kondensator C 4 liegt einseitig auf Nullpotential N, während das Schwellwert­ element aus einer einseitig am Eingang A liegenden zweiten Diode V 2 und einer in Reihe geschalteten Zener­ diode V 3 besteht. Eine erste Diode V 1 verbindet einen von Zenerdiode V 3 und Kondensator C 4 gemeinsamen An­ schluß C mit dem Ausgang B der Regelschaltung R. Auf den Kondensator C 4 bezogen sind die beiden Dioden V 2 und V 1 gegensinnig gepolt, so daß bei positivem Potential am Eingang A die Diode V 2 sperrt und bei positivem Signal am Ausgang B die Diode V 1 leitet. Die Zenerdiode ist so gepolt, daß sich ihre Zenerspannung zur Durchlaßspannung der Diode V 2 addiert.The control circuit R is constructed as a four-pole, in which the input A and the output B are related to zero potential N. The series connection of a threshold value element V 2 , V 3 with a capacitor C 4 lies between input A and zero potential N. The capacitor C 4 is on one side at zero potential N , while the threshold element consists of a one-sided at the input A second diode V 2 and a series-connected Zener diode V 3 . A first diode V 1 connects a common of Zener diode V 3 and capacitor C 4 to circuit C to the output B of the control circuit R. In relation to the capacitor C 4 , the two diodes V 2 and V 1 are polarized in opposite directions, so that the diode V 2 blocks at a positive potential at the input A and the diode V 1 conducts at a positive signal at output B. The zener diode is polarized so that its zener voltage is added to the forward voltage of the diode V 2 .

Zur Unterdrückung von Abschaltspitzen ist ein zwischen der Diode V 2 und der Zenerdiode V 3 liegender Verbin­ dungspunkt E über einen Kondensator C 3, zu dem noch ein Widerstand R 5 parallel liegt, mit Nullpotential N verbunden. To suppress switch-off peaks, a connection point E between the diode V 2 and the Zener diode V 3 is connected via a capacitor C 3 , to which a resistor R 5 is also connected in parallel, to zero potential N.

Das für den selbstschwingenden Gleichstromwandler erforderliche Mitkopplungssignal wird der Steuerelek­ trode des Halbleiterschalters S über eine Brücke D zugeführt. Die Brücke verbindet den Eingang A und den Ausgang B der Regelschaltung R miteinander und besteht aus zwei zueinander parallelliegenden Brückengliedern. Das erste Brückenglied ist aus der Reihenschaltung eines ersten Kondensators C 1 und eines ersten Widerstandes R 1 gebildet, während das zweite Brückenglied aus der Parallelschaltung eines zweiten Kondensators C 2 und eines zweiten Widerstandes R 2 sowie einer hierzu in Reihe liegenden Diode V 4 besteht.The positive feedback signal required for the self-oscillating DC converter is fed to the control electrode of the semiconductor switch S via a bridge D. The bridge connects the input A and the output B of the control circuit R and consists of two parallel bridges. The first bridge element is formed from the series connection of a first capacitor C 1 and a first resistor R 1 , while the second bridge element consists of the parallel connection of a second capacitor C 2 and a second resistor R 2 and a diode V 4 connected in series therewith.

Mit dem an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters S liegenden Ausgang B der Regelschaltung R ist weiterhin ein Widerstand R 4 verbunden, der mit seinem anderen Ende über einen weiteren Widerstand R 3 am Pluspol der Gleich­ spannungsquelle Q liegt. Eine in Sperr-Richtung angeord­ nete Zenerdiode V 5 verbindet die Widerstände R 3 und R 4 mit Nullpotential N. Diese Schaltung liefert in der Anlaufphase einen Steuerstrom zur Steuerelektrode des Halbleiterschalters S, der dessen Schaltstrecke schließt.By lying at the control electrode of the semiconductor switch S B output of the control circuit R is further connected to a resistor R 4, which lies with its other end via a further resistor R3 to the positive terminal of the DC voltage source Q. A Zener diode V 5 arranged in the reverse direction connects the resistors R 3 and R 4 to zero potential N. In the start-up phase, this circuit supplies a control current to the control electrode of the semiconductor switch S , which closes its switching path.

