DE3639054A1 - Isolating transformer having at least one isolating transformer/transformer arrangement - Google Patents
Isolating transformer having at least one isolating transformer/transformer arrangementInfo
- Publication number
- DE3639054A1 DE3639054A1 DE19863639054 DE3639054A DE3639054A1 DE 3639054 A1 DE3639054 A1 DE 3639054A1 DE 19863639054 DE19863639054 DE 19863639054 DE 3639054 A DE3639054 A DE 3639054A DE 3639054 A1 DE3639054 A1 DE 3639054A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transformer
- flyback
- flyback converter
- arrangement
- magnetic
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F19/00—Fixed transformers or mutual inductances of the signal type
- H01F19/04—Transformers or mutual inductances suitable for handling frequencies considerably beyond the audio range
- H01F19/08—Transformers having magnetic bias, e.g. for handling pulses
- H01F2019/085—Transformer for galvanic isolation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
Die Erfindung betrifft einen Sperrwandler mit wenigstens einer Sperrwandler-Transformatoranordnung.The invention relates to a flyback converter with at least one Flyback converter transformer arrangement.
Bei derartigen Schaltungsanordnungen ist ein Transformator mit Primärwicklung und mindestens einer Sekundärwicklung vorgesehen, wobei zur Erhöhung der speicherbaren Magnetisierungsenergie der Kern mit einem Luftspalt ausgebildet ist. Das Funktionsprinzip beruht darin, daß während der Leitphase des Schalterelements an der Primärwicklung die Wandlereingangsspannung anliegt und der Transformator aufmagnetisiert wird. Eine der Sekundärwicklung in Serie geschaltete Diode sperrt dabei. Während der Sperrphase des Schalterelements kehren sich die Spannungen an den Transformatorwicklungen um und die im Kern bzw. Luftspalt gespeicherte magnetische Energie wird über die Sekundärwicklung an einen Ladekondensator und in Folge an die Last abgegeben.In such circuit arrangements, a transformer is included Primary winding and at least one secondary winding are provided, whereby to increase the storable magnetization energy Core is formed with an air gap. The principle of operation is based on the fact that during the leading phase of the switch element the transformer input voltage is applied to the primary winding and the Transformer is magnetized. One of the secondary winding diode connected in series blocks. During the blocking phase of the switch element, the voltages reverse to the Transformer windings around and in the core or air gap Stored magnetic energy is through the secondary winding delivered to a charging capacitor and subsequently to the load.
Zur Steuerung der an die Last abgegebenen Leistung wird bei fest frequentem Betrieb des Wandlers meist die Einschaltdauer des Schalterelements verändert. Bei konstanter Induktivität der Primärwicklung ist der Maximalstrom in der Primärwicklung (zum Ende des Leitintervalls des Schalterelements) direkt proportional zur Einschaltdauer. Die an die Sekundärseite abgegebene Leistung entspricht dem Zusammenhang wobei L die Induktivität der Primärwicklung, der Maximalwert des Stromes in der Primärwicklung und f die Schaltfrequenz des Wandlers bedeutet. Dieser Zusammenhang ist unmittelbar einsichtig, da L 2/2 die im Transformator gespeicherte und in jedem Schaltzyklus an die Sekundärseite übertragene Energie darstellt. Diese Art der Steuerung hat insbesondere bei geringer Sekundärlast den Nachteil, daß die Einschaltdauer des Schalterelements sehr kurze Werte annehmen muß, dabei ergeben sich konstruktive Schwierigkeiten, da z. B. bei der Ausgestaltung des Schalterelements durch Bipolartransistoren eine bestimmte Mindesteinschaltdauer (bedingt durch deren sogenannte Speicherzeit) nicht unterschritten werden kann. Außerdem ist die ordnungsgemäße Funktion der im allgemeinen verwendeten Entlastungsnetzwerke für das Schalterelement bei sehr kurzen Einschaltdauern nicht mehr sichergestellt.To control the power delivered to the load, at frequent operation of the converter usually the duty cycle of the switch element changed. With constant inductance of the Primary winding is the maximum current in the primary winding (at End of the control interval of the switch element) directly proportional on duty cycle. The power delivered to the secondary corresponds to the context in whichL the Inductance of the primary winding, the maximum value of the current in the primary winding andf the switching frequency of the converter means. This connection is immediately clear, because L 2nd/ 2 the one stored in the transformer and every switching cycle represents energy transferred to the secondary side. This kind the control has the especially with low secondary load Disadvantage that the duty cycle of the switch element is very short Must take values, this creates constructive difficulties, there z. B. in the design of the switch element Bipolar transistors a certain minimum duty cycle (conditional due to their so-called storage time) can. Also, the proper functioning is generally used relief networks for the switch element at very short duty cycles no longer ensured.
