DE3538186A1 - Method of directly digitizing SQUID signals - Google Patents

Method of directly digitizing SQUID signals

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Abstract

The method relates to a direct digitization of SQUID signals with a resolution of fractions of a fluxon, in which the signals are generated by a SQUID having one or more tunnel contacts. In this arrangement, the phase position of a quantum jump corresponding to a respective measured value is determined in digital form with reference to a periodic sampled signal (BA) from a sampled signal generator (4) by the SQUID (1) being inductively fed in addition to the measured signal (BM), the sampled signal (BA), which extends over at least one step width (plus hysteresis shift (BH)) of the staircase-shaped 0-SQUID characteristic. The counter of the phase detector (7) is started at a characteristic phase of the sampled signal (BA) with the aid of a periodic counting signal from a counting signal generator (5), which is coupled to the sampled signal (BA) in a phase-locked form and has a 2<N>-fold frequency and, when a quantum jump occurs, is read out on account of a resultant voltage pulse (U) at the SQUID (1). <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur direkten Digitali­ sierung von SQUID-Signalen mit einer Auflösung von Bruch­ teilen eines Flußquants, bei welchem die Signale durch ein SQUID mit einem oder mehreren Tunnelkontakten erzeugt werden.The invention relates to a method for direct digitalization SQUID signals with a resolution of fraction divide a flux quantum in which the signals are divided by SQUID can be generated with one or more tunnel contacts.

Aus der Praxis ist die Anwendung von AC-SQUID′s und DC- SQUID′s (SQUID = Superconductive Quantum Interference Device) zur Interpolation von Signalen bei Quantenüber­ gängen bekannt. Zum Beispiel ist aus der DE-PS 33 10 245 ein Verfahren zur Ermittlung von Signal-Inkrementen bekannt, bei dem mittels einer Josephson-Anordnung als SQUID mit einem supraleitenden Leiterkreis und Auswertung mittels eines Vor­ und Rückwärtszählers, die ausgeführte Anzahl der Teilschritte unter Berücksichtigung eines Vorzeichens gezählt werden. Hierbei werden die Signalgrößen-Inkremente über einen Fluß­ übertrager in ein als Nullpunktdetektor ausgebildetes SQUID SQ 1 eingekoppelt, das über einen Gegenkopplungskreis (PLL- Schaltung) den magnetischen Fluß im SQUID SQ 1 konstant hält. Über eine Gegeninduktivität wird durch einen Strom I 1, ein Gegenkopplungsfluß Φ i erzeugt, der über eine Gegeninduk­ tivität in einem SQUID SQ 2 nach Erreichen eines kritischen Stromes I c 2 Quantenübergänge erzeugt, die im Vor- und Rück­ wärtszähler nach Durchlaufen eines Verstärkers gezählt werden. Das Verhältnis von I 1 und I 2 wird durch den supraleiten­ den Transformator und die Gegeninduktivitäten so eingestellt, daß eine etwa der Stromauflösung vom SQUID SQ 1 entsprechende Änderung durch eine Stromänderung Δ I 2 hervorgerufen wird, die im SQUID SQ 2 ein Flußquant Φ 0 erzeugt. Der Strom I 1 ist dabei sehr viel kleiner als der Strom I 2 und das Ver­ hältnis von I 1 und I 2 ist fest eingestellt.In practice, the use of AC-SQUID's and DC-SQUID's (SQUID = Superconductive Quantum Interference Device) for interpolating signals at quantum transitions is known. For example, from DE-PS 33 10 245 a method for determining signal increments is known, in which by means of a Josephson arrangement as a SQUID with a superconducting conductor circuit and evaluation by means of a forward and backward counter, the number of partial steps carried out taking into account a Sign are counted. Here, the signal magnitude increments are coupled via a flow transmitter into a SQUID SQ 1 designed as a zero point detector, which keeps the magnetic flux in SQUID SQ 1 constant via a negative feedback circuit (PLL circuit). About a mutual inductance is generated by a current I 1 , a negative feedback flux Φ i, which generates a quantum transitions via a mutual inductance in a SQUID SQ 2 after reaching a critical current I c 2 , which are counted in the up and down counter after passing through an amplifier . The ratio of I 1 and I 2 is set by the superconducting transformer and the mutual inductances so that a change corresponding approximately to the current resolution of SQUID SQ 1 is caused by a current change Δ I 2 , which generates a flux quantum Φ 0 in SQUID SQ 2 . The current I 1 is much smaller than the current I 2 and the ratio of I 1 and I 2 is fixed.