Als Steuerelektrode des Halbleiterschalters S dient die Basis eines ersten npn-Transistors V 7, der mit einem zweiten npn-Transistor V 8 eine Darlington-Schaltung bildet, wobei der Emitter des zweiten Transistors V 8 mit seiner Basis über einen Widerstand R 6 verbunden ist.The base of a first npn transistor V 7 , which forms a Darlington circuit with a second npn transistor V 8, serves as the control electrode of the semiconductor switch S , the emitter of the second transistor V 8 being connected to its base via a resistor R 6 .

Ein entgegengesetzt zur Basis-Emitter-Strecke der Transistoren V 7, V 8 gepolte Diode V 6 verbindet die Basis von V 7 mit Nullpotential. Während der Sperrphase des Halbleiterschalters an seiner Steuerelektrode anstehende negative Spannungen werden dadurch auf die Durchlaßspan­ nung der Diode V 6 begrenzt.A diode V 6 , which is polarized opposite to the base-emitter path of the transistors V 7 , V 8, connects the base of V 7 to zero potential. Negative voltages applied to its control electrode during the blocking phase of the semiconductor switch are thereby limited to the forward voltage of the diode V 6 .

Zur Diode V 6 liegt noch ein Kondensator C 5 parallel, der in Verbindung mit dem ersten Kondensator C 1, dem ersten Widerstand R 1 und dem Widerstand R 4 bewirkt, daß die Frequenz des Sperrwandlers, unabhängig vom sekundären Leistungsbedarf, nahezu konstant bleibt.A capacitor C 5 is also connected in parallel with the diode V 6 , which, in conjunction with the first capacitor C 1 , the first resistor R 1 and the resistor R 4, causes the frequency of the flyback converter to remain virtually constant, regardless of the secondary power requirement.

Im folgenden wird die prinzipielle Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 5 beschrieben. Wie die Fig. 1 bis 4 erkennen lassen, sind beim Schalten des Sperr­ wandlers drei Phasen zu unterscheiden. In der ersten Phase P 1 ist die Schaltstrecke des Halbleiterschalters S geschlossen. Der Strom I w 1 steigt, wie in Fig. 1 dargestellt von 0 beginnend linear an. Die Energie wird vom Transformator T 1 gespeichert.The basic mode of operation of the circuit according to FIG. 5 is described below. As shown in FIGS. 1 to 4, three phases are to be distinguished when switching the blocking converter. In the first phase P 1 , the switching path of the semiconductor switch S is closed. The current I w 1 increases linearly, starting from 0, as shown in FIG. 1. The energy is stored by the transformer T 1 .

In der Phase P 2 ist die Diode V 9 leitend. Der Strom durch die Sekundärwicklung W 2 des Transformators T 1 nimmt, wie Fig. 2 zeigt, von seinem Höchstwert be­ ginnend linear bis auf Null ab. Die in der Phase P 1 gespeicherte Energie wird an den Pufferkondensator C 6 bzw. an eine angeschlossene Last L abgegeben.In phase P 2 , the diode V 9 is conductive. The current through the secondary winding W 2 of the transformer T 1 decreases, as shown in FIG. 2, linearly from its maximum value to zero. The energy stored in phase P 1 is delivered to the buffer capacitor C 6 or to a connected load L.

In der Phase P 3 sind der Primärstrom I w 1 und der Sekun­ därstrom I w 2 jeweils Null. Die Phase P 3 endet mit dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung U c 5 an dem Kondensator C 5 die Schwellspannung des Halbleiterschalters S erreicht hat. Sobald diese durchschalten, beginnt wiederum die Phase P 1. In phase P 3 , the primary current I w 1 and the secondary current I w 2 are each zero. The phase P 3 ends at the point in time at which the voltage U c 5 across the capacitor C 5 has reached the threshold voltage of the semiconductor switch S. As soon as these switch through, phase P 1 begins again.

Im Detail ergibt sich folgender Ablauf:The following procedure results in detail:

Mit Beginn der Phase P 1 liefert zunächst nur die Anlauf­ schaltung R 3, R 4, V 5 über den Widerstand R 4 einen Steuerstrom für den Halbleiterschalter S. Dieser schließt seine Schaltstrecke und legt damit die Primär­ wicklung W 1 an die Gleichspannungsquelle Q mit der Spannung Up.With the beginning of phase P 1 , initially only the start-up circuit R 3 , R 4 , V 5 supplies a control current for the semiconductor switch S via the resistor R 4 . This closes its switching path and thus places the primary winding W 1 on the DC voltage source Q with the voltage Up .