Für die Übertragung kleiner Leistungen werden oft selbstschwingende Sperrwandlerschaltung verwendet, welche keine feste Schaltfrequenz aufweisen. Ein bei diesen Schaltungsanordnungen häufig verwendetes Steuerungsprinzip besteht darin, daß der Spitzenwert des Magnetisierungsstromes gesteuert wird und bei dessen Auftreten das Schalterelement ausschaltet. In der Sperrphase des Schalterelements wird dann die im Transformator gespeicherte magnetische Energie an den Ausgang abgegeben und unmittelbar nach der Entmagnetisierung des Transformators beginnt der nächste Schaltzyklus mit der Leitphase des Schalterelements.Self-oscillating are often used for the transmission of small power Flyback converter circuit used, which has no fixed switching frequency exhibit. A frequently used in these circuit arrangements The control principle is that the peak value of the Magnetizing current is controlled and when it occurs turns off the switch element. In the blocking phase of the Switch element then becomes the one stored in the transformer emitted magnetic energy to the output and immediately after the next step begins to demagnetize the transformer Switching cycle with the leading phase of the switch element.
Um die Abhängigkeit der Ausgangsleistung von der Frequenz
abzuschätzen, geht man davon aus, daß der Magnetisierungsstrom
dem Produkt aus Versorgungsspannung und Einschaltdauer proportional
und indirekt proportional zur Induktivität ist ( = 1 : L×U×T ein );
da die Einschaltzeit bei dem oben beschriebenen Funktionsprinzip
indirekt proportional der Schaltfrequenz ist, ergibt sich für den
Maximalstrom der Zusammenhang U-----L × f wobei f die
Schaltfrequenz bezeichnet. Zieht man diese Proportionalität
in die für die übertragene Leistung bereits ausgeführte Formel
ein
so ergibt sich der Zusammenhang zwischen der
übertragenen Leistung der Schaltfrequenz und der Induktivität
zu P bzw. F .
- The dependence of the output power on the frequency
to estimate, it is assumed that the magnetizing current
proportional to the product of supply voltage and duty cycle
and is indirectly proportional to the inductance ( = 1:L×U×T a );
since the switch-on time with the operating principle described above
is indirectly proportional to the switching frequency
Maximum current of the relationship U-----L ×f in whichf the
Switching frequency. If you draw this proportionality
into the formula already executed for the transferred power
a
this gives the connection between the
transmitted power of the switching frequency and inductance
toPrespectively.F.
-
Bei dieser Betriebsart ist die Schaltfrequenz indirekt proportional zur Ausgangsleistung des Wandlers. Dies führt insbesondere bei bei stark wechselnden Ausgangsleistungen des Wandlers zu Problemen. Bei großer Ausgangslast kann dabei die Schaltfrequenz bis in den Hörbereich absinken, so daß akustische Störstrahlungen erzeugt werden. Bei sehr kleinen Belastungen nimmt die Schaltfrequenz sehr hohe Werte an, was zu wesentlich erhöhten Schaltverlusten im Schalterelement führt. Außerdem sind Sperrwandler nach diesem Funktionsprinzip aufgrund des großen Frequenzvariationsbereich der erzeugten elektrischen Störstrahlungen äußerst schwierig zu entstören.In this operating mode, the switching frequency is indirectly proportional to the output power of the converter. This leads to in particular problems with strongly changing output powers of the converter. With a high output load, the switching frequency can reach up to Lower the listening area so that acoustic interference radiation is generated will. With very small loads, the switching frequency increases very much high values, which leads to significantly increased switching losses in the Switch element leads. They are also flyback converters after this Operating principle due to the large frequency variation range of the generated electrical interference radiation extremely difficult suppress.
Ziel der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art vorzuschalgen, bei der die Induktivität der Primärwicklung während der Einschaltdauer des Schalterelements von großen Werten zu kleinen Werten veränderbar ist und daher der Magnetisierungsstrom des Wandlertransformators zu Beginn des Einschaltintervalls zuerst langsam steigt und erst bei größerer Einschaltdauer wesentlich rascher zunimmt.The aim of the invention is to provide a circuit arrangement of the entry vorgenalgen mentioned in which the inductance of Primary winding during the duty cycle of the switch element of large values can be changed to small values and therefore the Magnetizing current of the transformer at the beginning of the Switch-on interval increases slowly at first and only at larger ones Duty cycle increases much faster.
Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß zur Herabsetzung der Energieaufnahme des Sperrwandlers während eines Teilbereichs des Betriebszustands des Schalterelements wenigstens ein Teil der Sperrwandlertransformatoranordnung bei Überschreiten eines unter dem magnetischen Gesamtsättigungsfluß liegenden vorgegebenen Grenzwertes des magnetischen Flusses in magnetische Sättigung bringbar ist.This is achieved according to the invention in that the reduction the energy consumption of the flyback converter during a partial area at least a part of the operating state of the switch element the flyback transformer arrangement when exceeding one given below the total magnetic saturation flux Limit of magnetic flux in magnetic saturation is feasible.
Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß im ersten Teil des Leitintervalles des Schalterelements der Magnetkreis der Transformatoranordnung ungesättigt ist, wodurch für die Aufmagnetisierung eine große Induktivität zur Verfügung steht. Diese ermöglicht bei kleinen Ausgangsleistungen des Sperrwnadlers eine Betriebsart bei der der Grenzwert des magnetischen Flusses für die teilweise Sättigung der Transformatoranordnung in keinem Teilbereich der Leitphase überschritten wird. Dies bringt insbesondere den Vorteil, daß die Einschaltdauer des Schalterelements trotz des für kleine Ausgangsleistungen nötigen kleinen Magnetisierungsstrom-Spitzenwertes die Einschaltdauer für das ordnungsgemäße Funktionieren eines im allgemeinen vorhandenen Entlastungsnetzwerkes groß genug ist.This measure ensures that in the first part of the Guide interval of the switch element of the magnetic circuit Transformer arrangement is unsaturated, which means for the Magnetization a large inductance is available. This enables the locking pin to be used when the output power is low an operating mode in which the limit value of the magnetic flux for the partial saturation of the transformer arrangement in none Part of the lead phase is exceeded. This brings in particular the advantage that the duty cycle of the switch element despite the small one necessary for small output powers Magnetizing current peak value the duty cycle for the proper functioning of a generally existing Relief network is large enough.
