DE3632715A1

DE3632715A1 - Switching amplifier

Info

Publication number: DE3632715A1
Application number: DE19863632715
Authority: DE
Inventors: Manfred Dipl Ing Lodahl
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Telefunken Sendertechnik GmbH
Priority date: 1985-09-28
Filing date: 1986-09-26
Publication date: 1987-04-09

Abstract

The subject matter of the invention is a digital switching amplifier for direct and alternating voltage which is suitable as modulation amplifier for broadcast transmitters with anode modulation. The power section of the amplifier consists of cascade-connected controllable peak-current-limited reduced-voltage sources which are connected via a low-pass filter to a load impedance which is the radio-frequency output stage in a broadcast transmitter. Peak-current-limited reduced-voltage sources are controlled with partially different voltage values in such a manner that a high efficiency is achieved and the distortion of the modulation signal is low.

Description

Die Erfindung betrifft einen Schaltverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a switching amplifier according to the Preamble of claim 1.

In der deutschen Offenlegungsschrift 18 16 530 ist ein Niederfrequenzverstärker hoher Ausgangsleistung beschrieben, der für die Modulation einer Endstufe von Hochfrequenz- Nachrichtensendern geeignet ist. Der Verstärker besteht aus einer Mehrzahl von mit einem gemeinsamen Arbeitswiderstand zusammenwirkenden gesteuerten Bauelementen mit vorzugsweise untereinander gleichen Stufen. Die Steuerung der Bauelemente von dem einen in den anderen Zustand bei Änderung der Steuergröße für die einzelnen Bauelemente erfolgt in zeitlicher Folge derart, daß die Summe ihrer Ausgangsgrößen im wesentlichen eine analoge Widergabe der Steuergröße ist. Die gesteuerten Bauelemente liegen mit dem Arbeitswiderstand in Reihe, wobei die gesteuterten Bauelemente an Spannungsquellen geringen Innenwiderstands liegen und für den Nutzstrom durchlässige Richtleiter in die Strompfade von den Anschlüssen der Spannungsquellen zu den Verbindungspunkten zwischen je zwei der gesteuerten Bauelemente eingeschaltet sind. Die Größe der Ansteuerungsspannung ist gleich der der Ausgangsspannung wodurch für die jeweiligen Teilspannungen ein linearer Zusammenhang zwischen der steuerbaren Spannung und der Ausgangsspannung erreicht werden soll. Eine solche Auslegung hat nicht nur den Nachteil der sehr großen Steuerspannung, sondern stellt auch enorm hohe Anforderungen an die Grenzfrequenz der Bauteile. Die Realisierung dieser Anforderungen läßt sich bei Verwendung von gesteuerten Halbleitern bei diesem Verstärker als Modulationsverstärker von Rundfunksendern großer Leistung (ungefähr 500 kW) kaum verwirklichen. Auch hat die angegebene Schaltung den Nachteil, daß die Spannungsbeanspruchung der Richtleiter sehr groß ist.In German Offenlegungsschrift 18 16 530 there is a Described low-frequency amplifiers with high output power, for the modulation of a power amplifier from high-frequency Is suitable for news broadcasters. The amplifier consists of a plurality of with a common Working resistance interacting controlled components preferably with the same stages. The Control of components from one to the other State when the tax variable changes for the individual Components take place in chronological order such that the Sum of their output quantities essentially an analog one Is the tax rate. The controlled components are in series with the load resistance, the controlled components at low voltage sources Internal resistance and permeable to the useful current Directives in the current paths from the connections of the Voltage sources to the connection points between each two of the controlled components are switched on. The The size of the control voltage is equal to that of the output voltage whereby for the respective partial voltages linear relationship between the controllable voltage and the output voltage should be reached. Such Interpretation not only has the disadvantage of being very large Control voltage, but also places extremely high demands to the cut-off frequency of the components. The realization these requirements can be met using controlled Semiconductors in this amplifier as a modulation amplifier from radio stations of great performance (approx 500 kW) can hardly be realized. Also has the specified circuit the disadvantage that the stress on the Director is very large.

Günstiger ist eine Anordnung von Teilspannungsquellen in der derzeit üblichen Form von in Kaskade geschalteten Spannungsquellen, bei denen die Spannungsbeanspruchung der als Freilaufdiode dienenden Richtleiter gleich ist. Von einer solchen Anordnung in der Anwendung als Niederfrequenzverstärkern wird in der Offenlegungsschrift DE-OS 30 44 956 A1 und in der Europäischen Patentanmeldung 00 66 904 A1 ausgegangen.An arrangement of partial voltage sources in is more favorable the currently common form of cascaded Voltage sources where the voltage stress the directional conductor serving as a freewheeling diode is the same Such an arrangement in the application as low frequency amplifiers is published in DE-OS 30 44 956 A1 and in European patent application 00 66 904 A1 went out.

Bei dem in der Offenlegungsschrift 30 44 956 A1 beschriebenen Verstärker werden die in Kaskade geschalteten Teilspannungsquellen von einem getakteten oder ungetakteten A/D-Wandler ein- oder ausgeschaltet, der von einem analogen Signal angesteuert wird. Damit ein dem Eingangssignal analoges Ausgangssignal und kein Treppensignal mit grober Stufung erzeugt wird, ist in Reihe zu den Teilspannungsquellen eine Verstärkeranordnung geschaltet, die von einem Fehlersignal gesteuert wird, das aus der Differenz von Eingangssignal und Ausgangssignal der Kaskadenschaltung von Teilspannungsqeullen gewonnen wird. Diese Schaltung weist insofern große Nachteile in der Anwendung als Niederfrequenzverstärker für die erwähnten großen Leistungen auf, als durch die mit Verzögerung behafteten Pegelerfassung des AD-Wandlers, der mit Schaltzeitfehlern behafteten Ein- und Ausschaltungen der Teilspannungsquellen sowie einer unberücksichtigt bleibenden Schwankung der Versorgungsspannung für die Teilspannungsquellen die Verstärkerschaltung zur Signalkorrektur überfordert ist, ein verzerrungsarmes Ausgangssignal zu liefern, wie es für die Modulation der Hochfrequenz-Endstufe von Rundfunksendern erforderlich ist.In that described in laid-open specification 30 44 956 A1 The partial voltage sources connected in cascade become amplifiers from a clocked or unclocked A / D converter on or off by an analog Signal is driven. So that the input signal analog output signal and no staircase signal with coarse Gradation generated is in series with the partial voltage sources an amplifier arrangement switched by a Error signal is controlled, which is the difference of Input signal and output signal of the cascade circuit is obtained from partial voltage sources. This circuit has major drawbacks when used as a low frequency amplifier for the great achievements mentioned than through the delayed level detection of the AD converter, which has switching time errors Switching the partial voltage sources on and off as well an unconsidered fluctuation in the supply voltage the amplifier circuit for the partial voltage sources is overwhelmed for signal correction, a low distortion Output signal as it is for the Modulation of the radio frequency output stage of radio transmitters is required.

In dieser Offenlegungsschrift ist außerdem eine Verstärkerschaltung mit einer binären Staffelung von Teilspannungen angegeben. Eine solche Anordnung ist wegen der begrenzten Spannungsfestigkeit von Halbleitern nur für Verstärker mit kleiner Leistung (kleiner als 10 kW) geeignet, in keinem Fall aber als Halbleitermodulationsverstärker für Rundfunksender großer Leistung.In this laid-open specification there is also an amplifier circuit with a binary staggering of partial voltages specified. Such an arrangement is because of the limited dielectric strength of semiconductors only for Low power amplifier (less than 10 kW) suitable, but in no case as a semiconductor modulation amplifier for radio stations of great performance.

Der in der Europäischen Patentanmeldung 00 66 904 A1 angegebene Schaltverstärker hat einen ähnlichen Aufbau von Teilspannungsquellen wie der in der vorher erwähnten Offenlegungsschrift. Auch hier wird ein getakteter A/D-Wandler für die Steuerung der Teilspannungsquellen benutzt. Die Korrektur des grobgestuften Treppensignals der Ausgangsspannung wird bei dem hier beschriebenen Schaltverstärker dadurch angestrebt, daß zur Feinstufung eine Verstärkerstufe in Unterstufen unterteilt wird, deren Ausgangsspannungen binär gewichtet sind. Es wird ferner erwähnt daß eine weitere Möglichkeit der Korrektur des grobgestuften Treppensignals über ein zeitverzögertes Steuersignal besteht.The in the European patent application 00 66 904 A1 specified switching amplifier has a similar structure of Partial voltage sources like the one mentioned above Disclosure notice. Here too is a clocked A / D converter for controlling the partial voltage sources used. Correction of the rough step signal the output voltage is the one described here Switching amplifier aimed at that for fine grading an amplifier stage is divided into sub-stages, the Output voltages are weighted in binary. It is also mentioned that another way of correcting the coarse Stair signal via a time-delayed control signal consists.

In dem beschriebenen Schaltverstärker können nichtlineare Verzerrungen entstehen, insbesondere bei höheren Frequenzen, die größer sind, als es die internationale Norm für diese Qualitätsbestimmungen für Rundfunksender zuläßt. Wegen der Schaltzeitfehler von Halbleiterschaltern ist eine in der beschriebenen Weise angestrebte Verbesserung des Treppenstufencharakters nur für niedrige Frequenzen möglich. Damit eine Verbesserung der Ausgangsspannung über ein verzögertes Steuersignal möglich ist, darf die Taktfrequenz für den A/D-Wandler nicht zu hoch sein. Dies steht aber grundsätzlich im Widerspruch zur Absicht der Übertragung hoher Frequenzen. Die Ausgangsspannung ist wegen der unvermeidlichen Schaltfehler bei den Halbleiterschaltern, insbesondere bei hohen Frequenzen, mit Amplitudenfehlern behaftet, die systembedingt zum Null-Spannungswert der analogen Wechselspannung unsymmetrisch sind. Eine Unsymmetrie des Ausgangssignals wirkt sich als hoher Klirrfaktor beim Ausgangssignal aus. In the switching amplifier described, nonlinear Distortions arise, especially at higher frequencies, which are larger than the international norm for permits these quality regulations for radio stations. Because of the switching time error of semiconductor switches an improvement aimed for in the manner described of the staircase character only for low frequencies possible. So that an improvement in the output voltage over a delayed control signal is possible, the clock frequency not be too high for the A / D converter. This is fundamentally contrary to the intention of the Transmission of high frequencies. The output voltage is because of the inevitable switching errors in the semiconductor switches, especially at high frequencies, with Amplitude errors, which due to the system to Zero voltage value of the analog AC voltage asymmetrical are. An asymmetry of the output signal works is a high distortion factor in the output signal.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen gattungsgemäßen Schaltverstärker anzugeben,
- der als digital arbeitender Modulationsverstärker insbesondere in Rundfunksendern mit unterschiedlichen Betriebsarten einsetzbar ist, insbesondere bei einer Amplitudenmodulation (AM) oder einer dynamikgesteuerten Amplitudenmodulation (DAM) oder bei Einseitenbandbetrieb (SSB) oder bei Teil- oder Volleistung in diesen Betriebsarten und
- der in diesen Betriebsarten einen hohen Wirkungsgrad besitzt bei möglichst geringen Verzerrungen des Ausgangssignals.The invention is therefore based on the object of specifying a generic switching amplifier,
- Which can be used as a digitally working modulation amplifier, in particular in radio transmitters with different operating modes, in particular with amplitude modulation ( AM ) or a dynamically controlled amplitude modulation ( DAM ) or with single-sideband operation ( SSB ) or with partial or full power in these operating modes and
- Which has a high efficiency in these operating modes with the lowest possible distortion of the output signal.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale. Zweckmäßige Ausgestaltungen und/oder Weiterbildungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.This problem is solved by the in the characteristic Part of claim 1 specified features. Appropriate Refinements and / or further developments are the Removable subclaims.