Bei einem von Biomagnetische Instrumente Aachen BTI verwende­ ten Verfahren wird die Interpolation sowohl bei AC-SQUID′s als auch bei DC-SQUID′s zwischen den Quantenübergängen (Sprüngen) durch eine Phase-Locked-Loop (PLL)-Schaltung erzielt, welche einen Dynamikbereich von maximal 150 dB besitzt. Hierbei muß eine Digitalisierung mit herkömmlichen Mitteln erfolgen, weil die PLL-Schaltung nur einen analogen Signalausgang liefert. Der Dynamikbereich kann normalerweise mit digitalen Mitteln nicht ausgenutzt werden. At one of Biomagnetic Instruments Aachen use BTI interpolation is used in both AC-SQUID’s and also with DC-SQUID's between the quantum transitions (jumps) achieved by a phase locked loop (PLL) circuit which has a maximum dynamic range of 150 dB. This must digitization is done with conventional means because the PLL circuit only provides an analog signal output. The dynamic range can usually be done using digital means not be exploited.  

Eine indirekte Digitalisierung wurde von CTF-System Inc. Corp., Port Coquitlam, Canada entwickelt. Hier ist die Digi­ talisierung mit einer Vergrößerung des Dynamikbereichs auf 193 dB verbunden. Die Basis der Schaltung ist ebenfalls ein analoger PLL-Kreis. Durch Einführung eines Komparators bei nach BTI arbeitenden Verfahren ist dieser so eingestellt, daß er genau bei einem Flußquant Φ 0 den Integrator entlädt und dadurch den PLL-Regelkreis in seine Grundstellung auf Null zurücksetzt und dabei einen Zählimpuls an den Vorwärts-Rück­ wärtszähler abgibt. Das anliegende analoge Signal wird durch einen herkömmlichen 12 bit A/D-Wandler digitalisiert. Der Vorwärts-Rückwärtszähler liefert weitere 20 bit, die mit den 12 bit zu einem 32 bit Signal zusammengesetzt werden, welche dann am Ausgang an einer IEEE 488-Schnittstelle zur Verfügung steht.Indirect digitization was developed by CTF-System Inc. Corp., Port Coquitlam, Canada. Here, digitalization is associated with an increase in the dynamic range to 193 dB. The circuit is also based on an analog PLL circuit. By introducing a comparator in the BTI-based method, it is set so that it discharges the integrator precisely at a flux quantum Φ 0 and thereby resets the PLL control loop to its basic position to zero and in the process outputs a counting pulse to the forward-backward counter. The applied analog signal is digitized by a conventional 12 bit A / D converter. The up-down counter supplies a further 20 bits, which are combined with the 12 bits to form a 32-bit signal, which is then available at the output on an IEEE 488 interface.

Allen vorbeschriebenen Verfahren ist gemeinsam, daß durch Hinzufügen eines Wechselfeldes zum Eingangssignal ein ge­ schlossener PLL-Regelkreis gebildet wird, mit dem jede Fluß­ änderung durch einen Korrekturstrom ausgeglichen wird. Bei optimalem Betrieb findet im SQUID keine Flußänderung statt, auch wenn von außen durch den Flußübertrager magnetischer Fluß eingespeist wird. Genaugenommen wird durch das Abtastsignal die Phasenlage des Quantenübergangs in bezug auf das NF-Signal gemessen und durch einen Gegenkopplungsstrom konstantgehalten. Durch den analogen oder digitalen geschlossenen Regelkreis treten Regelabweichungen und Regelprobleme bei Transienten auf, die sich störend auf den Betrieb auswirken können. Bei der 32 bit-Wandlung von CTF ist das Rücksetzen des Integrators bzw. des verstärkten Gegenstromkreises (reverse gain circuit) eine die Geschwindigkeit stark einschränkende Maßnahme. Aus­ serdem treten unter Umständen bei der A/D-Interpolation zwi­ schen zwei Rücksetzimpulsen Fehler auf, welche um mehr als eine Größenordnung über dem Eigenrauschen liegen können.All of the above-described methods have in common that by Add an alternating field to the input signal closed PLL control loop is formed with which each flow change is compensated by a correction current. At optimal operation, there is no flow change in the SQUID, even if magnetic flux from the outside through the flux transmitter is fed. Strictly speaking, the scanning signal the phase position of the quantum transition in relation to the LF signal measured and kept constant by a negative feedback current. Through the analog or digital closed loop  Control deviations and control problems occur in transients that can interfere with operations. At The 32 bit conversion from CTF is the resetting of the integrator or the amplified countercurrent circuit (reverse gain circuit) a measure that greatly limits the speed. Off In addition, A / D interpolation may occur between two reset pulses erase errors by more than can be an order of magnitude above the intrinsic noise.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, mit welchem die Nachteile des geschlossenen Gegenkopplungskreises (PLL) vermieden werden und mit dem ohne Umwege über Regel­ schleifen eine direkte Digitalisierung von SQUID-Signalen möglich ist und das eine den bekannten Verfahren mindestens gleichwertige Flußauflösung liefert.The object of the invention is to provide a method with which has the disadvantages of the closed feedback loop (PLL) can be avoided and with no detours via rule grind a direct digitization of SQUID signals is possible and at least one of the known methods provides equivalent flow resolution.