Ein weiterer Vorteil dieser Betriebsart besteht darin, daß die Schaltfrequenz bei freischwingendem Sperrwandler trotz kleiner Ausgangsleistung nicht zu hoch wird und daher die Schaltverluste relativ klein gehalten werden können. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist aber auch eine zweite Betriebsart möglich, bei welcher - für größere Ausgangsleistung - der Grenzwert des magnetischen Flusses für die teilweise Sättigung der Transformatoranordnung überschritten wird. Dadurch wird erreicht, daß aufgrund der nach dem Überschreiten des Grenzwertes wesentlich kleineren Induktivität der Primärwicklung der Sperrwandler- Transformatoranordnung der Magnetisierungsstrom rascher ansteigt. Dadurch wird insbesondere erreicht, daß die Einschaltdauer auch für große Ausgangsleistungen im Vergleich mit der Einschaltdauer für kleine Augangsleistungen wesentlich weniger schnell anwächst, als einem der Leistung proportionalen Anwachsen entspräche. Dies ermöglicht die Schaltung so zu dimensionieren, daß bei selbstschwingenden Sperrwandlern auch bei großen Ausgangsleistungen die Schwingfrequenz nicht bis in den Hörbereich absinkt. Vorteilhaft ist weiters, daß bei großer Schwankung der Ausgangsleistung eines selbstschwingenden Sperrwandlers mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Schwingfrequenz in einem prozentuell wesentlich geringeren Bereich schwankt als die Ausgangsleistung und damit insbesondere die Entstörung vereinfacht wird. Another advantage of this mode is that the Switching frequency with free-running flyback converter despite smaller Output power does not become too high and therefore the switching losses can be kept relatively small. In the case of the invention Circuit arrangement is also a second mode of operation possible, at which - for larger output power - the limit of magnetic flux for the partial saturation of the Transformer arrangement is exceeded. This ensures that because of the essential after exceeding the limit smaller inductance of the primary winding of the flyback converter Transformer arrangement the magnetizing current increases more quickly. This ensures in particular that the duty cycle also for large output powers compared to the duty cycle grows much less quickly for small initial outputs, as an increase proportional to performance. This allows the circuit to be dimensioned so that at self-oscillating flyback converters even with high output powers the oscillation frequency does not drop into the listening area. Advantageous is furthermore that with large fluctuations in the output power a self-oscillating flyback converter with an inventive Circuit arrangement the vibration frequency in a percentage the range fluctuates much less than the output power and in particular the interference suppression is simplified.
Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sieht vor, daß die Sperrwandler- Transformatoranordnung zwei getrennte Transformatoren umfaßt, deren Primärwicklungen in Serie geschaltet sind, und wobei einer der Transformatoren bei Überschreiten eines vorgegebenen Grenzwertes des magnetischen Flusses in Sättigung bringbar ist. Dadurch wird insbesondere der Vorteil erreicht, daß der sättigbare Magnetkreis vom nicht gesättigten Magnetkreis völlig getrennt optimierbar ist.A particularly advantageous embodiment of an inventive Circuit arrangement provides that the flyback converter Transformer arrangement comprises two separate transformers, whose primary windings are connected in series, and one of the transformers when a predetermined one is exceeded Limit of the magnetic flux can be brought into saturation. This has the particular advantage that the saturable magnetic circuit from the unsaturated magnetic circuit completely can be optimized separately.
Insbesondere ist es dadurch auch möglich, für die beiden Transformatoren voneinander verschiebene Übersetzungsverhältnisse vorzusehen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist jedoch nicht auf die Verwendung von zwei Transformatoren beschränkt sondern auf N-Transformatoren erweiterbar, wobei bei einer solchen Schaltungsanordnung N - 1 Grenzwerte des magnetischen Sättigungsflusses vorgebbar sind, bei deren Überschreiten jeweils ein Transformator in Sättigung bringbar ist. Dadurch lassen sich auf besonders vorteilhafte Weise verschiedenste Magnetisierungsstromverläufe realisieren.In particular, this also makes it possible to provide gear ratios shifted from one another for the two transformers. However, the circuit arrangement according to the invention is not limited to the use of two transformers but can be expanded to N-transformers, with such a circuit arrangement N -1 limiting values of the magnetic saturation flow being specifiable, each exceeding which a transformer can be brought into saturation. As a result, the most varied magnetization current profiles can be realized in a particularly advantageous manner.