Bei der Erfindung werden die geringen Verzerrungen des Ausgangssignals des digitalen Verstärkers dadurch erreicht, daß in Abhängigkeit von der Amplitude des Niederfrequenzsignals nur Teilspannungswerte ein- und ausgeschaltet werden, wie dies im Hinblick auf vorgebbare Verzerrungen zulässig ist. Gleichzeitig wird die Zahl der Schaltvorgänge zur Vermeidung einer hohen Verlustleistung in den Schaltelementen drastisch reduziert, ohne daß dies einen störenden Einfluß auf die Linearität des Ausgangssignals hat. In the invention, the low distortion of the Output signal of the digital amplifier is achieved that depending on the amplitude of the low frequency signal only partial voltage values switched on and off be like this in terms of predeterminable distortion is permissible. At the same time, the number of switching operations to avoid high power loss in the Switching elements drastically reduced, without this one disturbing influence on the linearity of the output signal Has.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung ist die Wandlung des positiven und des negativen Teils der Niederfrequenzspannung in getrennte Digitalwerte.An essential feature of the invention is the conversion the positive and negative part of the low frequency voltage in separate digital values.

Zur weiteren Verbesserung der Linearität des Schaltverstärkers sind Linearisierer für den Trägerwert sowie den positiven und negativen Niederfrequenzwert vorgesehen.To further improve the linearity of the switching amplifier are linearizers for the carrier value as well as the positive and negative low frequency value provided.

Durch diese Maßnahmen wird verhindert, daß sich Schaltzeitfehler als unsymmetrische Amplitudenfehler des Ausgangssignals auswirken, was in störender Weise einen hohen Klirrfaktor zur Folge hätte.These measures prevent switching time errors as asymmetrical amplitude errors of the output signal impact what is disruptively high Distortion factor would result.

Ein sicherer Betrieb mit hoher Schaltfrequenz und geringen Verlusten in den Halbleiterschaltern wird dadurch erreicht, daß eine Einrichtung zur Spitzenstrombegrenzung vorgesehen ist. Durch diese Maßnahme wird der im wesentlichen durch die Kommutierungseigenschaften der in Kaskade geschalteten Halbleiterdioden bedingte hohe Spitzenstrom der Halbleiterschalter begrenzt.Safe operation with high switching frequency and low Losses in the semiconductor switches are achieved that a device for peak current limitation is provided is. This measure essentially the commutation properties of the cascade connected Semiconductor diodes caused high peak current of the semiconductor switch limited.

Um selbst bei hoher Schaltfrequenz die Verluste der elektronischen Schalter gering zu halten, werden im Bedarfsfall zwei in Reihe geschaltete Halbleiterschalter oder die Parallelschaltung von jeweils zwei in Reihe geschalteten Halbleiterschalter verbunden mit einem geeigneten Steuerungsalgorithmus vorgesehen.To avoid the losses of electronic even at high switching frequency To keep switches low, if necessary two semiconductor switches connected in series or the Parallel connection of two in series Semiconductor switch connected to a suitable control algorithm intended.

Schaltungstechnisch wird die Realisierung dieser Systemmerkmale dadurch gelöst, daß die Niederfrequenzspannung und der Gleichspannungswert (Trägerwert) von A/D-Wandlern getrennt verarbeitet werden. Damit läßt sich unabhängig von der Betriebsart das Niederfrequenzsignal nach Amplitude und Polarität detektieren.In terms of circuitry, the implementation of these system features solved in that the low frequency voltage and the DC voltage value (carrier value) of A / D converters processed separately. It can be used independently the operating mode the low frequency signal according to amplitude and detect polarity.

Eine weitere Verbesserung der Linearität des Schaltverstärkers wird durch Linearisierung erreicht. Diese Schaltungsmittel enthalten im wesentlichen programmierbare Logikbausteine, die zwischen den Eingangssignalen und den Ausgangssignalen des Schaltverstärkers einen linearen Zusammenhang herstellen.Another improvement in the linearity of the switching amplifier is achieved through linearization. This circuit means essentially contain programmable Logic blocks between the input signals and the Output signals of the switching amplifier a linear Establish connection.

Um einen hohen Wirkungsgrad des Schaltverstärkers zu gewährleisten, werden die Spannungssprünge des Ausgangssignals möglichst groß gewählt, damit die Schaltverluste von Teilspannungsquellen so niedrig wie möglich sind; andererseits aber müssen die Spannungssprünge so klein wie nötig sein, damit die Forderung an die zulässigen Verzerrungen des Schaltverstärkers erfüllt werden. Dieses Schaltungsprinzip beinhaltet eine von der Niederfrequenzamplitude abhängige Steuerung der Teilspannungsquellen.To ensure high efficiency of the switching amplifier ensure the voltage jumps of the output signal chosen as large as possible so that the switching losses of partial voltage sources are as low as possible; on the other hand, the voltage jumps must be as small as be necessary so that the requirement of the allowable distortion of the switching amplifier can be met. This Circuit principle includes one of the low frequency amplitude dependent control of the partial voltage sources.

Als Maximalspannungswert ist dabei derjenige Spannungswert zu verstehen, der aufgrund einer gegebenen Schaltung der Teilspannungsquellen und der darin verwendeten Bauteile unter Berücksichtigung eines Sicherheitsfaktors der maximale Spannungswert der Teilspannungsquellen ist.The voltage value is the maximum voltage value to understand the due to a given circuit of the Partial voltage sources and the components used in them taking into account a safety factor the maximum Voltage value of the partial voltage sources is.

Die Teilspannungsquellen haben unterschiedliche Spannungen, sie sind der zu verstärkenden Spannung amplitudenmäßig zugeordnet. Je größer der zu verstärkende Spannungswert ist, desto größer ist auch die diesem Pegel zugeordnete Teilspannung. Es wird immer diejenige Teilspannungsquelle ein- oder ausgeschaltet, die dem zu verstärkenden Spannungswert entspricht. Die Staffelung der Teilspannungen ist so gewählt, daß ein vorgegebenes Maß an Verzerrungen nicht überschritten wird. Bei sehr kleinen Pegelwerten braucht die Staffelung der Teilspannungen nur so klein zu sein, daß der zulässige Fremdspannungswert von den Verzerrungskomponenten nicht überschritten wird. Aus technischen Gründen kann es nötig sein, Gruppen von gleichen Teilspannungsquellen zu bilden, wodurch sich allerdings die Zahl der Teilspannungsquellen erhöht. Bei einem solchen spannungsgesteuerten Schaltverstärker ist die Zahl der Ein- und Ausschaltungen der einzelnen Teilspannungsquellen minimal, wodurch die zu übertragene Frequenz sehr hoch sein kann. Die Schaltverluste sind dabei relativ klein im Vergleich zur Ausgangsleistung.The partial voltage sources have different voltages, they are amplitude-related to the voltage to be amplified assigned. The greater the voltage value to be amplified is, the larger is the assigned to this level Partial tension. It is always the partial voltage source switched on or off, the one to be amplified Voltage value corresponds. The staggering of the partial voltages is chosen so that a given level of distortion is not exceeded. At very low level values the staggering of the partial voltages is only necessary to be small that the permissible external voltage value of the distortion components are not exceeded. Out technical reasons it may be necessary to have groups of the same Partial voltage sources to form, which however the number of partial voltage sources increased. At a such a voltage controlled switching amplifier is the number the switching on and off of the individual partial voltage sources minimal, making the frequency to be transmitted very can be high. The switching losses are relative small compared to the output power.

Das Prinzip eines derartigen spannungsgesteuerten Digitalverstärkers ist auch bei der binären Staffelung der Teilspannungen anwendbar. Dies wird dadurch erreicht, daß eine Schaltlogik das Ein- oder Ausschalten der niederwertigen binären Teilspannungsquellen bei größeren Signalspannungen verhindert und damit wie bei der Staffelung der Teilspannungsquellen mit direkter Signalspannungszuordnung im Bereich kleiner Signalspannungswerte kleine Änderungen und im Bereich großer Signalspannungswerte große Änderungen der Ausgangsspannung des Digitalverstärkers erfolgen.The principle of such a voltage controlled digital amplifier is also the case with binary graduation Partial voltages applicable. This is achieved in that a switching logic to switch the low-order binary on or off Partial voltage sources prevented with larger signal voltages and thus as with the staggering of the partial voltage sources with direct signal voltage assignment in Range of small signal voltage values small changes and large changes in the range of large signal voltage values the output voltage of the digital amplifier.

Bei einem Digitalverstärker großer Leistung ist es zweckmäßig, eine Kombination von spannungsgesteuerten Teilspannungsquellen mit direkter Zuordnung zum Signalspannungspegel und spannungsgesteuerten binär gewichteten Teilspannungsquellen vorzunehmen, da dadurch die Anzahl der Teilspannungsquellen klein gehalten wird und gleichzeitig große Ausgangsspannungen des Digitalverstärkers möglich sind.With a high-performance digital amplifier, it is advisable a combination of voltage-controlled partial voltage sources with direct assignment to the signal voltage level and voltage controlled binary weighted Partial voltage sources, because this reduces the number of the partial voltage sources is kept small and at the same time high output voltages of the digital amplifier possible are.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert unter Bezugnahme auf schematische Zeichnungen. Es zeigen:The invention is described below using an exemplary embodiment explained in more detail with reference to schematic Drawings. Show it:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels Fig. 1 is a schematic block diagram of the embodiment

Fig. 2 bis 8 Ausführungsbeispiele zur Erläuterung der Funktion der Blöcke gemäß Fig. 1. Fig. 2 to 8 embodiments for explaining the function of the blocks of FIG. 1.