Zur Lösung der gestellten Aufgabe sind die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 vorgesehen. Eine vorteilhafte Wei­ terbildung ergibt sich aus dem Unteranspruch.To solve the task, the are the characteristic Features of claim 1 provided. An advantageous Wei further education results from the subclaim.

Der Vorteil der Erfindung besteht in einer extrem hohen Auf­ lösung des A/D-Wandlers (z.B. 32 bit) bei gleichzeitig hoher Digitalisierungsrate, der Vermeidung einer Hochfrequenzaus­ lesung, eines Bias-Stromes, eines geschlossenen Regelkreises, sowie einer damit verbundenen Vereinfachung der dazu verwende­ ten Schaltungskomponenten. The advantage of the invention is an extremely high level Solution of the A / D converter (e.g. 32 bit) with a high one at the same time Digitization rate, avoiding high frequency off reading, a bias current, a closed control loop, and an associated simplification of the use circuit components.  

Das erfindungsgemäße Verfahren ist folgend beschrieben und durch Skizzen erläutert.The method according to the invention is described below and explained by sketches.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 Diagramme zur Darstellung des Funktionsprinzips der Abtastung, Fig. 1 are diagrams for illustrating the principle of operation of the scan,

Fig. 2 ein Prinzip-Schaltbild zur Funktionsweise, FIG. 2 is a block diagram for the functioning,

Fig. 3 ein Diagramm zur Darstellung der Digitalisierung, Fig. 3 is a diagram illustrating the digitization

Fig. 4 verschiedene Auswerteverfahren. Fig. 4 different evaluation methods.

Fig. 1 zeigt schematisch das mit einer Hysterese behaftete stufenweise Eindringen eines magnetischen Flusses Φ i in das SQUID 1, das sich in einem Magnetfeld B befindet. Das Magnetfeld B ist eine Überlagerung von einem periodischen Abtastsignal B A aus einem, Abtastsignalgenerator 4 der Fre­ quenz f A und dem z.B. vom Flußübertrager kommenden Meß­ signal B M . Diese Signale werden über Gegeninduktivitäten 2, 3, in das SQUID 1 eingespeist. Die Amplitude des Abtast­ signals B A wird so gewählt, daß mindestens eine volle Stufenbreite zuzüglich Hystereseverschiebung B H über­ strichen wird. Hiermit wird sichergestellt, daß in jeder Periode am SQUID 1 mindestens ein Quantensprung auftritt, der einen kurzen Spannungsimpuls U bewirkt (siehe Prinzip-Schalt­ bild in Fig. 2). Die Signale werden von einem Quantensprung­ detektor 6 und Phasendetektor 7 an einen Signal-Prozessor 8 abgegeben und digital ausgegeben (siehe Pfeil). Fig. 1, the afflicted with a hysteresis gradual penetration schematically shows a magnetic flux Φ i in the SQUID 1, located in a magnetic field B. The magnetic field B is a superposition of a periodic scanning signal B A from a scanning signal generator 4 of the frequency f A and the signal B M, for example, coming from the flux transmitter. These signals are fed into the SQUID 1 via mutual inductors 2 , 3 . The amplitude of the scanning signal B A is chosen so that at least a full step width plus hysteresis shift B H is swept over. This ensures that at least one quantum jump occurs at SQUID 1 in each period, which causes a short voltage pulse U (see schematic diagram in Fig. 2). The signals are emitted by a quantum jump detector 6 and phase detector 7 to a signal processor 8 and output digitally (see arrow).

Das Abtastsignal B A wird mit einem periodischen Zählsignal aus einem Zählsignalgenerator 5 der 2 N -fachen Frequenz f Z , das einem schnellen Zähler des Phasendetektors 7 zugeführt wird, phasenstarr gekoppelt (Fig. 3). Der Zähler in 7 wird jeweils zu einer bestimmten Referenz-Phasenlage, des Abtast­ signals B A , die z.B. mit Hilfe eines zweiten SQUID′s Ref (strichliert in Fig. 2) festgelegt werden kann, gestartet und beim Auftreten eines Quantensprungs aufgrund des damit ver­ bundenen, in einem Vorverstärker des Quantensprungdetektors 6 verstärkten Spannungsimpuls U ausgelesen, dessen Zähler somit die Phasenlage des Quantensprungs in bezug auf das Abtast­ signal B A in digitaler Form (n Z Schwingungen) liefert.The scanning signal B A is phase locked with a periodic count signal from a count signal generator 5 of 2 N times the frequency f Z , which is fed to a fast counter of the phase detector 7 ( FIG. 3). The counter in FIG. 7 is started at a specific reference phase position, the scanning signal B A , which can be determined, for example, with the aid of a second SQUID’s Ref (dashed line in FIG. 2), and when a quantum jump occurs because of the ver bound, in a preamplifier of the quantum jump detector 6 amplified voltage pulse U read out, the counter thus provides the phase position of the quantum jump in relation to the scanning signal B A in digital form (n Z oscillations).

Mit Hilfe der Phasenlage des Quantensprungs wird der Zeit­ punkt der Messung festgelegt und die Größe des Meßsignals ermittelt.With the help of the phase position of the quantum leap, time becomes point of measurement and the size of the measurement signal determined.

Der Zeitpunkt der Messung ergibt sich unmittelbar aus der mit einem weiteren Zähler registrierten Zahl n A der Schwingun­ gen des Abtastsignals B A und derjenigen (n Z ) des Zähl­ signals.The time of the measurement results directly from the number n A of the oscillations of the scanning signal B A and that ( n Z ) of the count signal registered with a further counter.

Der auf den Anfangswert bezogene zu messende magnetische Fluß Φ M resultiert aus der mit Zählern 6, 7 registrierten Dif­ ferenz (n +-n -) · Φ 0 der positiven und negativen Quantensprünge, der Hystereseverschiebung ±ΔΦ 0 und dem der Phasenverschiebung entsprechenden, durch die Abtast­ funktion B A eingespeisten magnetischen Fluß Φ i -Φ M .The magnetic flux Φ M to be measured based on the initial value results from the difference (n + - n - ) · Φ 0 registered with counters 6 , 7 of the positive and negative quantum jumps, the hysteresis shift ± ΔΦ 0 and that corresponding to the phase shift the scanning function B A fed magnetic flux Φ i - Φ M.

Prinzipbedingt ist die Zeitskala nicht äquidistant. Da jedoch während jeder Periode des Abtastsignals B A mindestens eine Messung erfolgen kann, ist gegebenenfalls leicht eine Inter­ polation möglich.In principle, the time scale is not equidistant. However, since at least one measurement can take place during each period of the scanning signal B A , interpolation is possibly easily possible.

Das Digitalisierungsprinzip kann nach verschiedenen Algorith­ men erfolgen (Fig. 4a, b, c, d); vorteilhaft sind hiervon beispielsweise:The digitization principle can be done according to different algorithms ( Fig. 4a, b, c, d); The following are advantageous, for example:

  • - Bestimmung der Phasenlage aller Quantensprünge (Fig. 4a), womit die höchste Auflösung erreicht wird.- Determination of the phase position of all quantum jumps ( Fig. 4a), with which the highest resolution is achieved.
  • - Bestimmung der Phasenlage nur des ersten Quantensprungs während einer Periode des Abtastsignals B A (Fig. 4b); diese stellt die geringsten Anforderungen an die Be­ schaltung und hat für die Datenerfassung den Vorteil, daß je Periode der Abtastfunktion genau ein Meßwert anfällt.- Determination of the phase position of only the first quantum jump during a period of the scanning signal B A ( Fig. 4b); this places the lowest demands on the circuitry and has the advantage for data acquisition that exactly one measurement value arises per period of the scanning function.
  • - Verwendung eines bezüglich der Zeit spiegelsymmetrischen Abtastsignals und Bestimmung der Phasenlage nur des je­ weils ersten Quantensprungs nach dem kleinsten bzw. größten Wert des Abtastsignals B A (Fig. 4c). Damit ist, im Gegensatz zur Bestimmung der Phasenlage gemäß Fig. 4b, eine gleichmäßige Erfassung ansteigender und und abfallender Meßsignale gewährleistet. Nachträglich kann im Prozessor das höher aufgelöste der beiden in einer Periode anfallenden Signale selektiert werden.- Use of a scanning signal that is mirror-symmetrical with respect to time and determination of the phase position of only the first quantum jump after the smallest or largest value of the scanning signal B A ( FIG. 4c). In contrast to the determination of the phase position according to FIG. 4b, this ensures uniform measurement of rising and falling measurement signals. The higher-resolution of the two signals occurring in one period can be selected in the processor afterwards.
  • - Bestimmung der Phasenlage des ersten Quantensprungs nach externer Triggerung.
    Die Triggerfrequenz liegt dabei unter der Abtast­ frequenz. Damit wird eine Anpassung der Datenrate in weiten Grenzen an die Meßaufgabe ermöglicht.    - Determination of the phase position of the first quantum leap after external triggering.
    The trigger frequency is below the sampling frequency. This enables the data rate to be adapted to the measurement task within wide limits.

Die dünnen Pfeile in den Fig. 4a, b, c, d bezeichnen die Auslese-Zeitpunkte des im Phasendetektor 7 enthaltenen Zäh­ lers; die dicken Pfeile in Fig. 4a, b, c, d markieren eine externe Triggerung.The thin arrows in FIGS. 4a, b, c, d designate the readout times of the counter contained in the phase detector 7 ; the thick arrows in Fig. 4a, b, c, d mark an external triggering.

Kennzeichnend für alle genannten Beispiele ist, daß während starker Transienten zwar eine Verminderung der Auflösung ein­ treten kann, jedoch die Dynamik nach Abklingen der Transien­ ten wieder voll, das heißt ohne Gedächtnisverlust verfügbar ist, wenn alle Quantensprünge fehlerfrei gezählt worden sind.It is characteristic of all the examples mentioned that during strong transients reduce the resolution can occur, however, the dynamics after the transients have subsided They are full again, i.e. available without memory loss is when all quantum leaps have been counted without errors.

Claims (2)

1. Verfahren zur direkten Digitalisierung von SQUID-Signalen mit einer Auflösung von Bruchteilen eines Flußquants, bei welchem die Signale durch ein SQUID mit einem oder mehre­ ren Tunnelkontakten erzeugt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die einem jeweiligen Meßwert entsprechende Phasenlage eines Quantensprungs in bezug auf ein periodisches Abtastsignal (B A ) aus einem Abtastsignalgenerator (4) in digitaler Form bestimmt wird, indem dem SQUID (1) zusätzlich zum Meßsignal (B M ), das Abtastsignal (B A ), das wenigstens eine Stufenbreite (zuzüglich Hystereseverschiebung (B H )) der treppen­ förmigen Φ i /B-SQUID-Kennlinie überstreicht, induktiv zugeführt wird (3) und der Zähler des Phasendetektors (7) mit Hilfe eines periodischen Zählsignals aus einem Zähl­ signalgenerator (5), das mit dem Abtastsignal (B A ) phasenstarr gekoppelt ist und eine 2 N -fache Frequenz besitzt, bei einer charakteristischen Phase des Abtast­ signals (B A ) gestartet und beim Auftreten eines Quan­ tensprungs aufgrund eines hierdurch bewirkten Spannungs­ impulses (U) am SQUID (1) ausgelesen wird.1. A method for the direct digitization of SQUID signals with a resolution of fractions of a flux quantum, in which the signals are generated by a SQUID with one or more ren tunnel contacts, characterized in that the phase position of a quantum jump corresponding to a respective measured value in relation to a Periodic scanning signal ( B A ) from a scanning signal generator ( 4 ) is determined in digital form by adding the SQUID ( 1 ) to the measuring signal ( B M ), the scanning signal ( B A ), which is at least one step width (plus hysteresis shift ( B H ) ) sweeps over the stair-shaped Φ i / B -SQUID characteristic, is fed inductively ( 3 ) and the counter of the phase detector ( 7 ) with the aid of a periodic count signal from a count signal generator ( 5 ) which is phase-locked with the scanning signal ( B A ) is coupled and has a 2 N times the frequency, started at a characteristic phase of the scanning signal ( B A ) and when a Qu due to a voltage pulse (U) caused thereby at the SQUID ( 1 ) is read out. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die charakteristische Phase des Abtastsignals (B A ) mit Hilfe eines weiteren SQUID′s Ref bestimmt wird, in das nur das Abtastsignal (B A ) (ohne Meßsignal (B M )) ein­ gespeist wird, und der Zähler des Phasendektektors (7) durch die Spannungsimpulse (U) der beiden SQUID′s ge­ startet und ausgelesen wird.2. The method according to claim 1, characterized in that the characteristic phase of the scanning signal ( B A ) is determined with the aid of a further SQUID's Ref, in which only the scanning signal ( B A ) (without a measurement signal ( B M )) is fed is, and the counter of the phase detector ( 7 ) by the voltage pulses (U) of the two SQUID's starts and is read out.
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