Eine weitere Ausgestaltung einer Sperrwandler-Transformator- Anordnung kann gemäß der Erfindung dadurch gebildet werden, daß der Kern des in Sättigung bringbaren Teiles der Sperrwandler- Transformatoranordnung mit einem stufenförmig ausgebildeten Luftspalt ausgestattet ist. Es tritt dabei im Gesamtquerschnitt des Luftspaltes ein Teilquerschnitt auf, welcher eine verkürzte Luftspaltlänge aufweist. Durch die Fläche dieses Teilquerschnittes ist in vorteilhafter Weise jener Grenzwert des magnetischen Flusses sehr genau einstellbar bei dem das im Teilquerschnitt liegende den Luftspalt verkürzende Kernmaterial in Sättigung bringbar ist. Außerdem ist das bei Überschreiten des Grenzwertes des magnetischen Flusses gesättigte Kernvolumen klein, wodurch nur geringe Sättigungsverluste im Kernmaterial auftreten.Another embodiment of a flyback converter transformer Arrangement can be formed according to the invention in that the core of the saturable part of the flyback converter Transformer arrangement with a stepped design Air gap is equipped. It occurs in the overall cross section a partial cross-section of the air gap, which shortened one Has air gap length. Through the area of this partial cross-section is advantageously that limit of the magnetic The flow can be adjusted very precisely in the partial cross-section lying core material shortening the air gap in saturation is feasible. It is also when the limit is exceeded of the magnetic flux saturated core volume small, which only low saturation losses occur in the core material.
Nachfolgend wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen näher beschrieben.In the following, the invention will be explained in more detail with reference to the drawings described.
Es zeigen:Show it:
Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines Sperrwandlers mit einer Sperrwandler-Transformatoranordnung nach Fig. 2 Fig. 1 shows the principle circuit diagram of a flyback converter with a flyback transformer arrangement according to FIG. 2
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Augestaltung des Transformatorkerns mit einem teilweisen sättigbaren Kernvolumens und stufenförmigen Luftspalt, Fig. 2 shows an embodiment of a Augestaltung of the transformer core according to the invention with a partial saturable core volume and the stepped air gap,
Fig. 3 den Zeitverlauf des Magnetisierungsstroms einer solchen Transformatoranordnung, Fig. 3 shows the time course of the magnetizing current of such a transformer arrangement,
Fig. 4 eine weitere erfindungsgemäße Ausgestaltung der Sperrwandler- Transformatoranordnung bestehend aus zwei primärseitig in Serie, sekundärseitig parallel, geschalteten Transformatoren, und Fig. 4 shows another embodiment of the flyback converter transformer arrangement according to the invention consisting of two primary side in series, secondary side in parallel, switched transformers, and
Fig. 5 den Zeitverlauf der wesentlichen elektrischen Größen bei einer Anordnung entsprechend Fig. 4. Fig. 5 shows the time course of the main electrical variables in an arrangement corresponding to Fig. 4.
Fig. 1 zeigt schematisch eine Sperrwandlerschaltung mit einem Schalttransistor (1) einem erfindungsgemäßen Sperrwandlertransformator (2) mit einer Primärwicklung (3) und einer Sekundärwicklung (4) an welche eine sekundärseitige Gleichrichterschaltung bestehend aus einer Gleichrichterdiode (5) und einem Ladekondensator (6) angeschlossen ist. Ein Widerstand (7) parallel zum Ladekondensator (6) stellt die Last des Sperrwandlers dar. An der Serienschaltung aus der Primärwicklung (3) und der Kollektor-Emitterstrecke des Schalttransistors (1) liegt die Eingangsspannung U e , des Wandlers an. Der Windungsanfang der Sekundärwicklung (4) ist so gewählt, daß während der Leitphase des Transistors (1) die induzierte Sekundärspannung als Sperrspannung an der Diode (5) ansteht. Fig. 1 shows schematically a flyback converter circuit with a switching transistor ( 1 ), a flyback transformer ( 2 ) according to the invention with a primary winding ( 3 ) and a secondary winding ( 4 ) to which a secondary-side rectifier circuit consisting of a rectifier diode ( 5 ) and a charging capacitor ( 6 ) is connected is. A resistor ( 7 ) parallel to the charging capacitor ( 6 ) represents the load of the flyback converter. The input voltage U e , of the converter is applied to the series circuit comprising the primary winding ( 3 ) and the collector-emitter path of the switching transistor ( 1 ). The start of the turns of the secondary winding ( 4 ) is selected so that the induced secondary voltage is present as a reverse voltage on the diode ( 5 ) during the conducting phase of the transistor ( 1 ).