Fig. 1 zeigt eine Diodenkaskade, bestehend aus einer Reihenschaltung von Freilaufdioden D 1 bis DN, deren ein Ende an Masse liegt, daß heißt geerdet ist und deren anderes Ende den Ausgang A des Schaltverstärkers bildet. Der Ausgangs A ist über ein Tiefpaßfilter TP an eine Last R angeschlossen, z. B. eine amplitudenmodulierbare Endstufen- Elektronenröhre eines Hochfrequenz-Hochleistungssenders von 500 kW Ausgangsleistung. Parallel zu der Diodenkaskade ist eine Reihenschaltung von schaltbaren Teilspannungsquelle U 1 bis UN angeordnet. Diese bestehen z. B. jeweils aus einer Reihenschaltung aus einem Halbleiterschalter, z. B. Schalttransistoren oder Thyristoren, und jeweils einer Spannungsquelle. Diese sind z. B. herstellbar mit Hilfe eines nicht dargestellten Dreiphasen-Hochspannungstransformators für ein 50 Hz-Netz. Die Teilspannungsquellen U 1 bis Un und die zugehörigen Freilaufdioden D 1 bis DN sind in der dargestellten Weise verbunden durch Verbindungsleitungen VL 1 bis VLN, in denen jeweils ein Spitzenstrombegrenzer SB 1 bis SBN vorhanden ist. Die Teilspannungsquellen U 1 bis UN sind in zwei Gruppen unterteilt, eine Niederfrequenzgruppe BNF, MNF und eine Trägergruppe BT, MT. Jede dieser beiden Gruppen enthält jeweils eine Gruppe von Maximalspannungsquellen, die als Maximal- Trägergruppe MT und Maximal-Niederfrequenzgruppe MNF bezeichnet sind, und jeweils eine Gruppe von binär gewichteten Spannungsquellen die als Binär-Trägergruppe BT und Binär-Niederfrequenzgruppe BNF bezeichnet sind. Fig. 1 shows a diode cascade, consisting of a series circuit of free-wheeling diodes D 1 to DN , one end of which is grounded, that is to say grounded and the other end of which forms the output A of the switching amplifier. The output A is connected via a low-pass filter TP to a load R , e.g. B. an amplitude-modulated output stage electron tube of a high-frequency high-power transmitter of 500 kW output power. A series connection of switchable partial voltage sources U 1 to UN is arranged in parallel with the diode cascade. These exist e.g. B. each from a series circuit of a semiconductor switch, for. B. switching transistors or thyristors, and one voltage source each. These are e.g. B. producible with the help of a three-phase high-voltage transformer, not shown, for a 50 Hz network. The partial voltage sources U 1 to Un and the associated free-wheeling diodes D 1 to DN are connected in the manner shown by connecting lines VL 1 to VLN , in each of which a peak current limiter SB 1 to SBN is present. The partial voltage sources U 1 to UN are divided into two groups, a low-frequency group BNF, MNF and a carrier group BT, MT . Each of these two groups contains a group of maximum voltage sources, which are referred to as maximum carrier group MT and maximum low-frequency group MNF , and a group of binary-weighted voltage sources, which are referred to as binary carrier group BT and binary low-frequency group BNF .

Die Summenspannung jeder der binär gewichteten Spannungsquellenanordnung BT bzw. BNF ist gleich der Spannung der zugehörigen Maximalspannungsquellen MT bzw. MNF, reduziert um den kleinsten binären Spannungswert. Die binären Spannungsquellen BT, BNF werden z. B. über einen nicht dargestellten Zwischentransformator mit Energie versorgt, der sekundärseitig mit so vielen Wicklungen bzw. Wicklungsanordnungen ausgestattet ist, wie binäre Niederfrequenz- oder Trägergruppen vorgesehen sind und der primärseitig an eine der sekundären Wicklungen des erwähnten Hochspannungstransformators angeschlossen ist.The total voltage of each of the binary weighted voltage source arrangements BT or BNF is equal to the voltage of the associated maximum voltage sources MT or MNF , reduced by the smallest binary voltage value. The binary voltage sources BT, BNF z. B. supplied with energy via an intermediate transformer, not shown, which is equipped on the secondary side with as many windings or winding arrangements as binary low-frequency or carrier groups are provided and which is connected on the primary side to one of the secondary windings of the high-voltage transformer mentioned.

Die Trägergruppen BT, MT liefern eine Ausgangsspannung des Schaltverstärkers, die vorzugsweise die halbe maximale Ausgangsspannung ist. Wenn sämtliche Niederfrequenz- und Träger-Maximalspannungsgruppen MNF, MT eingeschaltet sind, wird die maximale Ausgangsspannung erreicht. Das Ein- und Ausschalten der Teilspannungsquellen U 1 bis UN erfolgt über eine Steuereinheit ST, welche die Steuerspannungen für die Teilspannungsquellen aufbereitet, an deren Niederfrequenzeingang NF das zu verstärkende Niederfrequenzsignal liegt, z. B. mit einer Bandbreite von 5 kHz, und an deren Hochfrequenzeingang RF ein Hochfrequenzträgersignal liegt, z. B. mit einer Frequenz von 10 MHz. Die Ein- und Ausschaltbefehle für die Niederfrequenzgruppen BNF, MNF werden von dem positiven Teil einer Niederfrequenz NF-Spannung abgeleitet. Am Anwendungsfall eines Modulationsverstärkers für Rundfunksender handelt es sich dabei um eine Spannung, die dem positiven Anteil der niederfrequenten Wechselspannung entspricht.The carrier groups BT, MT supply an output voltage of the switching amplifier, which is preferably half the maximum output voltage. When all low frequency and carrier maximum voltage groups MNF, MT are switched on, the maximum output voltage is reached. The partial voltage sources U 1 to UN are switched on and off via a control unit ST , which processes the control voltages for the partial voltage sources, at whose low-frequency input NF the low-frequency signal to be amplified lies, for. B. with a bandwidth of 5 kHz, and at the high-frequency input RF is a high-frequency carrier signal, for. B. with a frequency of 10 MHz. The switch-on and switch-off commands for the low-frequency groups BNF, MNF are derived from the positive part of a low-frequency LF voltage. In the case of a modulation amplifier for radio transmitters, this is a voltage that corresponds to the positive portion of the low-frequency AC voltage.

Dies ist bei Zweiseitenbandbetrieb (DSB) eine Spannung, die den positiven Anteil der Modulationsspannung und bei Einseitenbandbetrieb (SSB) dem Teil des SSB-Hüllkurvensignals, entspricht, der größer ist als der dem Trägerwert zugeordnete Hüllkurvenspannungswert.In double-sideband operation ( DSB ), this is a voltage which corresponds to the positive portion of the modulation voltage and in single-sideband operation ( SSB ) the part of the SSB envelope signal which is greater than the envelope voltage value assigned to the carrier value.

Die Ein- und Ausschaltbefehle für die Trägergruppe BT, MT werden sowohl von einer Trägerspannung als auch von dem negativen Teil der NF-Spannung abgeleitet. Die NF-Spannung und die Träger-Spannung werden in einer Schaltung zur Spannungsaufbereitung der Steuereinheit ST gewonnen, der das NF- und Träger (RF)-Signal zugeführt wird und die die unterschiedlichen Betriebsarten eines Rundfunksender berücksichtigt. Diese Betriebsarten sind bei Zweiseitenbandbetrieb (DSB) Amplitudenmodulation (AM) und dynamikgesteuerte Amplitudenmodulation (DAM) sowie der Einseitenbandbetrieb (SSB). In den Betriebsarten ist der Sender im Teil- oder Vollastbetrieb betreibbar.The switch-on and switch-off commands for the carrier group BT, MT are derived both from a carrier voltage and from the negative part of the LF voltage. The LF voltage and the carrier voltage are obtained in a circuit for voltage conditioning of the control unit ST , to which the LF and carrier ( RF ) signal is fed and which takes into account the different operating modes of a radio transmitter. In two-sideband operation ( DSB ), these operating modes are amplitude modulation ( AM ) and dynamically controlled amplitude modulation ( DAM ), as is single-sideband operation ( SSB ). In the operating modes, the transmitter can be operated in partial or full load mode.

Der am Ausgang A der Diodenkaskade befindliche Tiefpaß TP dient in erster Linie bei dieser Anordnung zur Bandbegrenzung. Da wegen der spannungsgesteuerten digitalen Signalverstärkung die Ausgangsspannung eine sehr gute Annäherung an das Ursprungssignal ist, kann der Filteraufwand vorteilhafterweise klein gehalten werden. Hierdurch ist bis zu hohen Signalfrequenzen die bei Rundfunksendern übliche Hüllkurvengegenkopplung möglich, wodurch sich der Klirrfaktor erheblich verringern läßt.The low-pass filter TP located at the output A of the diode cascade primarily serves to limit the band in this arrangement. Since the output voltage is a very good approximation of the original signal because of the voltage-controlled digital signal amplification, the filter effort can advantageously be kept low. In this way, up to high signal frequencies, the envelope negative feedback customary in radio transmitters is possible, as a result of which the distortion factor can be considerably reduced.

In Fig. 2 ist ein beispielhafter Aufbau einer der Teilspannungsquellen U 1 bis UN gezeigt. Die angegebene Schalteranordnung ist eine steuerbare Halbleiterschaltung. Als Halbleiter sind z. B. Leistungstransistoren, Feldeffekttransistoren Thyristoren oder GTO's geeignet. Die beispielhaft gewählte Teilspannungsquelle U 1 besitzt eine zugehörige Freilaufdiode D 1, über die im Falle des gesperrten Halbleiterschalters der Strom des Schaltverstärkers fließt. Wenn sämtliche Teilspannungsquellen U 1 bis UN ausgeschaltet sind, fließt kein Strom mehr. Mit NG 1 ist ein vorzugsweise dreiphasiger Gleichrichter bezeichnet.In FIG. 2, an exemplary structure of one of partial voltage sources U 1 is shown to the UN. The specified switch arrangement is a controllable semiconductor circuit. As semiconductors such. B. power transistors, field effect transistors thyristors or GTO's suitable. The partial voltage source U 1 chosen as an example has an associated freewheeling diode D 1 , via which the current of the switching amplifier flows in the case of the blocked semiconductor switch. When all partial voltage sources U 1 to UN are switched off, no more current flows. NG 1 denotes a preferably three-phase rectifier.

Durch die Spitzenstrombegrenzer SB 1 bis SBN (Fig. 1) wird die im wesentlichen durch den Kommutierungsstrom der Freilaufdiode bedingte Stromspitze beim Einschalten der Schalteranordnungen begrenzt, wodurch bedeutend höhere Betriebsströme für die Teilspannungsquellen U 1 bis UN möglich sind. Eine solche Einrichtung ist besonders vorteilhaft bei Teilspannungsquellen, die als Schalteranordnung Feldeffekttransistoren benutzen. In Fig. 2 besteht der Spitzenstrombegrenzer SB 1 im einfachsten Fall aus einem ohmschen Widerstand. Ein anderes Ausführungsbeispiel für einen Spitzenstrombegrenzer ist eine Parallelschaltung von Widerstand und Spule (Fig. 3), wobei alternativ hierzu in einem oder in beiden Parallelkreisen in Reihe zu Widerstand und Spule noch eine Diode vorgesehen werden kann (Fig. 4). The peak current limiters SB 1 to SBN ( FIG. 1) limit the current peak which is essentially caused by the commutation current of the freewheeling diode when the switch arrangements are switched on, as a result of which significantly higher operating currents for the partial voltage sources U 1 to UN are possible. Such a device is particularly advantageous in the case of partial voltage sources which use field-effect transistors as the switch arrangement. In Fig. 2, the peak current limiter SB 1 in the simplest case consists of an ohmic resistor. Another exemplary embodiment of a peak current limiter is a parallel connection of the resistor and the coil ( FIG. 3), it being possible as an alternative to provide a diode in one or in both parallel circuits in series with the resistor and the coil ( FIG. 4).