Jetzt beginnt der Primärstrom I w 1 linear anzusteigen. Nach dem Induktionsgesetz wird dabei in der Sekundär­ wicklung W 2 und der Hilfswicklung W 3 Spannung induziert. Die Spannung an der Sekundärwicklung U w 3 ist in Phase P 1 positiv, so daß der Halbleiterschalter S über das Brückenglied C 1, R 1 noch zusätzlich Basisstrom be­ kommt. Es entsteht also eine Mitkopplung, die das selbstschwingende Schalten des Sperrwandlers ermöglicht. Für die Spannung U w 2 an der Sekundärwicklung W 2 ist die Diode V 9 entsprechend dem Sperrwandlerprinzip in Sperr-Richtung geschaltet. Solange der Halbleiterschal­ ter S genügend Steuerstrom bekommt, kann der Primärstrom I w 1 ungehindert weiter ansteigen. Mit zunehmendem Primärstrom I w 1 steigt jedoch die Spannung U R 7 am Rückkopplungswiderstand R 7, in die bezug auf die Steuer­ elektrode des Halbleiterschalters S der am Kondensator C 5 liegenden Spannung U C 5 entgegengesetzt ist. Wird die Spannung U R 7 so groß wie die Spannung U C 5 so sperrt der Halbleiterschalter S und die Phase P 2 beginnt.Now the primary current I w 1 begins to increase linearly. According to the law of induction, voltage is induced in the secondary winding W 2 and the auxiliary winding W 3 . The voltage on the secondary winding U w 3 is positive in phase P 1 , so that the semiconductor switch S via the bridge element C 1 , R 1 additionally comes base current. This creates positive feedback, which enables the flyback converter to switch automatically. For the voltage U w 2 on the secondary winding W 2 , the diode V 9 is switched in the reverse direction in accordance with the flyback converter principle. As long as the semiconductor switch ter S receives enough control current, the primary current I w 1 can continue to rise unhindered. With increasing primary current I w 1 , however, the voltage U R 7 at the feedback resistor R 7 increases , in relation to the control electrode of the semiconductor switch S the voltage U C 5 across the capacitor C 5 is opposite. If the voltage U R 7 is as large as the voltage U C 5, the semiconductor switch S blocks and the phase P 2 begins.

Durch die erfindungsgemäße Regelschaltung wird nun sichergestellt, daß sich die Einschaltphase P 1 verkürzt, wenn sich die abzugebende Leistung vermindert und umgekehrt erhöht, wenn die abzugebende Leistung an­ steigt. Hierzu muß aus der Rückkopplungswicklung W 3 ein Gegenkopplungssignal erzeugt werden. Der durch die Reihenschaltung der Diode V 1 mit dem Kondensator C 4 gebildete Ausgang ist dem Kondensator C 5 parallel geschaltet, so daß die Spannung U C 5 nicht größer werden kann als die Summe der Spannungen U V 1 und U c 4. In grober Näherung wird U C 5 etwa gleich U C 4 sein. Das Schwellwert­ element V 2, V 3, sorgt dafür, daß U C 4 und damit U C 5 in einer Weise erhöht oder vermindert wird, indem die Ausgangsleistung vom vorgegebenen Wert abweicht.The control circuit according to the invention now ensures that the switch-on phase P 1 shortens when the power to be output decreases and vice versa increases when the power to be output increases. For this purpose, a negative feedback signal must be generated from the feedback winding W 3 . The output formed by the series connection of the diode V 1 with the capacitor C 4 is connected in parallel with the capacitor C 5 , so that the voltage U C 5 cannot become greater than the sum of the voltages U V 1 and U c 4 . In a rough approximation, U C 5 will be approximately equal to U C 4 . The threshold element V 2 , V 3 ensures that U C 4 and thus U C 5 is increased or decreased in such a way that the output power deviates from the predetermined value.

Nimmt man zunächst an, daß die Spannung U w 2 am Ausgang des Transformators T 1 steigt, so bedingt die enge magnetische Kopplung zwischen der Sekundärwicklung W 2 und der Hilfswicklung W 3, daß die Spannung U w 3 zur Spannung U w 2 etwa proportional ist. Während der Phase P 2 ist die Diode V 2 für die Spannung U w 3 in Durchlaßrich­ tung gepolt, während die Zenerdiode V 3 in Sperr-Richtung geschaltet ist. Je größer das negative Potential von U w 3 am Eingang A der Regelschaltung wird, umso mehr wird sich C 4 über das Schwellwertelement V 2, V 3 entladen. Die Spannung U C 4 verringert sich entsprechend. Zur Wirkung kommt die verringerte Spannung U C 4 erst während der Phase P 1. Wegen der verringerten Spannung U C 4 vermindert sich auch die Spannung U C 5 und damit kann auch der Primärstrom I w 1 nicht mehr so ansteigen. Die Leistungs­ aufnahme wird damit verringert und die Spannung U w 2 sinkt auf ihren Nennwert ab. Bei sinkender Spannung U w 2 kehren sich die Verhältnisse um.Assuming that the voltage U w 2 at the output of the transformer T 1 rises, the close magnetic coupling between the secondary winding W 2 and the auxiliary winding W 3 means that the voltage U w 3 is approximately proportional to the voltage U w 2 . During the phase P 2 , the diode V 2 for the voltage U w 3 is polarized in the forward direction, while the Zener diode V 3 is switched in the reverse direction. The greater the negative potential of U w 3 at input A of the control circuit, the more C 4 will discharge via the threshold value element V 2 , V 3 . The voltage U C 4 decreases accordingly. The reduced voltage U C 4 only comes into effect during phase P 1 . Because of the reduced voltage U C 4 , the voltage U C 5 also decreases, and thus the primary current I w 1 can no longer rise as much. The power consumption is thus reduced and the voltage U w 2 drops to its nominal value. When the voltage U w 2 falls, the situation is reversed.

Für die Dimensionierung der Schaltung ist von Bedeutung, daß die Auflade-Zeitkonstante für den Kondensator C 4, die sich aus R 4 und C 4 ergibt gegenüber der Frequenz des Sperrwandlers groß gewählt ist. Die als zweites Brücken­ glied bezeichnete Kombination V 4, C 2, R 2 bewirkt ein schnelles Abschalten des Halbleiterschalters S am Ende der Phase P 1. Je schneller abgeschaltet wird, umso kleiner sind die Schaltverluste und umso größer wird der Wirkungsgrad des Sperrwandlers. R 6 beschleunigt das Abschalten von V 8. Die Bauelemente sind im Einzelnen so dimensioniert, daß bei veränderlicher Einschaltdauer die Schaltfrequenz gleich bleibt.It is important for the dimensioning of the circuit that the charging time constant for the capacitor C 4 , which results from R 4 and C 4, is large compared to the frequency of the flyback converter. The combination V 4 , C 2 , R 2 referred to as the second bridge element causes the semiconductor switch S to be switched off quickly at the end of the phase P 1 . The faster the shutdown, the smaller the switching losses and the greater the efficiency of the flyback converter. R 6 speeds up the shutdown of V 8 . The components are dimensioned so that the switching frequency remains the same when the duty cycle varies.

Claims (11)

1. Nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitender, selbstschwingender Gleichspannungswandler, dessen Transformator (T 1) zur Rückkopplung mindestens eine galvanisch getrennte Hilfswicklung (W 3) besitzt und von dem ein seiner Ausgangsspannung (U w 2) proportionales Signal (U w 3) galvanisch getrennt einer Regelschaltung (R) zugeführt ist, die den Strom (I w 1) durch die Primär­ wicklung (W 1) des Transformators (T 1) über einen Halb­ leiterschalter (S) so beeinflußt, daß sich seine Aus­ gangsspannung (U w 2) bei variabler Last (L) stabilisiert, dadurch gekennzeichnet, daß das der Ausgangsspannung (U w 2) proportionale Signal (U w 3) derselben Hilfswicklung (U w 3) entnommen ist, die für den selbstschwingenden Gleichspannungswandler eine Mitkopplung bewirkt und daß die Regelschaltung (R) dieses Signal (U w 3) in der Sperrphase (P 2) erfaßt und in der Einschaltphase (P 1) des Gleichspannungswandlers an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (S) im Sinne einer Änderung des maximalen Primärstroms (I w 1) gegenkoppelt.1. Working according to the flyback principle, self-oscillating DC-DC converter, the transformer (T 1 ) for feedback has at least one electrically isolated auxiliary winding (W 3 ) and from which a signal proportional to its output voltage (U w 2 ) (U w 3 ) is electrically isolated from a control circuit (R) is supplied, which influences the current (I w 1 ) through the primary winding (W 1 ) of the transformer (T 1 ) via a semi-conductor switch (S) so that its output voltage (U w 2 ) is variable Load (L) stabilized, characterized in that the signal (U w 3 ) proportional to the output voltage (U w 2 ) is taken from the same auxiliary winding (U w 3 ), which causes positive feedback for the self-oscillating DC-DC converter and that the control circuit (R) this signal (U w 3) in the locking phase (P 2) is detected and in the switch (P 1) of the DC converter at the control electrode of the semiconductor switch (S) in the sense of a change of the maxim alen primary current (I w 1 ). 2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (R) ein Vierpol ist, der eingangsseitig mit beiden Anschlüssen (A, N) an je einem Ende der Hilfswicklung (W 3) liegt und ausgangs­ seitig zum einen mit der Steuerelektrode des Halbleiter­ schalters (S) zum anderen mit Nullpotential (N) verbun­ den ist, wobei das Nullpotential (N) gemeinsam durch einen Pol (-) einer den Gleichstromwandler versorgenden Gleichspannungsquelle (Q), einen Anschluß der Hilfsspan­ nungswicklung (W 3) und eines Rückkopplungswi­ derstandes (R 7) gebildet ist, und das andere Ende des Rückkopplungswiderstandes (R 7) über die Schaltstrecke des Halbleiterschalters (S) und die damit in Reihe liegende Primärwicklung (W 1) zum anderen Pol (+) der Gleichspannungsquelle (Q) führt.2. DC-DC converter according to claim 1, characterized in that the control circuit (R) is a four-pole, which is on the input side with two connections (A, N) at one end of the auxiliary winding (W 3 ) and on the output side with the control electrode of the Semiconductor switch (S) to the other with zero potential (N) is the, the zero potential (N) together by a pole (-) of a DC voltage supplying the DC voltage source (Q) , a connection of the auxiliary voltage winding (W 3 ) and a feedback wi derstandes (R 7 ) is formed, and the other end of the feedback resistor (R 7 ) over the switching path of the semiconductor switch (S) and the primary winding (W 1 ) lying in series leads to the other pole (+) of the DC voltage source (Q) . 3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschaltung (R) ein gleichrichtendes Schwellwertelement (V 2, V 3) besitzt, das mit einem Kondensator (C 4) eine Reihenschaltung bildet, wobei das äußere Ende des Kondensators (C 4) auf dem für Ein- und Ausgang der Regelschaltung (R) gemein­ samen Nullpotential (N) liegt und das äußere Ende des Schwellwertelementes (V 2, V 3) zum zweiten Eingangsan­ schluß (A) führt und das gemeinsame Ende (C) von Konden­ sator (C 4) und Schwellwertelement (V 2, V 3) über eine erste Diode (V 1) zum zweiten Ausgangsanschluß (B) führt und die Polarität der Halbleiter (V 1, V 2, V 3) so gewählt ist, daß die erste Diode (V 1) den Kondensator (C 4) in der Einschaltphase (P 1) lädt und das Schwellwertelement ihn in der Sperrphase (P 2) entsprechend seinem Schwell­ wert teilweise entlädt.3. DC-DC converter according to claim 1 or 2, characterized in that the control circuit (R) has a rectifying threshold element (V 2 , V 3 ) which forms a series circuit with a capacitor (C 4 ), the outer end of the capacitor (C 4 ) on the common for input and output of the control circuit (R) zero potential (N) and the outer end of the threshold element ( V 2 , V 3 ) leads to the second input terminal (A) and the common end (C) of Condenser (C 4 ) and threshold element (V 2 , V 3 ) leads via a first diode (V 1 ) to the second output terminal (B) and the polarity of the semiconductors (V 1 , V 2 , V 3 ) is selected such that the first diode (V 1) the capacitor (C 4) loads in the activation phase (P 1) and the threshold value corresponding worth partially discharges it in the lock phase (P 2) its threshold. 4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertelement (V 2, V 3) aus der Reihenschaltung einer Zenerdiode (V 3) und einer zweiten Diode (V 2) besteht, wobei die Zenerdiode (V 3) in einer die Schwellspannung des Schwellwertelementes um ihre Zenerspannung erhöhende Weise zwischen der ersten Diode (V 1) und der zweite Diode (V 2) angeordnet ist.4. DC-DC converter according to claim 3, characterized in that the threshold element (V 2 , V 3 ) consists of the series connection of a Zener diode (V 3 ) and a second diode (V 2 ), the Zener diode (V 3 ) in a the threshold voltage of the threshold value element is arranged between the first diode (V 1 ) and the second diode (V 2 ) in a manner which increases their Zener voltage. 5. Gleichspannungswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt (E) zwischen der zweiten Diode (V 2) und der Zenerdiode (V 3) durch einen Widerstand (R 5) und einen parallel geschalteten Kondensator (C 3) mit Nullpotential (N) verbunden sind. 5. DC-DC converter according to claim 4, characterized in that the connection point (E) between the second diode (V 2 ) and the Zener diode (V 3 ) by a resistor (R 5 ) and a parallel capacitor (C 3 ) with zero potential ( N) are connected. 6. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der je­ weils nicht auf Nullpotential liegende Eingang (A) und Ausgang (B) der Regelschaltung (R) durch eine Schal­ tungsbrücke (D) verbunden sind.6. DC-DC converter according to one of the preceding claims, characterized in that the each because not at zero potential input (A) and output (B) of the control circuit ( R) are connected by a circuit bridge (D) . 7. Gleichspannungswandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsbrücke (D) gebildet ist aus der Reihenschaltung eines ersten Kondensators (C 1) mit einem ersten Widerstand (R 1) und/oder aus der Parallelschaltung eines zweiten Kondensators (C 2) und eines zweiten Widerstandes (R 2), zu denen eine Diode (V 4) in Reihe liegt.7. DC-DC converter according to claim 6, characterized in that the circuit bridge (D) is formed from the series connection of a first capacitor (C 1 ) with a first resistor (R 1 ) and / or from the parallel connection of a second capacitor (C 2 ) and a second resistor (R 2 ), to which a diode (V 4 ) is connected in series. 8. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kon­ densator (C 5) und eine in Sperrichtung angeordnete Diode (V 6) parallel zu den Ausgangsanschlüssen (B, N) der Re­ gelschaltung und damit an der Steuerelektrode des Halb­ leiterschalters (S) liegen.8. DC-DC converter according to one of the preceding claims, characterized in that a con capacitor (C 5 ) and a reverse diode (V 6 ) parallel to the output terminals (B, N) of the re gel circuit and thus to the control electrode of the half conductor switch (S) . 9. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steu­ erelektrode des Halbleiterschalters aus einer Anlauf­ schaltung einen Anlaufstrom entnimmt, der zu Beginn ei­ ner ersten Phase (P 1) den Halbleiterschalter schließt, wobei die Anlaufschaltung vorzugsweise aus einem an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters (S) liegenden ersten Widerstand (R 4) und einer zwischen den Anschlüs­ sen der Gleichspannungsquelle (Q) liegenden Reihenschal­ tung aus einem zweiten Widerstand (R 3) und einer Zener­ diode (V 5) besteht und der erste Widerstand (R 4) die Zenerspannung der Zenerdiode (V 5) abgreift. 9. DC-DC converter according to one of the preceding claims, characterized in that the control electrode of the semiconductor switch circuit takes a starting current from a starting circuit, which closes the semiconductor switch at the beginning of a first phase (P 1 ), the starting circuit preferably consisting of one of the Control electrode of the semiconductor switch (S) lying first resistor (R 4 ) and one between the terminals of the DC voltage source (Q) lying series circuit device consists of a second resistor (R 3 ) and a Zener diode (V 5 ) and the first resistor (R 4 ) taps the Zener voltage of the Zener diode (V 5 ). 10. Gleichspannungswandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Halb­ leiterschalter (S) mit zwei als Darlington-Schaltung verbundenen Transistoren (V 7, V 8) besteht und der Emit­ ter des zweiten Transistors (V 8) an einem Rückkopplungs­ widerstand (R 7) liegt und über einen Widerstand (R 6) mit seiner Basis verbunden ist.10. DC-DC converter according to one of the preceding claims, characterized in that the semi-conductor switch (S) with two Darlington-connected transistors (V 7 , V 8 ) and the emitter of the second transistor (V 8 ) at a feedback resistance (R 7 ) and is connected to its base via a resistor (R 6 ). 11. Gleichspannungwandler nach einem der vorherge­ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schal­ tung so dimensioniert ist, daß die Einschaltzeit des Halbleiterschalters (S) mit zunehmender Last (L) länger ist und die Ausschaltzeit des Halbleiterschalters (S) sich bei etwa gleichbleibender Frequenz entsprechend verkürzt.11. DC converter according to one of the preceding claims, characterized in that the scarf device is dimensioned so that the switch-on time of the semiconductor switch (S) with increasing load (L) is longer and the switch-off time of the semiconductor switch (S) at approximately the same frequency shortened accordingly.
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