Für die Beschreibung der Funktion soll ein gesamter Schaltzyklus des Schalttransistors (1) durchlaufen werden: An entire switching cycle of the switching transistor ( 1 ) is to be run through for the description of the function:
Sobald der Schalttransistor (1) einschaltet, liegt die Eingangsspannung U e an der Primärwicklung 3 des Sperrwandler- Transformators (2) an. Der Transistorstrom i T der gleichzeitig der Magnetisierungsstrom des Sperrwandlertransformators ist, beginnt linear zu steigen entsprechend i T =1/L U e dt. Die Induktivität der Primärwicklung ist für kleine Ströme groß, daher ist die Stromanstiegsgeschwindigkeit entsprechend gering. Sobald ein durch die Ausgestaltung des Magnetkreises vorgegebener Grenzwert des magnetischen Flusses und damit des Magnetisierungsstroms überschritten wird, sättigt ein Teilbereich des Magnetkerns und die Induktivität der Primärwicklung wird auf einen zweiten wesentlich kleineren Wert verringert. Der Strom steigt linear weiter, jedoch mit einem wesentlich größeren Anstieg. Die Fig. 3 zeigt schematisch den eben beschriebenen Verlauf des Transistorstromes über der Zeit. Sobald durch eine an den Steuereingang S t angeschlossene Steuerschaltung der Schalttransistor (1) augeschaltet wird, hört der Strom i T auf zu fließen. In demselben Maß als der Strom i T abnimmt, muß zur Aufrechterhaltung des Flusses ein Sekundärstrom i S in der Sekundärwicklung (4) zunehmen, der als Ladestrom in den Kondensator (6) fließt. Bei genügend großer Kapazität des Kondensators (6) - was einer annähernd konstanten Spannung an diesen Kondensator entspricht - nimmt der Sekundärstrom i S , nachdem er mit dem Ende des Ausschaltvorganges des Transistors (1) auf seinen größten Wert angestiegen ist, linear entsprechend der Induktivität der Sekundärwicklung ab. Sobald der gesättigte Teilbereich des Magnetkreises entsättigt, fällt der Strom wohl weiterhin linear, aber mit einer wesentlich kleineren Annäherungsgeschwindigkeit entsprechend der jetzt größeren Induktivität der Sekundärwicklung bis der Kern vollständig abmagnetisiert ist. Es wird damit die gesamte zu Ende der Einschaltphase des Transistors (1) im Magnetkreis gespeicherte magnetische Energie über die sekundärseitige Gleichrichterschaltung an den Ladekondensator (6) bzw. an die Last (7) abgegeben. As soon as the switching transistor ( 1 ) turns on, the input voltage U e is applied to the primary winding 3 of the flyback transformer ( 2 ). The transistor current i T, which is also the magnetizing current of the flyback transformer, begins to increase linearly, corresponding to i T = 1 / L U e dt . The inductance of the primary winding is large for small currents, so the rate of current rise is correspondingly low. As soon as a limit value of the magnetic flux and thus the magnetizing current predetermined by the configuration of the magnetic circuit is exceeded, a partial area of the magnetic core saturates and the inductance of the primary winding is reduced to a second, substantially smaller value. The current continues to increase linearly, but with a much larger increase. Fig. 3 shows schematically the course of the transistor current just described over time. As soon as the switching transistor ( 1 ) is switched off by a control circuit connected to the control input S t , the current i T stops flowing. To the same extent as the current i T decreases, a secondary current i S in the secondary winding (4) must increase to maintain the flow that flows as charging current into the capacitor (6). With a sufficiently large capacitance of the capacitor ( 6 ) - which corresponds to an approximately constant voltage across this capacitor - the secondary current i S , after it has risen to its greatest value at the end of the switching-off process of the transistor ( 1 ), linearly corresponds to the inductance of the Secondary winding. As soon as the saturated part of the magnetic circuit desaturates, the current will continue to drop linearly, but with a much lower approach speed corresponding to the now larger inductance of the secondary winding until the core is completely demagnetized. The total magnetic energy stored in the magnetic circuit at the end of the switch-on phase of the transistor ( 1 ) is thus delivered to the charging capacitor ( 6 ) or to the load ( 7 ) via the rectifier circuit on the secondary side.
Die Fig. 2 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführung eines Magnetkreises für einen Sperrwandlertransformator einer Sperrwandleranordnung entsprechend Fig. 1. Es ist anhand eines Schalenkerns gezeigt, wie der Mittelschenkel mit einem stufenförmig verlaufenden Luftspalt (L) ausführbar ist. Da die Induktion in dem mit (V) bezeichneten Kernvolumen aufgrund des dort kleineren Luftspaltes bzw. Querschnittes wesentlich größer als im restlichen Kernvolumen ist, wird dieser Kernteil bereits bei einem wesentlich geringeren Gesamtfluß im Mittelschenkel des Kerns in Sättigung gebracht. Damit erscheint der Gesamtluftspalt auf einen zweiten größeren Wert vergrößert und damit die Unduktivität entsprechend verkleinert. Da das sättigbare Kernvolumen im Verhältnis zum gesamten Kernvolumen nur einen verschwindenden Bruchteil ausmacht, treten durch die Sättigung keine wesentlichen Mehrverluste auf. Die Ausgestaltung des Luftspaltes ist jedoch nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, sondern es sind ebenso die Vergrößerung der Stufenanzahl bzw. eine keilförmige Ausführung des Luftspaltes möglich, wodurch andere im Prinzip aber gleich wirkende Sättigungsverhalten erreichbar sind. FIG. 2 shows an embodiment of a magnetic circuit according to the invention for a flyback converter transformer of a flyback converter arrangement corresponding to FIG. 1. It is shown with the aid of a shell core how the middle leg can be designed with a stepped air gap ( L ). Since the induction in the core volume denoted by ( V ) is significantly larger than in the rest of the core volume due to the smaller air gap or cross-section there, this core part is saturated with a much lower total flow in the middle leg of the core. The total air gap thus appears enlarged to a second larger value and the inductance is accordingly reduced. Since the saturable core volume is only a tiny fraction of the total core volume, saturation does not result in any significant additional losses. However, the configuration of the air gap is not limited to this embodiment, but it is also possible to increase the number of steps or a wedge-shaped design of the air gap, whereby other saturation behavior, which in principle has the same effect, can be achieved.