Der Strombegrenzer ist zwischen dem Ausgang der Schalteranordnung und dem Ausgang der Freilaufdiode angeordnet.The current limiter is between the output of the switch assembly and the output of the freewheeling diode.

In den Fig. 5 und 6 sind Ausführungsbeispiele für die Schalteranordnung angegeben. Im einfachsten Fall handelt es sich dabei um einen Halbleiterschalter in Reihe zum Gleichrichter. Durch die Reihenschaltung von zwei Halbleiterschaltern (Fig. 5) und einem geeigneten Steuerungsalgorithmus können die Schaltverluste der Schalteranordnung optimal auf zwei Halbleiterschalter verteilt werden.In FIGS. 5 and 6 embodiments are given for the switch assembly. In the simplest case, this is a semiconductor switch in series with the rectifier. Through the series connection of two semiconductor switches ( FIG. 5) and a suitable control algorithm, the switching losses of the switch arrangement can be optimally distributed over two semiconductor switches.

Durch eine Parallelschaltung von zwei in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern (Fig. 6) kann in Verbindung mit einem geeigneten Steuerungsalgorithmus nicht nur die Schaltleistung der Schalteranordnung gesteigert werden, sondern es kann außerdem noch die Schaltfrequenz zum Zwecke einer Verbesserung der Linearität des Schaltverstärkers erhöht werden. Die Steuerung kann in diesem Fall den bei Halbleiterschaltern besonders kritischen Fall des Wiedereinschaltens nach gerade erfolgter Ausschaltung vermeiden.By connecting two semiconductor switches connected in series ( FIG. 6) in parallel, not only can the switching capacity of the switch arrangement be increased in conjunction with a suitable control algorithm, but the switching frequency can also be increased for the purpose of improving the linearity of the switching amplifier. In this case, the control can avoid the particularly critical case of switching back on after semiconductor switches have just been switched off.

Für die Übertragung der Steuersignale von der Steuereinheit ST zu den Halbleiterschaltern der Teilspannungsquellen auf Hochspannungspotential sind z. B. Lichtwellenleiter (LWL) mit zugehörigen Lichtsendern und Lichtempfängern geeignet. For the transmission of the control signals from the control unit ST to the semiconductor switches of the partial voltage sources at high voltage potential z. B. optical fiber ( LWL ) with associated light transmitters and light receivers.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild mit einer genaueren Darstellung der in Fig. 1 schematisch dargestellten Blöcke Signalaufbereitung SA, Niederfrequenzaufbereitung NA und Trägeraufbereitung TA. In diesen Blöcken entstehen aus den zu verstärkenden NF-Signal und dem RF-Signal ein NF-Steuersignal NFS und ein Träger-Steuersignal TS. Diese Steuersignale werden der Schalteinheit SE zugeführt (Fig. 1). Gemäß Fig. 7 gelangt das zu verstärkende NF-Signal zu einer NF-Aufbereitungsschaltung 71 sowie einer SSB-Aufbereitungsschaltung 72, der außerdem ein RF-Signal zugefährt wird. FIG. 7 shows a block diagram with a more precise illustration of the signal processing SA , low frequency processing NA and carrier processing TA blocks shown schematically in FIG. 1. In these blocks, an LF control signal NFS and a carrier control signal TS are generated from the LF signal to be amplified and the RF signal. These control signals are supplied to the switching unit SE ( FIG. 1). According to FIG. 7, the LF signal to be amplified reaches an LF processing circuit 71 and an SSB processing circuit 72 , which is also supplied with an RF signal.

Die NF-Aufbereitung beinhaltet die bei Rundfunksendern für diese Zwecke üblichen Schaltungsmittel wie z. B. Bandbegrenzer, Pegelsteller und Limiter. Es entsteht ein NF-Ausgangssignal 73. In der SSB-Aufbereitungsschaltung 72 wird aus RF- und NF-Spannung das SSB-Signal gewonnen, von dem das SSB-Hüllkurvensignal 74 abgeleitet wird. Außerdem wird von der SSB-Aufbereitung ein SSB-Trägerwertsignal 75 zur Verfügung gestellt, das in bestimmter spannungsmäßiger Zuordnung zum SSB-Hüllkurvensignal steht.The NF processing includes the switching means common for radio transmitters for this purpose, such as. B. Band limiters, level controls and limiters. An LF output signal 73 is produced . The SSB signal from which the SSB envelope signal 74 is derived is obtained in the SSB processing circuit 72 from the RF and LF voltage. In addition, the SSB preparation provides an SSB carrier value signal 75 which is in a specific voltage assignment to the SSB envelope signal.

Aus dem NF-Ausgangssignal 73 wird in der DAM-Signal-Aufbereitung 76 ein DAM-Signal 77 erzeugt. Ferner sind in einer AM-Aufbereitungsschaltung 78 Schaltungsmittel zur Gewinnung eines hochstabilen AM-Signals 79 in Abhängigkeit von der Betriebsart vorgesehen sowie in einer Leistungsschaltung 80 solche zur Gewinnung eines Leistungssignals 81 für den Betrieb des Rundfunksenders mit unterschiedlichen Trägerleistungen, auf die auch Senderschutzeinrichtungen wirken. A DAM signal 77 is generated from the NF output signal 73 in the DAM signal conditioning 76 . Furthermore, circuit means for obtaining a highly stable AM signal 79 as a function of the operating mode are provided in an AM processing circuit 78 , and those for obtaining a power signal 81 for operating the radio transmitter with different carrier powers, on which transmitter protection devices also act, in a power circuit 80 .

In der NF-Spannungsaufbereitung 82 wird mittels eines Komparators 83 aus dem SSB-Hüllkurvensignal 74 und dem SSB-Trägerwertsignal 75 eine NF-SSB-Spannung 84 erzeugt, die dem Hüllkurvensignal weitestgehend entspricht. Bei dieser Spannung 84 sind lediglich im Gegensatz zum SSB- Hüllkurvensignal 74 die Pegelwerte des Hüllkurvensignals, die größer als das SSB-Trägerwertsignal sind von positiver Polarität und die die kleiner als das SSB-Trägerwertsignal sind von negativer Polarität. Das SSB-Trägerwertsignal 75 ist ein vom SSB-Trägerwert abgeleiteter Pegelwert. Das NF-Steuersignal NSF wird bei DSB-Betrieb aus dem NF-Signal und bei SSB-Betrieb aus der NF-SSB-Spannung 84 in der NF-Spannungsaufbereitung 82 gewonnen.An NF-SSB voltage 84 is generated from the SSB envelope signal 74 and the SSB carrier value signal 75 in the LF voltage conditioning unit 82 by means of a comparator 83 , which largely corresponds to the envelope signal. At this voltage 84 , in contrast to the SSB envelope signal 74, the level values of the envelope signal which are larger than the SSB carrier value signal are of positive polarity and which are smaller than the SSB carrier value signal are of negative polarity. The SSB carrier value signal 75 is a level value derived from the SSB carrier value. The LF control signal NSF is obtained from the LF signal in the case of DSB operation and from the LF-SSB voltage 84 in the LF voltage conditioning 82 in the case of SSB operation.

Eine Träger-Spannungsaufbereitungsschaltung 85 stellt ein Träger-Steuersignal TS zur Verfügung, bei dem die unterschiedlichen Betriebsmöglichkeiten eines Rundfunksenders wie AM- DAM-, SSB-, Nenn- und Teilleistungsbetrieb berücksichtigt werden.A carrier voltage conditioning circuit 85 provides a carrier control signal TS which takes into account the different operating options of a radio transmitter, such as AM - DAM -, SSB -, nominal and partial power operation.

Fig. 8 zeigt ein genaueres Blockbild der Schalteinheit SE sowie des Linearisierers LI gemäß Fig. 1. Dabei ist der Linearisierer LI in der Betriebsart "Betrieb" dargestellt, so daß die in Fig. 1 dargestellte Verbindungsleitung für ein Vergleichssignal VS in Fig. 8 nicht vorhanden ist. Das Vergleichssignal VS wird lediglich für die Betriebsart "Programmierung" des Linearisierers benötigt. Die Funktionsweise des Linearisierers wird nachfolgend noch genauer erläutert. FIG. 8 shows a more precise block diagram of the switching unit SE and the linearizer LI according to FIG. 1. The linearizer LI is shown in the operating mode "operation", so that the connection line shown in FIG. 1 for a comparison signal VS in FIG. 8 is not is available. The comparison signal VS is only required for the "programming" operating mode of the linearizer. The mode of operation of the linearizer is explained in more detail below.

Gemäß Fig. 8 werden durch das NF-Steuersignal NFS und das Träger-Steuersignal TS alle Teilspannungsquellen U 1 bis UN angesteuert, wobei in diesem Beispiel N = 54 gewählt ist. Dabei enthält die Binär-Trägergruppe BT beispielsweise die vier Teilspannungsquellen U 1 bis U 4, welche die binär gewichteten Gleichspannungen 40 V, 80 V, 160 V und 320 V erzeugen. Die Maximalträgergruppe MT enthält beispielsweise die 22 Teilspannungsquellen U 5 bis U 26, wobei jede dieser Maximalspannungsquellen eine Gleichspannung von 640 V erzeugt. Die Maximalniederfrequenzgruppe MNF enthält ebenfalls 22 Teilspannungsquellen, z. B. U 27 bis U 48, die ebenfalls jeweils eine Gleichspannung von 640 V erzeugen. Die Binär-Niederfrequenzgruppe BNF enthält sechs Teilspannungsquellen, z. B. U 49 bis U 54, welche die binär gewichteten Gleichspannungen 10 V, 20 V, 40 V, 80 V, 160 V und 320 V erzeugen.According to FIG. 8, by the control signal NF NFS and the carrier control signal TS all partial voltage sources U actuated 1 to UN, being selected in this example N = 54. The binary carrier group BT contains, for example, the four partial voltage sources U 1 to U 4 , which generate the binary-weighted direct voltages 40 V, 80 V, 160 V and 320 V. The maximum carrier group MT contains, for example, the 22 partial voltage sources U 5 to U 26 , each of these maximum voltage sources generating a DC voltage of 640 V. The maximum low frequency group MNF also contains 22 partial voltage sources, e.g. B. U 27 to U 48 , which also each generate a DC voltage of 640 V. The binary low frequency group BNF contains six partial voltage sources, e.g. B. U 49 to U 54 , which generate the binary weighted DC voltages 10 V, 20 V, 40 V, 80 V, 160 V and 320 V.