Die Fig. 4 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungsform eines Sperrwandlers mit zwei getrennten Sperrwandlertransformatoren; die Fig. 5 zeigt iedealisiert den Zeitverlauf der dabei auftretenden Spannungen und Ströme. Die Sperrwandlerschaltung umfaßt einen Transistor (1) als Schalterelement, dessen Schalterstrecke die Primärwicklung (10) eines ersten Sperrwandlertransformators (8) sowie die Primärwicklung (12) eines zweiten Sperrwandler-Transformators (9) in Serie geschaltet sind, wobei an der Serienschaltung die Betriebsspannung des Sperrwandlers U e anliegt. Die Sekundärwicklung (8) bzw. (13) der beiden Sperrwandlertransformatoren sind mit ihrem jeweiligen einem Ende direkt mit einem gemeinsamen Ladekondensator (6) verbunden und mit ihrem jeweiligen zweiten Ende über je eine Gleichrichterdiode (14) bzw. (15) an den zweiten Anschluß des Ladekondensators geführt. Die Dioden sind dabei so gepolt, daß jeweils gleichartige Anschlüsse dem Ladekondensator zugewandt sind. Dem Ladekondensator ist ein Lastwiderstand (7) parallel geschaltet, welcher die Ausgangslast des Wandlers darstellt. Die Wicklungsanfänge der Primär- bzw. Sekundärwicklungen der beiden Wandlertransformatoren sind so geschaltet, daß während der Leitphase des als Schalterelement wirkenden Schalttransistors (1) jeweils Spannung in Sperrichtung an den Dioden (14) bzw. (15) anleigt. Der Transformator (8) ist so dimensioniert, daß die Induktivität der Primärwicklung (10) wesentlich größer als die der Primärwicklung (12) des zweiten Transformators (9) ist. Außerdem ist der Magnetkern so gestaltet, daß ein Grenzwert für den magnetischen Fluß existiert, gekennzeichnet durch den Grenzwert des Magnetisierungsstromes I lg , bei dessen Überschreiten ein Teil des Transformatorkerns gesättigt wird und dadurch die Induktivität der Primärwicklung auf einen zweiten niedrigeren Wert absinkt, welcher unter dem der Primärwicklung des zweiten Transformators liegt. FIG. 4 shows an embodiment of a flyback converter according to the invention with two separate flyback converter transformers; FIG. 5 shows the time profile of the voltages and currents that occur. The flyback converter circuit comprises a transistor ( 1 ) as a switch element, the switch path of which connects the primary winding ( 10 ) of a first flyback transformer ( 8 ) and the primary winding ( 12 ) of a second flyback transformer ( 9 ) in series, the operating voltage of the Flyback converter U e is present. The secondary windings ( 8 ) and ( 13 ) of the two flyback transformers are connected at their respective one ends directly to a common charging capacitor ( 6 ) and at their respective second ends via a rectifier diode ( 14 ) or ( 15 ) to the second connection of the charging capacitor. The diodes are polarized in such a way that similar connections face the charging capacitor. A load resistor ( 7 ), which represents the output load of the converter, is connected in parallel with the charging capacitor. The winding starts of the primary and secondary windings of the two converter transformers are switched so that during the conducting phase of the switching transistor ( 1 ) acting as a switching element, voltage in the reverse direction is applied to the diodes ( 14 ) and ( 15 ). The transformer ( 8 ) is dimensioned such that the inductance of the primary winding ( 10 ) is significantly larger than that of the primary winding ( 12 ) of the second transformer ( 9 ). In addition, the magnetic core is designed so that there is a limit value for the magnetic flux, characterized by the limit value of the magnetizing current I lg , when it is exceeded, a part of the transformer core is saturated and thereby the inductance of the primary winding drops to a second, lower value, which is below that the primary winding of the second transformer.