Die Funktionsweise der Schalteinheit SE ist so, daß beim Anliegen eines Träger-Steuersignals TS binäre Träger-Spannungsquellen BT und Trägermaximalspannungsquellen MT entsprechend der Größe des Träger-Steuersignals TS eingeschaltet werden. Bei zusätzlich vorhandenem NF-Steuersignal NFS werden für negative Spannungswerte je nach ihren Pegeln Träger-Teilspannungsquellen BT, MT abgeschaltet. Dadurch ergibt sich eine Verringerung der Ausgangsspannung verglichen mit dem des Trägerwertes. Bei positivem NF-Steuersignal NFS werden zu der von dem Träger- Steuersignal vorgegebenen Anzahl von eingeschalteten Träger-Teilspannungsquellen BT, MT zusätzlich NF-Teilspannungsquellen BNF, MNF eingeschaltet. Dadurch ergibt sich eine Erhöhung des Ausgangsspannung verglichen mit der des Trägerwertes. The functioning of the switching unit SE is such that when a carrier control signal TS is applied, binary carrier voltage sources BT and carrier maximum voltage sources MT are switched on in accordance with the size of the carrier control signal TS . If there is an additional NF control signal NFS , carrier partial voltage sources BT, MT are switched off for negative voltage values, depending on their levels. This results in a reduction in the output voltage compared to that of the carrier value. If the NF control signal NFS is positive , NF sub-voltage sources BNF , MNF are additionally switched on in addition to the number of switched-on sub-voltage sources BT, MT specified by the carrier control signal. This results in an increase in the output voltage compared to that of the carrier value.

Das NF-Steuersignal NFS wird zwei A/D-Wandlern AD 1, AD 2 zugeführt; einer wandelt die positiven, der andere die negativen Werte des NF-Steuersignals NFS in Digitalwerte. Einem dritten A/D-Wandler AD 3 wird das Träger- Steuersignal TS zugeführt. Es handelt sich hierbei beispielsweise um drei A/D-Wandler, bei denen 11 Bit zur Verfügung stehen. Die beiden A/D-Wandler AD 1, AD 2 für das NF-Steuersignal NFS können alternativ durch einen einzigen A/D-Wandler ersetzt werden, der mit einem Vorzeichen-Bit ausgestattet ist. Wegen der guten Übersicht halber der in Fig. 8 angegebenen Schaltungskonfiguration soll aber bei der Beschreibung der weiteren Funktionsweise der Steuerschaltung weiterhin von der Schaltung mit 3 A/D-Wandlern ausgegangen werden.The NF control signal NFS is fed to two A / D converters AD 1 , AD 2 ; one converts the positive, the other the negative values of the NF control signal NFS into digital values. The carrier control signal TS is fed to a third A / D converter AD 3 . These are, for example, three A / D converters with 11 bits available. The two A / D converters AD 1 , AD 2 for the NF control signal NFS can alternatively be replaced by a single A / D converter which is equipped with a sign bit. Because of the good overview of the circuit configuration shown in FIG. 8, the circuit with 3 A / D converters should continue to be used in the description of the further functioning of the control circuit.

Ist die kleinste binäre Teilspannung Umin und die Anzahl der binären Niederfrequenz-Teilspannungen n, so ist die Gesamtspannung der n binären Teilspannungsquellen (2ⁿ-1)Umin. Die Maximalspannungsquelle muß demzufolge die Spannung UMax = 2ⁿ · Umin haben. Die maximale Ausgangsspannung U _VMax am Ausgang A des Schaltverstärkers wird dann erreicht, wenn sämtliche Maximalspannungsquellen MT, MNF eingeschaltet sind.If the smallest binary partial voltage is Umin and the number of binary low-frequency partial voltages is n , the total voltage of the n binary partial voltage sources is (2 ⁿ -1) Umin . The maximum voltage source must therefore have the voltage UMax = 2 ⁿ · Umin . The maximum output voltage U _VMax at the output A of the switching amplifier is reached when all the maximum voltage sources MT, MNF are switched on.

Ist 1 die Anzahl der Träger-Maximalspannungsquellen MT und k diejenige der NF-Maximalspannungsquellen MNF, so ist die Maximale Ausgangsspannung des Schaltverstärkers U _VMax = (1 + k) · 2ⁿ · Umin.If 1 is the number of carrier maximum voltage sources MT and k is that of the NF maximum voltage sources MNF , then the maximum output voltage of the switching amplifier U _VMax = (1 + k ) · 2 ⁿ · Umin .

Im Schaltungsbeispiel von Fig. 8 ist n = 6 und 1 = k = 22 gewählt worden. Damit ergibt sichIn the circuit example of Fig. 8, n = 6, and was selected 1 = k = 22. This results in

U _VMax = 2816 · UMin. U _VMax = 2816 · UMin .

Den drei A/D-Wandlern AD 1, AD 2, AD 3 sind Linearisierer LI 1, LI 2, LI 3 nachgeschaltet, mit deren Hilfe zwischen den Träger- und NF-Steuersignalen und der Ausgangsspannung des Schaltverstärkers ein linearer Zusammenhang hergestellt wird.The three A / D converters AD 1 , AD 2 , AD 3 are followed by linearizers LI 1 , LI 2 , LI 3 , with the aid of which a linear relationship is established between the carrier and LF control signals and the output voltage of the switching amplifier.

Im einfachsten Fall handelt es sich bei den Linearisierern beispielsweise im wesentlichen um eine fest programmierte Logik, z. B. um einen programmierbaren Nurlesespeicher, der auch PROM ("programmable read only memory") genannt wird, deren Adressen digitalisierte Eingangswerte des NF-Steuersignals NFS sind und deren Speicherinhalte die digitalen Steuerspannungswerte für die Teilspannungsquellen angeben. Im erweiterten Fall kann eine programmierbare Logik vorgesehen werden, bei der je nach Bedarf eine Steuerlogik sogenannte Routinen durchführt und so den Speicherinhalt der programmierbaren Logik aktualisiert. In der Programmierroutine wird die Ausgangsspannung des Schaltverstärkers in einem bestimmten Teilverhältnis für Träger- und NF-Spannung mittels einer oder mehrerer weiterer A/D-Wandler festgestellt und dieser Wert als Adresse der programmierbaren Logik (z. B. RAM) angegeben. Die Speicherwerte dieser Adressen sind die durch den jeweiligen A/D- Wandler der Steuerschaltung digitalisierten Steuerspannungswerte. Nach Abschluß der Einleseroutine beinhalten die Speicherwerte die für die Linearisierung benötigten Pegelwerte. Im Betriebsfall werden die Adressen der programmierbaren Logik von den Ausgangswerten der A/D-Wandler der Steuerschaltung aufgerufen und die Speicherinhalte dieser Logik als Steuerinformation den Spannungsbewertern und Konvertern der Schalteinheit zugeführt. Auf diese Weise werden die Übertragungseigenschaften des gesammten Schaltverstärkers berücksichtigt und korrigiert.In the simplest case, the linearizers are, for example, essentially a permanently programmed logic, e.g. B. a programmable read-only memory, which is also called PROM ("programmable read only memory"), the addresses of which are digitized input values of the NF control signal NFS and the memory contents of which indicate the digital control voltage values for the partial voltage sources. In the extended case, a programmable logic can be provided, in which control logic executes so-called routines as required and thus updates the memory content of the programmable logic. In the programming routine, the output voltage of the switching amplifier is determined in a certain sub-ratio for carrier and LF voltage by means of one or more further A / D converters and this value is given as the address of the programmable logic (e.g. RAM). The stored values of these addresses are the control voltage values digitized by the respective A / D converter of the control circuit. After completion of the read-in routine, the stored values contain the level values required for the linearization. In operation, the addresses of the programmable logic are called up from the output values of the A / D converters of the control circuit and the memory contents of this logic are supplied to the voltage evaluators and converters of the switching unit as control information. In this way, the transmission properties of the entire switching amplifier are taken into account and corrected.

An die Ausgänge Bit 1 bis Bit 6 der dargestellten Linearisierer LI 1, LI 2 für das NF-Steuersignal werden Spannungsbewerter Sp 1, Sp 2 und an die entsprechenden Ausgänge des Linearisierers LI 3 für die Träger-Spannung (im Beispiel Bit 3 bis Bit 6) ein Steuerteil STE 4 für die binären Teilspannungsquellen angeschlossen. Die Ausgänge Bit 7 bis Bit 11 sämtlicher Linearisierer LI 1, LI 2, LI 3 werden mit den Eingängen von binär/dezimal-Konvertern BDK 1, BDK 2, BDK 3 verbunden. Außerdem werden den Ausgängen Bit 6 bis Bit 11 der Linearisierer LI 1, LI 2 für das NF-Steuersignal Informationen zur Bewertung der digitalen Spannungswerte von Bit 1 bis Bit 6 entnommen. An die Ausgänge der Spannungsbewerter SP 1, SP 2 sind die Steuerleitungen der binären Teilspannungsquellen BNF angeschlossen, wobei dem Spannungsbewerter SP 2 eine erste Aktivierungsschaltung AS 1 nachgeschaltet ist. In einer einfachen Schaltungsausführung erfolgt die Spannungsbewertung so, daß HIGH-Potential am Ausgang Bit 6 und der höherwertigeren Bit's den Digitalwert von Ausgang Bit 1 so bewertet, daß dauernd LOW- Potential oder dauernd HIGH-Potential am entsprechenden Ausgang 1 des Spannungsbewerters das dauernde Abschalten oder das dauernde Einschalten der niederwertigsten binären Teilspannungsquellen (Teilspannungsquelle 1) bewirkt, daß HIGH-Potential am Ausgang Bit 7 und höherwertiger Bit's die Digitalwerte der Ausgänge von Bit 1 und Bit 2 so bewertet, daß dauernd LOW-Potential oder dauernd HIGH-Potential an den entsprechenden Ausgängen 1 und 2 des Spannungsbewertes das dauernde Abschalten oder dauernde Einschalten der binären Teilspannungsquellen 1 und 2 bewirkt usw; daß HIGH-Potential am Ausgang Bit 11 die Digitalwerte der Ausgänge von Bit 1, 2, 3, 4, 5, 6 so bewertet, daß dauernd LOW-Potential oder dauernd HIGH-Potential an den entsprechenden Ausgängen 1, 2, 3, 4, 5, 6 des Spannungsbewerters das dauernde Abschalten oder dauernde Einschalten aller binärer Teilspannungsquellen bewirkt.Voltage evaluators Sp 1 , Sp 2 are applied to the outputs bit 1 to bit 6 of the linearizers LI 1 , LI 2 shown for the LF control signal, and to the corresponding outputs of the linearizer LI 3 for the carrier voltage (in the example bit 3 to bit 6 ) a control unit STE 4 for the binary partial voltage sources is connected. The outputs bit 7 to bit 11 of all linearizers LI 1 , LI 2 , LI 3 are connected to the inputs of binary / decimal converters BDK 1 , BDK 2 , BDK 3 . In addition, information for evaluating the digital voltage values from bit 1 to bit 6 is taken from the outputs bit 6 to bit 11 of the linearizers LI 1 , LI 2 for the LF control signal. The control lines of the binary partial voltage sources BNF are connected to the outputs of the voltage evaluators SP 1 , SP 2 , the first evaluation circuit AS 1 being connected downstream of the voltage evaluator SP 2 . In a simple circuit design, the voltage evaluation is carried out in such a way that HIGH potential at the output bit 6 and the higher-value bits evaluates the digital value from output bit 1 in such a way that the LOW potential or the HIGH potential at the corresponding output 1 of the voltage evaluator is permanently switched off or The permanent switching on of the least significant binary partial voltage sources (partial voltage source 1) causes HIGH potential at the output bit 7 and higher value bits to evaluate the digital values of the outputs of bit 1 and bit 2 in such a way that LOW potential or permanent HIGH potential at the corresponding ones Outputs 1 and 2 of the voltage evaluation cause the binary parts 1 and 2 to be switched off or on permanently, and so on; that HIGH potential at output bit 11 evaluates the digital values of the outputs from bit 1, 2, 3, 4, 5, 6 so that LOW potential or HIGH potential at the corresponding outputs 1, 2, 3, 4, 5, 6 of the voltage evaluator causes the permanent switch-off or permanent switch-on of all binary partial voltage sources.

Die an den Ausgängen Bit 7 bis Bit 11 der Linearisierer LI 1, LI 2 angeschalteten binär dezimal-Konverter BDK 1, BDK 2 wandeln den Digitalwert dieser Ausgänge in eine Dezimalzahl um, von der in diesem Schaltungsbeispiel nur die Zahlen 1 bis 22 verwertet werden.The binary decimal converters BDK 1 , BDK 2 connected to the outputs bit 7 to bit 11 of the linearizers LI 1 , LI 2 convert the digital value of these outputs into a decimal number, of which only the numbers 1 to 22 are used in this circuit example.

Bei dem Konverter BDK 3 für den Träger werden sämtliche 32 Ausgänge beschaltet. Damit ist es bei Änderung der Zuordnung der Steuerleitungen zu den Teilspannungsquellen bei SSB-Betrieb mit Hüllkurvensteuerung im Vergleich zu den anderen Betriebsarten möglich, den Trägerwert größer als die halbe maximale Ausgangsspannung des Schaltverstärkers zu machen.With the BDK 3 converter for the carrier, all 32 outputs are connected. If the assignment of the control lines to the partial voltage sources in SSB operation with envelope control is changed in comparison to the other operating modes, it is thus possible to make the carrier value greater than half the maximum output voltage of the switching amplifier.

Da die NF-Steuersignale bei SSB-Betrieb mit Hüllkurvensteuerung kleiner sind als bei DSB-Betrieb, werden für die maximal 10 zusätzlichen Träger-Maximalspannungsquellen die höherwertigen NF-Maximalspannungsquellen genommen.Since the LF control signals in SSB mode with envelope control are smaller than in DSB mode, the higher-quality LF maximum voltage sources are used for the maximum of 10 additional carrier maximum voltage sources.

Die Ausgänge der Konverter BDK 1, BDK 2, BDK 3 führen zu Steuerteilen STE 1, STE 2, STE 3, deren Ausgänge im Falle des Steuerteils STE 1 direkt und im Falle der Steuerteile STE 3 und STE 2 über eine logische UND-Verknüpfung UND mit den Steuerleitungen der Maximalspannungsquellen MNF, MT verbunden sind.The outputs of the converters BDK 1 , BDK 2 , BDK 3 lead to control parts STE 1 , STE 2 , STE 3 , whose outputs in the case of the control part STE 1 directly and in the case of the control parts STE 3 and STE 2 via a logical AND link AND are connected to the control lines of the maximum voltage sources MNF, MT .

Das Steuerteil STE 1 wertet die Pegelinformation des vorgeschalteten Konverters BDK 1 aus und schaltet entsprechend den Pegelwert des positiven NF-Steuersignales die benötigte Zahl von NF-Maximalspannungsquellen MNF ein. Bei SSB- Betrieb erfolgt auch noch zusätzlich eine Auswertung des Konverters BDK 3.The control part STE 1 evaluates the level information of the upstream converter BDK 1 and switches on the required number of LF maximum voltage sources MNF in accordance with the level value of the positive LF control signal. With SSB operation, the BDK 3 converter is also evaluated.

Bei dem Steuerteil STE 2 wird zusätzlich zu der Pegelinformation des vorgeschalteten Konverters BDK 2 eine Pegelinformation des Spannungsbewerters SP 2 berücksichtigt, die darin besteht, daß dem Steuerteil STE 2 immer dann ein HIGH-Potential geliefert wird, wenn an wenigstens einem der Ausgänge Bit 1 bis Bit 6 des Linearisierers LI 2 ein Ausgang auf HIGH-Potential liegt. Damit wird bewirkt, daß bei Ausgangsspannungswerten, die kleiner als der Trägerwert sind und die unter Zuhilfenahme von binären NF-Spannungsquellen gebildet werden, der Spannungswert allein der Träger-Maximalspannungsquellen stets kleiner ist, als es dem von der negativen NF-Spannung vorgesehenen Pegelwert entsprechen würde und durch Zuschalten von binären NF- Spannungsquellen der gewünschte Spannungswerte erreicht wird. Damit die auf den Trägerwert bezogene negative Ausgangsspannung symmetrisch zu der positiven Ausgangsspannung ist, sorgt der Spannungsbewerter SP 2 dafür, daß mit größerer negativer Amplitude des NF-Steuersignals entsprechend dem Pegelbewertungsschema immer weniger binäre NF-Teilspannungsquellen abgeschaltet werden bis schließlich im Grenzfall bei großem negativen NF-Steuersignal sämtliche binären NF-Teilspannungsquellen dauernd eingeschaltet bleiben. In diesem Zustand repräsentiert die Gesamtheit der binären NF-Teilspannungsquellen ersatzweise eine Maximalspannungsquelle, die beim größten zu verarbeitenden negativen Wert des NF-Steuersignales insgesamt abgeschaltet wird und auch bei Übersteuerung abgeschaltet bleibt.In the control part STE 2 , in addition to the level information of the upstream converter BDK 2, a level information of the voltage evaluator SP 2 is taken into account, which consists in that the control part STE 2 is always supplied with a HIGH potential if at least one of the outputs bit 1 to Bit 6 of the linearizer LI 2 has an output at HIGH potential. This has the effect that, for output voltage values which are smaller than the carrier value and which are formed with the aid of binary LF voltage sources, the voltage value of the maximum carrier voltage sources alone is always lower than would correspond to the level value provided by the negative LF voltage and the desired voltage values are achieved by connecting binary LF voltage sources. So that the negative output voltage related to the carrier value is symmetrical to the positive output voltage, the voltage evaluator SP 2 ensures that with a larger negative amplitude of the LF control signal, according to the level evaluation scheme, fewer and fewer binary LF partial voltage sources are switched off until finally in the limit case with a large negative LF Control signal all binary LF partial voltage sources remain switched on continuously. In this state, the entirety of the binary LF partial voltage sources alternatively represents a maximum voltage source, which is switched off as a whole when the largest negative value of the LF control signal to be processed and remains switched off even when overloaded.

Die binären Trägerspannungsquellen BT dienen der genauen Trägerwerteinstellung und sorgen bei DAM-Betrieb dafür, daß die Randaussendungen des Rundfunksenders, hervorgerufen durch den Modulationsprozeß, ein zulässiges Maß nicht überschreiten. Der Ausgangspegel bei DAM-Betrieb wird somit unter Zuhilfenahme von zwei binären Teilspannungsanordnungen (binäre Trägerspannungen und binäre NF-Spannungen) gebildet.The binary carrier voltage sources BT are used for the exact setting of the carrier value and, in the case of DAM operation, ensure that the marginal emissions of the radio transmitter, caused by the modulation process, do not exceed a permissible level. The output level in DAM operation is thus formed with the aid of two binary partial voltage arrangements (binary carrier voltages and binary LF voltages).

Der Trägerwert, einschließlich der bei DAM-Betrieb, bewegt sich bei so hohen Spannungswerten, daß es ausreichend ist, die binäre Stufung der Trägerspannung auf 4 Bit zu beschränken. Die binären Träger-Spannungsquellen werden von der negativen NF-Steuerung nacheinander abgeschaltet, wenn sämtliche Träger-Maximalspannungsquellen vorher abgeschaltet werden.The carrier value, including that in DAM operation, moves at such high voltage values that it is sufficient to limit the binary gradation of the carrier voltage to 4 bits. The binary carrier voltage sources are switched off one after the other by the negative LF control if all carrier maximum voltage sources are switched off beforehand.

Die Steuerung der binären Träger-Spannungsquellen BT erfolgt durch ein Steuerteil STE 4, an dessen Eingänge vier Ausgänge des Linearisierers LI 2 (Bit 3 bis Bit 6) und vier Ausgänge des Linearisierers LI 3 für den Träger (Bit 3 bis Bit 6) angeschlossen sind. Diese insgesamt acht Verbindungen sind die Adreßleitungen eines Speichers im Steuerteil STE 4. Im Speicher steht zugehörig zu der jeweiligen Adresse der Pegelwert, der sich aus der Differenz des Trägerwertes von Bit 3 bis Bit 6 und des NF-Negativ-Wertes von Bit 3 bis Bit 6 ergibt.The binary carrier voltage sources BT are controlled by a control unit STE 4 , to whose inputs four outputs of the linearizer LI 2 (bit 3 to bit 6) and four outputs of the linearizer LI 3 for the carrier (bit 3 to bit 6) are connected . These eight connections in total are the address lines of a memory in the control part STE 4 . Associated with the respective address is the level value in the memory, which results from the difference of the carrier value from bit 3 to bit 6 and the NF negative value from bit 3 to bit 6.

Durch einen Pegelvergleich von Spannungsbewerter SP 2 und Steuerteil STE 2 einerseits und dem Steuerteil STE 3 für den Träger andererseits in einem Vergleicher VE wird festgestellt, wenn die letzte Träger-Maximalspannungsquelle von dem NF-Steuersignal abgeschaltet wird, um dann die den NF-negativ-Wert führenden Adreßleitungen mit Hilfe der Aktivierungsschaltung AS 2 zum Speicher (Steuerteil STE 4) durchzuschalten, wodurch das Abschalten der binären Träger- Spannungsquellen eingeleitet wird. Gleichzeitig wird durch den Vergleicher das Einschalten der binären NF-Spannungsquellen mit Hilfe der Aktivierungsschaltung AS 1 verhindert.A level comparison of the voltage evaluator SP 2 and the control part STE 2 on the one hand and the control part STE 3 for the carrier on the other hand in a comparator VE determines whether the last carrier maximum voltage source is switched off by the LF control signal and then the LF negative signals. Connect value-carrying address lines with the aid of the activation circuit AS 2 to the memory (control part STE 4 ), whereby the switching off of the binary carrier voltage sources is initiated. At the same time, the comparator prevents the binary LF voltage sources from being switched on with the aid of the activation circuit AS 1 .

Die Erfindung ist nicht auf das beschrieben Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern sinngemäß auf weitere anwendbar. Beispielsweise ist es möglich, die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung vollständig durch einen entsprechend programmierten Rechner zu ersetzen.The invention is not limited to the exemplary embodiment described, but rather can be applied analogously to others. For example, it is possible to completely replace the circuit arrangement shown in FIG. 8 by an appropriately programmed computer.

Die Fig. 9 bis 11 zeigen ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Baugruppen, z. B. STE 1, SP 2, gemäß Fig. 8 durch derzeit käufliche Logikbauelemente, z. B. Gatter sowie Binär-Dezimal-Wandler, ausgeführt sind. FIGS. 9 to 11 show an embodiment in which the assemblies z. B. STE 1 , SP 2 , as shown in FIG. 8 by currently commercially available logic components, for. B. gates and binary decimal converters are executed.

In dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 12 ist eine Schaltungsanordnung beschrieben, bei der durch ein zu verstärkendes Niederfrequenz (NF)-Signal mehrere, in Reihe schaltbare Teilspannungsquellen schaltbar sind, die binär gewichtete Teilgleichspannungen erzeugen. Unter Berücksichtigung von derzeit üblichen Spannungs- und Qualitätsmerkmalen, z. B. einer zu erzeugenden NF-Wechselspannung mit Spitze-Spitze-Amplitudenwerten von ungefähr 30 kV und einem Klirrfaktor kleiner 1% bei Modulationsverstärkern von Rundfunksendern und unter Berücksichtigung derzeit zulässiger Maximalspannungswerte von ungefähr 1,2 kV für Leistungs-Halbleiterschalter ergibt sich für eine beispielhaft gewählte binäre Stufenzahl n = 6 ein minimaler Feinstufenwert U _min = 10 V für eine von dem NF-Signal angesteuerte Teilspannungsquelle. Damit ergibt sich für die weiterhin vorhandenen Maximalspannungsquellen ein Maximal- Spannungswert U _max = 2⁶ · 10 V = 640 V.In the exemplary embodiment according to FIG. 12, a circuit arrangement is described in which, by means of a low-frequency ( LF ) signal to be amplified, several partial voltage sources which can be connected in series and which generate binary-weighted partial direct voltages can be switched. Taking into account current voltage and quality features, e.g. B. an LF AC voltage to be generated with peak-to-peak amplitude values of approximately 30 kV and a harmonic distortion of less than 1% in the case of modulation amplifiers of radio transmitters and taking into account currently permissible maximum voltage values of approximately 1.2 kV for power semiconductor switches results for an exemplary selected one binary number of stages n = 6 a minimum fine stage value U _min = 10 V for a partial voltage source controlled by the LF signal. This results in a maximum voltage value U _max = 2 ⁶ · 10 V = 640 V for the remaining maximum voltage sources.

Bei AM-Rundfunksendern beträgt die niederfrequente Übertragungsbandbreite derzeit im allgemeinen ca. 5 kHz. Zur Vermeidung störender Aussendungen des Rundfunksenders infolge digitaler Schaltvorgänge bei dem Modulationsverstärker, muß dem Modulationsverstärker ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet werden, dessen Grundfrequenz oberhalb der höchsten zu übertragenden Niederfrequenz und unterhalb der Schaltfrequenz liegt. Je höher die Schaltfrequenz liegt, desto einfacher und daher kostengünstiger kann das Tiefpaßfilter ausgeführt werden, jedoch steigen mit höherer Schaltfrequenz die Schaltverluste des Verstärkers. Wählt man kompromißweise für die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilter f _g = 20 kHz und für die Schaltfrequenz f _s = 80 kHz, so bedeutet dies für die schaltbaren Spannungsquellen einer Binärstufenanordnung eine maximale Schaltfrequenz von f _s/2 = 40 kHz.In the case of AM radio transmitters, the low-frequency transmission bandwidth is currently generally around 5 kHz. In order to avoid disruptive emissions from the radio transmitter as a result of digital switching operations in the modulation amplifier, the modulation amplifier must be followed by a low-pass filter whose fundamental frequency is above the highest low frequency to be transmitted and below the switching frequency. The higher the switching frequency, the simpler and therefore less expensive the low-pass filter can be designed, but the switching losses of the amplifier increase with higher switching frequency. If one chooses compromise for the cut-off frequency of the low-pass filter f _g = 20 kHz and for the switching frequency f _s = 80 kHz, this means a maximum switching frequency of f _s / 2 = 40 kHz for the switchable voltage sources of a binary stage arrangement.

Dies ist für Leistungshalbleiterschalter ein sehr hoher Wert. Leistungshalbleiterschalter für eine Schaltfrequenz von 10 kHz sind hingegen derzeit relativ leicht zu realisieren und daher kostengünstig herstellbar.This is a very high one for power semiconductor switches Value. Power semiconductor switch for a switching frequency of 10 kHz, however, are currently relatively easy to implement and therefore inexpensive to manufacture.

Die Fig. 12 zeigt das Blockschaltbild einer beispielhaften Schaltungsanordnung, die aus sechs in Reihe schaltbaren Teilspannungsquellen U 1 bis UN (N = 6) besteht. Jede Teilspannungsquelle wird aus dem Versorgungsnetz VN, z. B. 220 V, 50 Hz, über eine Zweidrahtleitung gespeist und enthält eine Gleichrichteranordnung. Die jeweils erzeugten Gleichspannungen sind ausgehend von dem minimalen Feinstufenwert U _min = 10 V binär gewichtet und betragen entsprechend der dargestellten Zahlenreihe 10 V bis 320 V. Diese Teilgleichspannungen sind über eine Diodenkaskade D 1 bis DN addierbar, so daß an den Gleichspannungsausgängen 3, 4 gegenüber den Gleichspannungsausgängen 1, 2 eine maximale Gleichspannung von 630 V, in minimalen Stufen von 10 V, erzeugbar ist. Die Verbindungsleitungen VL 1 bis VLN zwischen den Teilspannungsquellen U 1 bis UN und den zugehörigen Dioden der Diodenkaskade D 1 bis DN enthalten jeweils einen Spitzenstrombegrenzer SB 1 bis SBN, dessen Ausgestaltung in den Fig. 2 bis 4 näher beschrieben ist und der im wesentlichen entstehende störende Kommutierungsstromspitzen auf eine nicht störende maximale Stromstärke begrenzt. FIG. 12 shows the block diagram of an exemplary circuit arrangement which consists of six partial voltage sources U 1 to UN ( N = 6) which can be connected in series. Each partial voltage source is from the supply network VN , for. B. 220 V, 50 Hz, fed via a two-wire line and contains a rectifier arrangement. The DC voltages generated in each case are binary weighted starting from the minimum fine stage value U _min = 10 V and, in accordance with the series of numbers shown, are 10 V to 320 V. These partial DC voltages can be added via a diode cascade D 1 to DN , so that at the DC voltage outputs 3 , 4 opposite the DC voltage outputs 1 , 2 a maximum DC voltage of 630 V, in minimum steps of 10 V, can be generated. The connecting lines VL 1 to VLN between the partial voltage sources U 1 to UN and the associated diodes of the diode cascade D 1 to DN each contain a peak current limiter SB 1 to SBN , the design of which is described in more detail in FIGS. 2 to 4 and the essentially disruptive result Commutation current peaks limited to a non-disturbing maximum current.

Bei jeder Teilspannungsquelle U 1 bis UN ist jeweils die Gleichrichteranordnung in Reihe geschaltet mit einer Schaltergruppe BG 1 bis BGN, so daß die jeweils erzeugte Gleichspannung schaltbar ist. Mindestens eine der Schaltergruppen BG 1 bis BGN wird von getrennt steuerbaren, parallel geschalteten Halbleiterschaltern gebildet. Die Anzahl der jeweils parallel zu schaltenden Halbleiterschalter wird aus dem Verhältnis von Schaltfrequenz einer Schaltergruppe zur maximal zulässigen Schaltfrequenz der Halbleiterschalter bestimmt. Die Zahl der parallel geschalteten Halbleiterschalter in den einzelnen Schaltergruppen kann dabei unterschiedlich sein. So könnten z. B. in allen Gruppen mit kleineren binären Spannungswerten, wegen der geringeren Schaltverluste und der Verfügbarkeit schnellerer Halbleiterschalter für kleinere Spannungen, weniger Halbleiterschalter parallel geschaltet werden als bei den Schaltergruppen mit hohen Spannungswerten. Die Steuerung der einzelnen Halbleiterschalter in den verschiedenen Schaltergruppen wird von einer Steuereinheit ST durchgeführt, an deren Eingang das NF-Signal oder ein dementsprechendes Signal anliegt und von deren Ausgang mehraderige Steuerleitungen zu den Schaltergruppen führen.For each partial voltage source U 1 to UN , the rectifier arrangement is connected in series with a switch group BG 1 to BGN , so that the DC voltage generated in each case can be switched. At least one of the switch groups BG 1 to BGN is formed by separately controllable, parallel-connected semiconductor switches. The number of semiconductor switches to be connected in parallel is determined from the ratio of the switching frequency of a switch group to the maximum permissible switching frequency of the semiconductor switches. The number of semiconductor switches connected in parallel in the individual switch groups can be different. For example, B. in all groups with smaller binary voltage values, because of the lower switching losses and the availability of faster semiconductor switches for lower voltages, fewer semiconductor switches can be connected in parallel than in the switch groups with high voltage values. The control of the individual semiconductor switches in the different switch groups is carried out by a control unit ST , at whose input the LF signal or a corresponding signal is present and from whose output multi-core control lines lead to the switch groups.

Eine möglichst gleichmäßige zeitliche Verteilung der Verlustleistung der Halbleiterschalter wird dadurch erreicht, daß die parallel geschalteten Halbleiterschalter der Reihe nach ein- und ausgeschaltet werden und die jeweils am längsten nicht beanspruchten Halbleiterschalter der Schaltergruppen wieder zuerst eingeschaltet werden. Damit wird nicht nur eine optimale zeitliche Verteilung der Schaltverluste auf die einzelnen Halbleiterschalter erreicht, sondern gleichzeitig das für Halbleiterschalter in Schaltungsanordnungen mit Freilaufdioden wegen deren hohen Kommutierungsströme nachteilige sofortige Wiedereinschalten eines gerade ausgeschalteten Halbleiterschalters vermieden.An even distribution of power loss over time the semiconductor switch is reached that the series connected semiconductor switches after being switched on and off and each on longest unused semiconductor switch of the switch groups be switched on again first. So that will not only an optimal distribution of switching losses over time reached on the individual semiconductor switches but at the same time that for semiconductor switches in circuit arrangements with free-wheeling diodes because of their high Commutation currents disadvantageous immediate restart a semiconductor switch that has just been switched off avoided.

Die beschriebene Schaltungsanordnung ist vorteilhafterweise für eine Gruppe von Teilspannungsquellen einsetzbar, die als Binärgruppe für das NF-Signal bezeichnet ist.The circuit arrangement described can advantageously be used for a group of partial voltage sources, which is referred to as a binary group for the LF signal.

Fig. 13 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Netztransformators zur Herstellung der Teilspannungsquellen U 1 bis UN gemäß Fig. 1. Der dargestellte Netztransformator besteht aus einem ersten Netztransformator NT 1, dessen Primärwicklung PR 1 z. B. an ein 380 V, 50 Hz Netz oder alternativ an ein entsprechendes Drehstromnetz angeschlossen ist. FIG. 13 shows an exemplary embodiment of a network transformer for producing the partial voltage sources U 1 to UN according to FIG. 1. The network transformer shown consists of a first network transformer NT 1 , the primary winding PR 1 of which, for. B. is connected to a 380 V, 50 Hz network or alternatively to a corresponding three-phase network.

An die ersten Sekundärwicklungen SEK 1 sind nicht dargestellte Gleichrichter sowie nachgeschaltete Siebglieder anschließbar, so daß die Teilspannungsquellen herstellbar sind.Rectifiers (not shown) and downstream filter elements can be connected to the first secondary windings SEK 1 , so that the partial voltage sources can be produced.

In einigen Anwendungsfällen ist es vorteilhaft, an mindestens eine der ersten Sekundärwicklungen SEK 1 die Primärwicklung eine zweiten Netztransformators NT 2 anzuschließen. Dieser besitzt mindestens eine zweite Sekundärwicklung SEK 2, die ebenfalls zur Herstellung einer Teilspannungsquelle dient.In some applications, it is advantageous to connect the primary winding of a second mains transformer NT 2 to at least one of the first secondary windings SEK 1 . This has at least one second secondary winding SEK 2 , which is also used to produce a partial voltage source.

Zur Herstellung eines vorteilhaften elektrischen Potentialausgleichs ist zwischen mindestens einer zweiten Sekundärwicklung SEK 2 und der Primärwicklung des zweiten Netztransformators NT 2 oder alternativ mindestens einer ersten Sekundärwicklung SEK 1 eine elektrisch leitende Potentialverbindung PV angebracht.To produce an advantageous electrical potential equalization, an electrically conductive potential connection PV is attached between at least one second secondary winding SEK 2 and the primary winding of the second network transformer NT 2 or alternatively at least one first secondary winding SEK 1 .

Claims

1. switching amplifier, in particular for generating an amplitude-modulated anode voltage for a high-frequency high-power transmitter, consisting of
a first series connection of several switchable partial voltage sources ( U 1 to UN ),
several freewheeling diodes ( D 1 to DN ), the number of which corresponds at least to that of the partial voltage sources ( U 1 to UN ), in a second series circuit, to whose outputs a load ( R ) can be connected,
- Several connecting lines ( VL 1 to VLN ), each connecting a junction of the partial voltage sources ( U 1 to UN ) with an associated junction point of the freewheeling diodes ( D 1 to DN ), and
a control unit ( ST ) which switches the partial voltage sources ( U 1 to UN ) in accordance with a low-frequency signal ( NF ) to be amplified which is present at the input of the control unit ( ST ),
characterized by
that a peak current limiter ( SB 1 to SBN ) is present in at least one of the connecting lines ( VL 1 to VLN ),
that the number of partial voltage sources ( U 1 to UN ) and the individual voltages generated in each case are selected as a function of the permissible distortions of the output voltage,
- That the control unit ( ST ) contains a linearizer ( LI ) dependent on the transmission property of the switching amplifier and
- That the control unit ( ST ) switches at least depending on the polarity and the amplitude of an input AC voltage signal, the same and different voltage sources.

2. Switching amplifier according to claim 1, characterized in that the output ( A ) of the switching amplifier is connected via a low-pass filter ( TP ) to a load ( R ) which is designed as an anode-modulated high-frequency stage of a radio transmitter, and that the partial voltage sources ( U 1 to UN ) are switched by the control unit ( ST ) in accordance with the adjustable operating mode.

3. Switching amplifier according to claim 1 or claim 2, characterized in that
- That the control unit ( ST ) a low-frequency signal to be amplified ( NF ), a high-frequency signal ( RF ), which contains the carrier frequency, and a comparison signal ( VS ) tapped at the output ( A ) are supplied,
- That in the control unit ( ST ) a signal conditioning circuit ( SA ), a low-frequency conditioning circuit ( NA ) and a carrier conditioning circuit ( TA ) are included, in which, depending on the operating mode, a low-frequency control signal ( NFS ) and a Carrier control signal ( TS ) generated and supplied to a switching unit ( SE ),
- That the linearizer ( LI ) generates a correction signal ( KS ) from the comparison signal ( VS ), which are fed to the switching unit ( SE ),
that the partial voltage sources ( U 1 to UN ) are divided into at least one low-frequency group ( BNF, MNF ) and at least one carrier group ( BT, MT ),
that the switching unit ( SE ) has a number of outputs corresponding to the number of partial voltage sources ( U 1 to UN ), which are connected to the partial voltage sources ( U 1 to UN ),
- That the switching unit ( SE ) controls the low-frequency group ( BNF, MNF ) in dependence on the correction signal ( KS ) and the low-frequency control signal ( NFS ) and
- That the switching unit ( SE ) controls the carrier group ( BT, MT ) depending on the correction signal ( KS ), the carrier control signal ( TS ) and the low-frequency control signal ( NSF ).

4. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that
that a double sideband operation with or without dynamically controlled amplitude modulation or a single sideband operation can be selected as the operating mode,
- That an output voltage corresponding to a nominal or partial power operation can be set on the control unit ( ST ).
- That in single-sideband operation in the control unit ( ST ) from the low-frequency signal ( NF ) and the high-frequency signal ( RF ), a single-sideband envelope signal, from the RF signal a carrier value signal and from these two signals a signal is obtained which is amplified by the the switching unit ( SE ) switched partial voltage sources ( U 1 to UN ), and
- That in double-sideband operation, the low-frequency signal is amplified by the partial voltage sources ( U 1 to UN ) switched by the switching unit ( SE ), the carrier control signal ( TS ) being controlled as a function of the dynamics of the low-frequency signal ( NF ) in the case of dynamically controlled amplitude modulation.

5. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that at least the low-frequency control signal ( NSF ) and the carrier control signal ( TS ) are present as digital level values at which a level correction is carried out by at least one linearizer ( LI ) and on which also a level evaluation is carried out in such a way that a low-distortion output signal is produced at output ( A ).

6. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that
that the low frequency group ( BNF, MNF ) is divided into at least one binary low frequency group ( BNF ) and at least one maximum low frequency group ( MNF ),
that the carrier group ( BT, MT ) is divided into at least one binary carrier group ( BT ) and at least one maximum carrier group ( MT ),
- that the carrier voltage controls the carrier group ( BT, MT ),
that only the low-frequency group ( BNF, MNF ) is driven in the event of a positive half-wave of an input AC voltage signal,
that the carrier group ( BT, MT ) is additionally driven in the event of a negative half-wave of the input AC voltage signal,
- That in the binary low-frequency group ( BNF ) or in the binary carrier group ( BT ) there are in each case individual voltage sources which each generate individual voltages which are substantially smaller than those of the maximum low-frequency group ( MNF ) or the maximum carrier group ( MT )
- that small and large changes in the low-frequency voltage control all binary and maximum low-frequency groups or only higher-order binary and maximum low-frequency groups,
- That with small or large changes in the carrier voltage, all binary and maximum carrier groups or only higher-order binary and maximum carrier groups are controlled.

7. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that a comparator is switched on in single-sideband operation, which forms a control voltage from a single-sideband envelope signal and a single-sideband carrier value signal, which controls the low-frequency group ( BNF, MNF ) via the switching unit ( SE ) .

8. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that
- That the maximum low-frequency group ( MNF ) and the maximum carrier group ( MT ) each have the same voltage sources
- That in the binary low-frequency group ( BNF ) and the binary carrier group ( BT ) each have binary-stepped voltage sources, with a signal-level-dependent grading of the output voltage by level evaluators who evaluate digital level information so that the higher-order bits of the lower-order voltage sources of the binary groups lock and
- That the higher bits are supplied to the voltage sources to be switched via binary decimal converters.

9. Switch amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that in the event of a change of the input signal only this change voltage value generating voltage sources are switched.

10. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that the linearizer ( LI ) contains a programmable digital memory arrangement, the addresses of which are assigned to a digital control voltage input value and whose memory content is assigned to a corrected control voltage output value,
- That the control voltage input value is derived from the comparison signal ( VS ) and
- That the correction signal ( KS ) is generated from the control voltage output signal.

11. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that at least one peak current limiter ( SB 1 to SBN ) as a resistor or a parallel circuit consists of a resistor and an inductor and / or a parallel circuit of a resistor and an inductor, in which components at least one diode is connected in series ( Fig. 2 to 4).

12. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that for switching the partial voltage sources ( U 1 to UN ) there is at least one series connection of at least two semiconductor switches and / or at least one parallel connection of at least two series connections of at least two semiconductor switches ( Fig. 5, 6).

13. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that
- That at least one partial voltage source ( U 2 ), which can be controlled by the low-frequency signal ( NF ), can be switched by a switch group ( BG 2 ),
- That the switch group ( BG 2 ) consists of at least two semiconductor switches connected in parallel,
that the semiconductor switches can be switched on and off independently of one another,
- That only a partial number of semiconductor switches is used for a first switching operation and
- That at least one semiconductor switch is used for a temporally subsequent second switching operation, which has remained unused in the first switching operation.

14. Switch amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that in a switch group existing number of semiconductor switches in Dependence on the permissible power loss and the permissible switching frequency of a single semiconductor switch is selected.

15. Switching amplifier according to claim 1, characterized in that the semiconductor switch within a Switch group can be switched on and off one after the other and the reclosing of each of the semiconductor switches the switching groups takes place that turned off the longest time or least stressed were.

16. Switching amplifier according to one of the preceding claims, characterized in that
- That a first network transformer ( NT 1 ) is present with a first primary winding and at least one first secondary winding ( SEK 1 )
- That the primary winding of a second network transformer ( NT 2 ) is connected to at least one of the first secondary windings, which has at least a second secondary winding ( SEK 2 ) and
- That the second secondary winding ( SEK 2 ) is used to supply at least one partial voltage source ( Fig. 13).

17. Switching amplifier according to claim 16, characterized in that an electrically conductive potential connection ( PV ) is present between at least a second secondary winding ( SEK 2 ) and at least a first secondary winding ( SEK 1 ) ( Fig. 13).