Die Funktion der Schaltung wird an Hand der in Fig. 5 dargestellten Zeitverläufe der Spannungen und Ströme im folgenden durch Erläuterungen der Vorgänge während eines vollen Schaltzyklus beschrieben. Zum Zeitpunkt T 0 schaltet der Schalttransistor (1) ein, wodurch die Wandlereingangsspannung U e an die Serienschaltung der Primärwicklungen der beiden Transformatoren angelegt wird. Die Eingangsspannung teilt sich dabei auf die beiden Primärwicklungen entsprechend der jeweiligen Induktivität auf (U 1, U 2) sodaß der überwiegende Teil der Eingangsspannung U e an der Primärwicklung (10) des ersten Transformators (8) abfällt. Der Magnetisierungsstrom I 1 steigt entsprechend linear mit einem geringen Ansteig an. Sobald zum Zeitpunkt t 1 der Stromgrenzwert I lg überschritten ist, sättigt der kern des ersten Transformators (8) wodurch die Induktivität der Primärwicklung auf einen sehr kleinen Wert abfällt. Entsprechend sinkt auch die Spannung U 1 auf einen sehr kleinen Wert ab, wobei jetzt an der Primärwicklung (12) des zweiten Transformators (9) eine wesentlich größere Spannung anliegt. Wegen der jetzt kleineren Gesamtinduktivität der Serienschaltung der beiden Primärwicklungen steigt der Magnetisierungsstrom I 1 linear jedoch mit einem größeren Anstieg bis zum Zeitpunkt t 2 weiter an. Zum Zeitpunkt t 2 wird der Schalttransistor (1) ausgeschaltet. In der Folge wird die im Magnetfeld der beiden Transformatoren gespeicherte Magnetisierungs- Energie abgebaut und an den Speicherkondensator (6) und in Folge an den Lastwiderstand (7) abgegeben.The function of the circuit is described below with the aid of the time profiles of the voltages and currents shown in FIG. 5 by explanations of the processes during a full switching cycle. At time T 0 , the switching transistor ( 1 ) switches on, as a result of which the converter input voltage U e is applied to the series connection of the primary windings of the two transformers. The input voltage is divided between the two primary windings in accordance with the respective inductance ( U 1 , U 2 ), so that the major part of the input voltage U e at the primary winding ( 10 ) of the first transformer ( 8 ) drops. The magnetizing current I 1 increases accordingly linear with a slight increase. As soon as the current limit value I lg is exceeded at time t 1 , the core of the first transformer ( 8 ) saturates, as a result of which the inductance of the primary winding drops to a very small value. Correspondingly, the voltage U 1 also drops to a very small value, a much greater voltage now being present on the primary winding ( 12 ) of the second transformer ( 9 ). Because of the now smaller overall inductance of the series connection of the two primary windings, the magnetizing current I 1 increases linearly, however, with a larger increase until time t 2 . At time t 2 , the switching transistor ( 1 ) is switched off. As a result, the magnetizing energy stored in the magnetic field of the two transformers is reduced and released to the storage capacitor ( 6 ) and subsequently to the load resistor ( 7 ).
Der Zeitverlauf des Sekundärsstromes I T1 des ersten Transformators (8) gibt den Abmagnetisierungsvorgang des Magnetkreises dieses Transformators wider. Der Sekundärstrom durch die Diode (14) beginnt zum Zeitpunkt t 2 mit seinem Größtwert zu fließen und sinkt wegen des gesättigten Kerns rasch bis zum Zeitpunkt t 3 bei dem der Kern aus der Sättigung gerät, linear ab. Die Induktivität der Sekundärwicklung erhöht sich dadurch wesentlich und entsprechend langsam schreitet die Entmagnetisierung bis zum Zeitpunkt t 4 fort, bei dem die gesamte im ersten Transformator gespeicherte magnetische Energie an den Sekundärkreis abgegeben ist, womit der Strom I T1 zu fließen aufhört.The time course of the secondary current I T 1 of the first transformer ( 8 ) reflects the demagnetization process of the magnetic circuit of this transformer. The secondary current through the diode ( 14 ) begins to flow at its maximum value at the time t 2 and, because of the saturated core, drops rapidly linearly until the time t 3 at which the core becomes saturated. As a result, the inductance of the secondary winding increases significantly and, accordingly, the demagnetization proceeds slowly until time t 4 , at which all the magnetic energy stored in the first transformer is released to the secondary circuit, with which the current I T 1 stops flowing.
Der Abmagnetisierungsvorgang des zweiten Transformators (9) wird durch den durch die Diode (15) fließenden Sekundärstrom I T2 beschrieben. Dieser Strom beginnt ebenfalls zum Zeitpunkt t 2 des Ausschaltens des Schalttransistors mit einem Maximalert zu fließen und sinkt linear bis zum Zeitpunkt t 5 und 0 ab, bei dem die gesamte im zweiten Transformator (9) gespeicherte magnetische Energie ebenfalls abgebaut ist. Je nach Art der Steuerung des Sperrwandlers vergeht anschließend eine bestimmte Zeit bis zum nächsten Leitintervall des Schalttransistors und damit dem nächsten Schaltzyklus. The demagnetization process of the second transformer ( 9 ) is described by the secondary current I T 2 flowing through the diode ( 15 ). This current also begins to flow with a maximum value at time t 2 when the switching transistor is switched off and decreases linearly until time t 5 and 0, at which all the magnetic energy stored in the second transformer ( 9 ) is also reduced. Depending on the type of control of the flyback converter, a certain time then elapses until the next control interval of the switching transistor and thus the next switching cycle.
Besonders bei kleinen Ausgangsleistungen ist es bei einer solchen Anordnung auch möglich, den Schalttransistor bereits vor dem Zeitpunkt t 1, der Sättigung des ersten Transformators, zu öffnen, wodurch im zweiten Transformator nur eine sehr kleine Energiemenge gespeichert wird und das Leitintervall des Transistors trotzdem genügend lang für ein ordnungsgemäßes Funktionieren der Steuerung bzw. einer Entlastungsschaltung für den Schalttransistor wählbar ist.Particularly with low output powers, it is also possible with such an arrangement to open the switching transistor before the time t 1 , the saturation of the first transformer, as a result of which only a very small amount of energy is stored in the second transformer and the lead interval of the transistor is nevertheless sufficiently long is selectable for proper functioning of the control or a relief circuit for the switching transistor.
Claims (3)
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| AT358985A AT384127B (en) | 1985-12-11 | 1985-12-11 | LOCKING CONVERTER WITH AT LEAST ONE LOCKING CONVERTER TRANSFORMER ARRANGEMENT |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE3639054A1 true DE3639054A1 (en) | 1987-06-19 |
Family
ID=3552606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19863639054 Withdrawn DE3639054A1 (en) | 1985-12-11 | 1986-11-14 | Isolating transformer having at least one isolating transformer/transformer arrangement |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| AT (1) | AT384127B (en) |
| DE (1) | DE3639054A1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3741796A1 (en) * | 1987-12-10 | 1989-06-22 | Vogt Electronic Ag | NON-LINEAR VIBRATION THROTTLE FOR ELECTRONIC CONTROL UNITS OF FLUORESCENT LAMP |
| DE4116740A1 (en) * | 1990-05-29 | 1991-12-05 | Murata Manufacturing Co | POWER SWITCHING TRANSFORMER |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2848119A1 (en) * | 1978-11-06 | 1980-05-14 | Siemens Ag | Choke for DC=DC pulsed power converter - has air gap slot at one end with faces diverging at angle selected for linear inductance-current relationship |
| DE3123006A1 (en) * | 1981-06-10 | 1983-01-05 | Ernst Roederstein Spezialfabrik für Kondensatoren GmbH, 8300 Landshut | Transformer |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT308908B (en) * | 1969-07-14 | 1973-07-25 | Villamosipari Ki | Circuit arrangement for converting a direct voltage into an alternating voltage of constant amplitude |
-
1985
- 1985-12-11 AT AT358985A patent/AT384127B/en not_active IP Right Cessation
-
1986
- 1986-11-14 DE DE19863639054 patent/DE3639054A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2848119A1 (en) * | 1978-11-06 | 1980-05-14 | Siemens Ag | Choke for DC=DC pulsed power converter - has air gap slot at one end with faces diverging at angle selected for linear inductance-current relationship |
| DE3123006A1 (en) * | 1981-06-10 | 1983-01-05 | Ernst Roederstein Spezialfabrik für Kondensatoren GmbH, 8300 Landshut | Transformer |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| JP 56-15168 (A), In: Patents Abstracts of Japan, Sect.E, 1981, Vol.5 (E-55) * |
| JP 58-133166 (A), In: Patents Abstracts of Japan, Sect.E, 1983, Vol.7 Nr.247, (E-208) und zugehö- rige OS * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3741796A1 (en) * | 1987-12-10 | 1989-06-22 | Vogt Electronic Ag | NON-LINEAR VIBRATION THROTTLE FOR ELECTRONIC CONTROL UNITS OF FLUORESCENT LAMP |
| DE4116740A1 (en) * | 1990-05-29 | 1991-12-05 | Murata Manufacturing Co | POWER SWITCHING TRANSFORMER |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATA358985A (en) | 1987-02-15 |
| AT384127B (en) | 1987-10-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DE4234725B4 (en) | DC converter | |
| DE69722625T2 (en) | SINGLE-FLOW FLOW-CONVERTER FOR DC-DC CONVERSION CONVERSION WITH IMPROVED RESET FOR SYNCHRONOUS RECTIFIER | |
| DE2910908A1 (en) | CONTACT INVERTER | |
| DE1132594B (en) | Power amplifier equipped with a controllable four-layer diode | |
| DE2524642A1 (en) | DRIVER ARRANGEMENT FOR A SWITCHING TRANSISTOR | |
| DE2650002A1 (en) | INVERTER | |
| DE2546826A1 (en) | CONTROL SWITCH FOR INVERTER | |
| DE4339451A1 (en) | Circuit arrangement for generating a DC voltage | |
| DE3637079C2 (en) | ||
| DE2555168C2 (en) | Circuit arrangement for a switching transistor | |
| EP0464246B1 (en) | Circuit arrangement for a freely oscillating flyback switching power supply | |
| DE4008663C1 (en) | ||
| EP0035748B1 (en) | High-efficiency push-pull saturation converter | |
| EP0018598B1 (en) | Circuit for limiting the switching current in a series circuit consisting of a current transformer, a semi-conductor device, a protection inductance and an overload-sensitive cut-out | |
| DE60102179T2 (en) | Resonant switching power supply | |
| DE3639054A1 (en) | Isolating transformer having at least one isolating transformer/transformer arrangement | |
| EP0024523B1 (en) | Single-ended forward converter for generating electrically separated d.c. output voltages | |
| DE2733415C2 (en) | Voltage converter | |
| EP0475296B1 (en) | Switching power supply device with a forward- and a flyback-converter output | |
| EP0539902B1 (en) | Switch-off snubber for A DC-DC converter | |
| DE2738838A1 (en) | DC converter with single smoothing filter - has at least three transformers whose primaries are connected to source by controlled rectifiers to reduce voltage rating requirement | |
| DE2850682C2 (en) | Clocked power supply | |
| DE4234772A1 (en) | Method for operating a voltage converter and voltage converter and application | |
| DE3316281A1 (en) | DC/DC converter for power switch-mode power supplies | |
| DE1062282B (en) | Magnet amplifier |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| 8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
| 8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |