DE3502399C1

DE3502399C1 - Electronic device for countermeasures in a coherent pulse radar receiver

Info

Publication number: DE3502399C1
Application number: DE3502399A
Authority: DE
Inventors: Guy Descodt; Daniel Seguin; Philippe Elleaume
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1984-01-27
Filing date: 1985-01-25
Publication date: 1997-10-16
Anticipated expiration: 2005-01-26
Also published as: FR2745390A1; IT8567054A0; GB8501110D0

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur elektronischen Störungsunterdrückung in einem Kohärent-Impuls-Radarempfänger nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a device for electronic Interference suppression in a coherent pulse radar receiver according to the preamble of claim 1.

Die Grundlagen der Kohärent-Impuls-Doppler-Radarsysteme sind in der einschlägigen technischen Literatur einge hend beschrieben. Als Beispiel sei auf das Lehrbuch von M. H. SKOLNIK "Radar Handbook", 1970, Herausgeber McGraw Hill, verwiesen. Die Kohärent-Impuls-Doppler-Radarsysteme, oder auch VCM-Radarsysteme (VCM von Visualisation des Cibles Mobiles, d. h. Sichtdarstellung von beweglichen Zielen) ermöglichen die Trennung von Echosignalen beweg licher Ziele von Echosignalen stillstehender oder nur langsam bewegter Gegenstände. Bei diesen Radarsystemen werden wohlbekannte Techniken angewendet, und allgemein wird die Doppler-Frequenzverschiebung ausgewertet, die durch die Bewegung beweglicher Ziele verursacht wird. Bei derartigen Radarsystemen wird die Phase der Trägerschwin gung der gesendeten Impulse festgestellt und mit der Phase der von der Antenne aufgefangenen Echosignale verglichen, um die relative Phase dieser Signale zu bestimmen. Diese relative Phase ist von einer Wiederholungsperiode zur nächsten konstant, wenn Radarsignale an einem stillstehen den Gegenstand reflektiert wurden, während sie sich im Falle von Radarsignalen, die an einem beweglichen Ziel reflektiert werden, das eine nicht verschwindende radiale Geschwindigkeitskomponente V_r in bezug auf die Radaran tenne besitzt, zeitlich ändert. Das Vergleichen der Phase der gesendeten Signale mit der Phase der empfangenen Si gnale geschieht durch einen Kohärent-Detektor, der im allgemeinen vom komplexen Typ ist, d. h. er erfaßt die zwei orthogonalen Komponenten I und Q der Echosignale. Daraus ergibt sich, daß der Kohärent-Detektor Impulssi gnale liefert, deren Amplitude im Falle von stillstehen den Gegenständen konstant ist, bzw. sinusförmig am plitudenmodulierte Impulssignale liefert, wenn beweg liche Ziele vorhanden sind. Die Doppler-Frequenzverschiebung F_D ist mit der Wellenlänge λ_c der Trägerschwingung der gesendeten Impulse und mit der radialen Geschwindig keitskomponente Vr des Zieles durch folgende bekannte Beziehung verknüpft:The basics of coherent pulse Doppler radar systems are described in detail in the relevant technical literature. As an example, reference is made to the textbook by MH SKOLNIK "Radar Handbook", 1970, published by McGraw Hill. The coherent-pulse Doppler radar systems, or VCM radar systems (VCM from Visualization des Cibles Mobiles, ie visual representation of moving targets) enable the separation of echo signals from moving targets from echo signals from stationary or slowly moving objects. Well-known techniques are used in these radar systems, and generally the Doppler frequency shift caused by the movement of moving targets is evaluated. In such radar systems, the phase of the carrier oscillation of the transmitted pulses is determined and compared with the phase of the echo signals picked up by the antenna in order to determine the relative phase of these signals. This relative phase is constant from one repetition period to the next when radar signals have been reflected on a stationary object, whereas in the case of radar signals reflected on a moving target, they have a non-vanishing radial velocity component V _r with respect to the radar threshing floor owns, changes in time. The comparison of the phase of the transmitted signals with the phase of the received signals is done by a coherent detector, which is generally of the complex type, ie it detects the two orthogonal components I and Q of the echo signals. It follows that the coherent detector provides impulse signals, the amplitude of which is constant in the case of stationary objects, or provides sinusoidal amplitude-modulated impulse signals when moving targets are present. The Doppler frequency shift F _D is linked to the wavelength λ _{c of} the carrier oscillation of the transmitted pulses and to the radial speed component Vr of the target by the following known relationship:

F_D = 2 V_r/λ_c.F _D = 2 V _r / λ _c .

Die VCM-Radarsysteme müssen auch bei Anwesenheit von un erwünschten Radarsignalen zufriedenstellend arbeiten, wobei als Störsignale hauptsächlich die am Boden und an Gebäuden reflektierten Signale zu nennen sind, ferner die durch atmosphärische Bedingungen reflektierten Signa le, Echos von Bodenfahrzeugen usw. Diese unerwünschten Radarsignale, die im allgemeinen einen hohen Pegel aufweisen, entsprechen stillstehenden oder sich mit nur geringer Geschwindigkeit bewegenden Objekten, wobei die Bewegungsgeschwindigkeiten im Falle von Bodenfahrzeugen höchstens 30 ms^-1 erreichen. Es sind bereits VCM-Radarsysteme bekannt, bei denen die Ausgangssignale des Kohärent-Detektors des Empfängers durch eine Doppler-Filterbank gefiltert werden, welche Ausgangsdaten liefert, die jeweils einem Entfernungs/Geschwindigkeits-Feld des Ra darsystems entsprechen. Eine anschließende Verarbeitung dieser Ausgangsdaten ermöglicht die Gewinnung der Echo signale von bewegten Zielen und die Unterdrückung der un erwünschten Radarsignale. Die hier betrachteten VCM-Radarsysteme müssen auch in ungünstiger Umgebung betriebsfähig sein, z. B. wenn ein möglicher Angreifer elektronische Ge genmaßnahmen (CEM) anwendet, die darin bestehen, konti nuierliche elektromagnetische Störsignale (B.C) auszusen den oder zeitlich zerhackte Störsignale (B.D) auszusenden. Im Falle von zeitlich kontinuierlichen Störsignalen wird das Erfassungsvermögen des Radarsystems proportional zum Pegel der von der Radarantenne aufgefangenen Störsignale vermindert, es sind jedoch Mittel bekannt, die es ge statten, den Fehlalarm-Prozentsatz des Radarsystems zu stabilisieren. Im Falle von zeitlich zerhackten Störsi gnalen stellt sich das Problem, den Fehlalarm-Prozentsatz zu stabilisieren; gleichzeitig wird angestrebt, die Ver schlechterung des Erfassungsvermögens des Radarsystems im Rahmen des Möglichen zu begrenzen.The VCM radar systems must operate satisfactorily even in the presence of undesired radar signals, the interference signals mainly being the signals reflected on the floor and on buildings, the signals reflected by atmospheric conditions, echoes from ground vehicles, etc. These undesired radar signals, the generally have a high level, correspond to objects stationary or moving at a low speed, the movement speeds in the case of ground vehicles reaching at most 30 ms ^-1 . VCM radar systems are already known, in which the output signals of the coherent detector of the receiver are filtered by a Doppler filter bank, which delivers output data, each of which corresponds to a distance / speed field of the radar system. Subsequent processing of this output data enables the acquisition of the echo signals from moving targets and the suppression of the undesired radar signals. The VCM radar systems considered here must also be operational in an unfavorable environment, e.g. B. if a possible attacker uses electronic Ge countermeasures (CEM), which consist in continuously emitting electromagnetic interference signals (BC) or sending out chopped interference signals (BD). In the case of temporally continuous interference signals, the detection capacity of the radar system is reduced in proportion to the level of the interference signals picked up by the radar antenna, but means are known which enable the percentage of false alarms of the radar system to be stabilized. In the case of chopped fault signals, the problem arises of stabilizing the false alarm percentage; at the same time, the aim is to limit the deterioration of the detection capacity of the radar system as far as possible.

Aus der DE-OS 21 55 074 ist eine Schaltungsanordnung zur Störungsunterdrückung für einen Radarempfänger bekannt, die eine Schaltung aufweist, welche den Mittelwert des Rausch signalpegels des Empfängers liefert und das Empfangssignal, wenn dieses als Störsignal erkannt wird, bis zum Ende des Störsignals anstelle des Empfangssignals an die weiterfüh rende Übertragungsleitung abgibt. Falls die Empfangssignale von einem Dauer-Rauschstörer stammen, wird die Störungsun terdrückungsschaltung außer Tätigkeit gesetzt. Diese bekann te Schaltungsanordnung zur Störungsunterdrückung bei einem Radarempfänger weist weder Geschwindigkeits- noch Entfer nungstore auf.From DE-OS 21 55 074 a circuit arrangement for Noise suppression known for a radar receiver that has a circuit which averages the noise signal level of the receiver and the received signal, if this is recognized as an interference signal, until the end of the Interference signal instead of the receive signal to the continuation transmits transmission line. If the reception signals from a constant noise interferer, the disruption is suppression circuit disabled. This got te circuitry for interference suppression at a Radar receiver shows neither speed nor distance gates on.

Aus der DE-PS 22 09 571 ist ein Pulsdopplerradarempfänger mit Entfernungskanälen und mit einer Störungsunterdrückungs schaltung bekannt. Um eine Unterscheidung zwischen Störsi gnalen und Bewegt- bzw. Festzielechosignalen zu treffen, wird bei Belegung von mindestens einer vorgegebenen Anzahl der insgesamt verfügbaren Entfernungskanäle durch Ausgangs signale eine Störung signalisiert und ein Stellglied in der Störungsunterdrückungsschaltung in Tätigkeit gesetzt.From DE-PS 22 09 571 is a pulse Doppler radar receiver with distance channels and with interference suppression circuit known. To distinguish between Störsi signals and moving or fixed target echo signals, will be assigned at least a predetermined number of the total distance channels available through output signals a fault and an actuator in the Interference suppression circuit activated.

Aus der US-PS 3 149 333 ist ein Pulsdopplerradarempfänger mit Entfernungs- und Geschwindigkeitskanälen bekannt. Maß nahmen zur Störungsunterdrückung bestehen darin, mittels einer automatischen Verstärkungsregelung die Amplitude der Festzeichenechosignale unmittelbar unter dem Detektions schwellwert zu halten. Maßnahmen zur Abwehr von aktiven Stö rern sind nicht beschrieben.A pulse Doppler radar receiver is known from US Pat. No. 3,149,333 known with distance and speed channels. Measure Interference suppression measures consist of an automatic gain control the amplitude of the Fixed sign echo signals immediately below the detection to keep the threshold. Defense against active interference rers are not described.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Kohärent-Impuls-Radarempfänger der eingangs angegebenen Art sowohl kontinuierliche als auch diskontinuierliche Störer abzuweh ren. Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Vorrich tung mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.The invention has for its object in a coherent pulse radar receiver of the type specified at the beginning both to ward off continuous as well as discontinuous interferers ren. This task is in a generic Vorrich tion with the in the characterizing part of claim 1 specified measures solved.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist im Patent anspruch 2 angegeben.An advantageous development of the invention is in the patent Claim 2 specified.

Einzelheiten einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfin dung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen: Details of an advantageous embodiment of the invention result from the following description and from the Drawing to which reference is made. In the drawing demonstrate:

Fig. 1 die ebene Erfassungszone eines Kohärent-Impuls-Radarsystems; . Figure 1 shows the plane detection area of a coherent pulse radar system;

Fig. 2 eine Ansprechkurve G(f) einer Doppler-Filterbank, die an den Ausgang des Radarempfängers angeschlossen ist; Fig. 2 is a response curve G (f) of a Doppler filter bank, which is connected to the output of the radar receiver;

Fig. 3 eine Matrix von Entfernungsfenstern auf der Eingangsseite der Doppler-Filterbank; Figure 3 is a matrix of distance windows on the input side of the Doppler filter bank.

Fig. 4 eine Matrix von Entfernungs/Geschwindigkeits-Feldern, auf der Ausgangsseite der Doppler-Filterbank betrachtet; Fig. 4 shows a matrix of distance / speed fields, viewed on the output side of the Doppler filter bank;

Fig. 5a ein Blockschaltbild der hauptsächlichen Schal tungsteile des Radarempfängers; Fig. 5a is a block diagram of the main scarf processing parts of the radar receiver;

Fig. 5b ein Diagramm der Folge von multiplexierten Aus gangsdaten der Doppler-Filterbank für ein Ent fernungsfeld der Ordnungszahl m; FIG. 5b is a diagram of the sequence of multiplexed from output data of the Doppler filter bank for a Ent fernungsfeld the ordinal number m;

Fig. 6 ein Blockschaltbild, welches die erfindungsge mäße Vorrichtung zur elektronischen Gegen-Gegenmaßnahme zeigt; Fig. 6 is a block diagram showing the device according to the invention for the electronic countermeasure;

Fig. 7 ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der Vorrichtung zur elektronischen Gegen-Gegenmaßnahme zeigt; Fig. 7 is a block diagram showing an embodiment of the device for the electronic counter-countermeasures;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Rechenschaltung zur Berechnung des Mittelwertes des Empfängerrausch pegels und des Datenwertes für den Störzustand; und Fig. 8 is a block diagram of a computing circuit for calculating the mean value of the receiver noise level and the data value for the fault condition; and

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsvariante der in Fig. 7 gezeigten Vorrichtung. FIG. 9 is a block diagram of an embodiment variant of the device shown in FIG. 7.

Fig. 1 zeigt die ebene Erfassungszone eines Kohärent- Impuls-Radarsystems mit einer maximalen unzweideutigen Erfassungsentfernung Rmax, die gleich dem Produkt T_r c/2 oder kleiner als dieses Produkt ist, worin T_r die Wieder holungsperiode der von der Radarantenne abgestrahlten Impulssignale ist und c die Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen ist. Diese Erfassungsent fernung Rmax ist in M gleiche Intervalle der Größe ΔR ein geteilt, die im wesentlichen gleich dem Produkt σ.c/2 ist, worin σ die effektive Dauer der gesendeten Impulse ist. Die effektive Dauer der gesendeten Impulse ist durch das Entfernungsauflösungsvermögen des Radarsystems gegeben. In einem Kohärent-Impuls-Radarsystem entspricht ein Inter vall kohärenter Verarbeitung (CIP für Coherent Interval Processing) einer Anzahl von P aufeinanderfolgend mit der Wiederholungsperiode T_r und derselben Wellenlänge gesen deten Impulsen. Diese P Impulse bilden eine Sendesalve; es ist aber zu beachten, daß sich von einer Seite zur nächsten die Wiederholungsperiode dieser Impulse ändern kann und allgemein das Produkt T_rλc der P Impulse der Sendesalven zyklisch verändert werden kann, um das Auf treten von nicht erfaßten Geschwindigkeiten zu vermeiden oder auch eine Klassifizierung der Echosignale nach der Dopplerfrequenzverschiebung zu ermöglichen, die durch die Bewegung der reflektierenden Gegenstände verursacht wird. Während der Dauer einer Sendesalve, welche dem Intervall kohärenter Verarbeitung (CIP) des Radarsystems entspricht, ist die Winkelbewegung Θ der Radarantenne im allgemeinen kleiner als die Nennöffnung Θ_o des Strahlungsdiagramms der Radarantenne. Fig. 1 shows the flat detection zone of a coherent pulse radar system with a maximum unambiguous detection distance Rmax, which is equal to the product T _r c / 2 or less than this product, wherein T _{r is} the repetition period of the pulse signals radiated by the radar antenna and c is the speed of propagation of the electromagnetic waves. This detection distance Rmax is divided into M equal intervals of size ΔR, which is essentially equal to the product σ.c / 2, where σ is the effective duration of the transmitted pulses. The effective duration of the transmitted pulses is given by the range resolution capability of the radar system. In a coherent pulse radar system, an interval of coherent interval processing (CIP) corresponds to a number of P pulses transmitted consecutively with the repetition period T _r and the same wavelength. These P pulses form a broadcast salvo; it should be noted, however, that the repetition period of these pulses can change from one side to the next and in general the product T _r λc of the P pulses of the transmission bursts can be changed cyclically in order to avoid the occurrence of undetected speeds or a classification enable the echo signals after the Doppler frequency shift caused by the movement of the reflecting objects. During the duration of a transmission burst, which corresponds to the interval of coherent processing (CIP) of the radar system, the angular movement Θ of the radar antenna is generally smaller than the nominal opening Θ _{o of} the radiation diagram of the radar antenna.

Fig. 2 zeigt in idealisierter Form die Ansprechkurve G(f) der Doppler-Filterbank, die auf der Ausgangsseite des Ra darempfängers angeordnet ist. Diese Doppler-Filterbank, die im allgemeinen vom Digitaltyp ist, ist auf die Fre quenz Null zentriert und überdeckt ein Frequenzband, das sich von -Fr/2 bis Fr/2 erstreckt. Die Doppler-Filterbank enthält eine Anzahl von N elementaren Filtern, die mit 0 bis (N-1) numeriert sind. Das mit FD_o bezeichnete Dopp lerfilter läßt die Echosignale durch, deren Doppler-Frequenzverschiebung gleich Null oder gleich einem Vielfachen der Wiederholungsfolgefrequenz F_r ist. Das mit FD_N/2 be zeichnete Dopplerfilter wird hier als zentrales Doppler filter bezeichnet, da es auf der Frequenz F_r/2 und ihren ungeradzahligen Vielfachen liegt. Es ist zu beachten, daß die Bandbreite jedes dieser Dopplerfilter im wesentlichen dieselbe ist und daß diese Bandbreite von der CIP-Dauer des Radarsystems abhängt, die ihrerseits vom Produkt der Anzahl P von Impulsen der Salve und der Wiederholungs periode T_r abhängt. An dieser Stelle der Beschreibung ist festzustellen, daß die Gesamtheit der Signale des Empfän gers zum Ausgang der Doppler-Filterbank durchgelassen wird. Die Funktion der Doppler-Filterbank besteht darin, die Ausgangssignale des Empfängers nach ihren Frequenz komponenten zu sortieren und gleichzeitig einen Kohärent-Integrationsgewinn der Radarsignale zu liefern. Fig. 2 shows in an idealized form the response curve G (f) of the Doppler filter bank, which is arranged on the output side of the Ra receiver. This Doppler filter bank, which is generally of the digital type, is centered on the frequency zero and covers a frequency band which extends from -Fr / 2 to Fr / 2. The Doppler filter bank contains a number of N elementary filters, numbered 0 to (N-1). The Dd ler filter designated FD _o lets through the echo signals whose Doppler frequency shift is equal to zero or a multiple of the repetition rate F _r . The Doppler filter designated FD _{N / 2} is referred to here as the central Doppler filter, since it lies on the frequency F _r / 2 and its odd multiples. It should be noted that the bandwidth of each of these Doppler filters is essentially the same and that this bandwidth depends on the CIP duration of the radar system, which in turn depends on the product of the number P of pulses of the salvo and the repetition period T _r . At this point in the description it should be noted that the entirety of the signals from the receiver is passed to the output of the Doppler filter bank. The function of the Doppler filter bank is to sort the output signals of the receiver according to their frequency components and at the same time to deliver a coherent integration gain for the radar signals.

Fig. 3 zeigt eine Matrix von Entfernungsfenstern, auf der Eingangsseite der Doppler-Filterbank betrachtet, entspre chend einer Sendesalve von P Impulsen. Längs der Zeitach se T des Radars oder der Entfernungsachse umfaßt die Ma trix von Entfernungsfenstern M Spalten von Entfernungs fenstern, die mit 0 bis (M-1) numeriert sind. Auf der Zeitachse t umfaßt diese Matrix von Entfernungsfenstern P Reihen, c Impulse der Salve, welche mit 0 bis (P-1) nu meriert sind. Jedes elementare Entfernungsfenster wird durch einen Term a_m,p bezeichnet, worin der Faktor a den Pegel des Signals (Radarsignal oder Störsignal) darstellt, das in dem Entfernungsfenster vorhanden ist, welches mit m und p numeriert ist. Der Faktor a ist eine komplexe Größe, die durch ihre orthogonalen Komponenten I und Q dargestellt werden kann, wie in dem Diagramm gegenüber der Matrix von Entfernungsfenstern gezeigt ist. Diese Signalkomponenten I und Q sind quantifizierte Größen, die allgemein durch eine Binärzahl dargestellt werden, welche ein Vorzeichenbit enthält. So umfaßt die Matrix von Entfernungsfenstern für jede Salve von P Impulsen eine Anzahl von 2 MP elementaren Entfernungsfenstern, wenn die zwei Komponenten I und Q der Signale betrachtet wer den. Die Matrix der Entfernungsfenster, welche der dar auffolgenden Salve von P Impulsen entspricht, liegt auf der Zeitachse t angrenzend an die gezeigte Matrix; zwei Entfernungs-Fenster-Matrizen können gegebenenfalls durch ein Zeitintervall getrennt sein. Im Falle der hier be trachteten VCM-Radarsysteme beträgt die Wiederholungs periode T_r der Impulse etwa 0,25 bis 2 Millisekunden, die Anzahl P von Impulsen einer Salve beträgt etwa zehn und die Anzahl M von Spalten von Entfernungsfenstern kann tausend oder mehr erreichen. Fig. 3 shows a matrix of range windows, viewed on the input side of the Doppler filter bank, accordingly, a transmission volley of P pulses. Along the time axis T of the radar or the range axis, the matrix of range windows comprises M columns of range windows numbered 0 to (M-1). On the time axis t, this matrix of range windows comprises P rows, c pulses of the salvo, which are numbered 0 to (P-1). Each elementary range window is denoted by a term a _{m, p} , in which the factor a represents the level of the signal (radar signal or interference signal) that is present in the range window, which is numbered m and p. The factor a is a complex quantity, which can be represented by its orthogonal components I and Q, as shown in the diagram versus the matrix of distance windows. These signal components I and Q are quantified quantities which are generally represented by a binary number which contains a sign bit. Thus, the matrix of range windows for each salvo of P pulses comprises a number of 2 MP elementary range windows if the two components I and Q of the signals are considered. The matrix of the distance window, which corresponds to the ensuing salvo of P pulses, lies on the time axis t adjacent to the matrix shown; two distance window matrices can optionally be separated by a time interval. In the case of the VCM radar systems considered here, the repetition period T _{r of} the pulses is approximately 0.25 to 2 milliseconds, the number P of pulses in a salvo is approximately ten and the number M of columns of distance windows can reach a thousand or more.

Fig. 4 zeigt die Matrix der Entfernungs-Geschwindigkeits-Felder, am Ausgang der Doppler-Filterbank betrachtet. Längs der Achse T oder Radar-Zeitachse enthält diese Ma trix von Entfernungs/Geschwindigkeits-Feldern M Entfer nungsfelder, die mit 0 bis (M-1) numeriert sind, und jedes dieser Entfernungsfelder enthält N Geschwindigkeitsfelder, die mit 0 bis (N-1) numeriert sind. Jedes Feld dieser Ma trix ist durch einen Term Am,n bezeichnet, worin der Fak tor A die Amplitude oder den Betrag des Signals (Radar signal oder Störsignal) darstellt, das in dem mit m und n numerierten Feld vorhanden ist. Dieses Signal Am,n stellt im Falle eines Radarsignals die Amplitude der Komponente mit der Frequenz F_R· im Fenster mit dem Abstand mΔR des Radars dar. Wenn die Matrizen der Fig. 3 und 4 vergli chen werden, so wird ersichtlich, daß die Energie der in einer Spalte von Entfernungs-/Geschwindigkeits-Fenstern enthaltenen Signale gleich der Energie der Signale ist, welche in dem entsprechenden Entfernungsfeld enthalten sind. Die Matrix der Entfernungs/Geschwindigkeits-Felder kann als Zeit-Dopplerfrequenz-Matrix der Doppler-Filter bank betrachtet werden, mit der Einschränkung, daß die Dopplerfrequenz eine zweideutige Frequenz ist, was auf die Anwendung der Signalproben-Abtastung bei dem Radar system zurückzuführen ist. Die Signale Am,n können auch durch eine Binärzahl dargestellt werden, welche die Ener gie der vom Empfänger in jedem der Zeit-Frequenz-Felder empfangenen Signale darstellt. Das gegenüber der Matrix gezeigte Diagramm stellt ein Entfernungsfeld der Ord nungszahl m dar, welches N Geschwindigkeitsfelder ent hält, deren Ordinaten von 0 bis (N-1) bezeichnet sind. Fig. 4 shows the matrix of range-rate-fields, the output of the Doppler filter bank considered. Along the T or radar time axis, this matrix of range / speed fields contains M range fields numbered 0 to (M-1) and each of these range fields contains N speed fields 0 to (N-1 ) are numbered. Each field of this matrix is designated by a term Am, n, in which the factor A represents the amplitude or amount of the signal (radar signal or interference signal) which is present in the field numbered m and n. In the case of a radar signal, this signal Am, n represents the amplitude of the component with the frequency F _R · in the window with the distance mΔR of the radar. If the matrices of FIGS . 3 and 4 are compared, it can be seen that the energy the signals contained in a column of range / speed windows is equal to the energy of the signals contained in the corresponding range field. The matrix of the range / speed fields can be regarded as the time-Doppler frequency matrix of the Doppler filter bank, with the restriction that the Doppler frequency is an ambiguous frequency, which is due to the application of the signal sample sampling in the radar system. The signals Am, n can also be represented by a binary number which represents the energy of the signals received by the receiver in each of the time-frequency fields. The diagram shown opposite the matrix represents a distance field of the ordinal number m, which contains N speed fields, the ordinates of which are designated from 0 to (N-1).

Fig. 5a zeigt ein Blockschaltbild der wesentlichen Schal tungsteile des Radarempfängers. Der Eingangteil des Emp fängers, der den Mikrowellen-Eingangsmischer, den Zwi schenfrequenzverstärker und den Kohärent-Detektor enthält, ist in dieser Figur nicht dargestellt, da zahlreiche Aus führungsformen wohlbekannt sind. Der Kohärent-Detektor liefert bipolare videofrequente Signale am,p oder, ge nauer, die zwei orthogonalen Komponenten I und Q dieser Signale. Diese Signalkomponenten I und Q werden abgeta stet und durch den Analog/Digital-Codierer in Digitalform umgesetzt. Zwei Paare von Speichern mit willkürlichem Zugriff (RAM-Speicher), die zum Auslesen und Einschreiben adressierbar sind, sind mit dem Analog/Digital-Umsetzer über einen ersten Umschalter 2 verbunden. Die Eingänge eines ersten Paares von RAM-Speichern 3a und 3b und eines zweiten Paares von RAM-Speichern 3c, 3d werden abwechselnd im Rhythmus der Salve von P Impulsen mit dem Ausgang des ersten Umschalters 2 verbunden, um die Gesamtheit der Si gnale am,p zu speichern, die jeder Impulssalve entsprechen. Die Ausgänge dieser zwei Paare von RAM-Speichern sind je weils mit einem der Eingänge eines zweiten Umschalters 4 verbunden, und dieser zweite Umschalter arbeitet synchron mit dem ersten Umschalter, aber mit entgegengesetzter Phasenlage. Das Einschreiben der Eingangsdaten in die RAM-Speicher geschieht entlang Reihen p von Speicherzellen, während das Auslesen der Ausgangsdaten entlang Spalten m von Speicherzellen erfolgt. Der Ausgangsbus des zweiten Umschalters 4 ist parallel an den gemeinsamen Eingang der Doppler-Filterbank 5 angelegt, die nur teilweise gezeigt ist. Jedes dieser Doppler-Filter ist ein komplexes Filter, das einen Rechenoperator enthält, um den Betrag der Si gnale zu berechnen, die das entsprechende Filter durch laufen haben. Das Doppler-Filter FD_o ist dasjenige Element der Filterbank, welches auf die Frequenz Null zentriert ist, während das Filterelement FD N/2 auf die halbe Wie derholungsfrequenz (Fr/2) gelegt ist. Die Ausgänge der Doppler-Filterbank sind je mit einem der N Eingänge einer Multiplexerschaltung 6 verbunden, um die Ausgangsdaten dieser Filterbank in serielle Form zu bringen. Ferner kann die Multiplexerschaltung komplementäre Eingänge wie die Eingänge X, Y, Z und S enthalten, die dazu bestimmt sind, erforderlichenfalls komplementäre Daten zu empfangen, z. B. die Identifizierung der gerade laufenden Impulssalve oder Meßergebnisse, die von verschiedenen Operationen her rühren, welche anschließend mit den Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank durchgeführt werden. Fig. 5a shows a block diagram of the essential scarf parts of the radar receiver. The input part of the receiver, which contains the microwave input mixer, the intermediate frequency amplifier and the coherent detector, is not shown in this figure, since numerous embodiments are well known. The coherent detector delivers bipolar video frequency signals at, p or, more precisely, the two orthogonal components I and Q of these signals. These signal components I and Q are sampled and converted into digital form by the analog / digital encoder. Two pairs of memories with random access (RAM memory), which are addressable for reading and writing, are connected to the analog / digital converter via a first switch 2 . The inputs of a first pair of RAM memories 3 a and 3 b and a second pair of RAM memories 3 c, 3 d are alternately connected to the output of the first switch 2 in rhythm with the salvo of P pulses in order to determine the totality of the Si signals to store p corresponding to each pulse salvo. The outputs of these two pairs of RAM memories are each connected to one of the inputs of a second changeover switch 4 , and this second changeover switch works synchronously with the first changeover switch, but with the opposite phase position. The input data are written into the RAM memories along rows p of memory cells, while the output data are read out along columns m of memory cells. The output bus of the second switch 4 is connected in parallel to the common input of the Doppler filter bank 5 , which is only partially shown. Each of these Doppler filters is a complex filter that includes an arithmetic operator to calculate the amount of signals that have passed the corresponding filter. The Doppler filter FD _o is the element of the filter bank which is centered on the frequency zero, while the filter element FD N / 2 is placed on half the repetition frequency (Fr / 2). The outputs of the Doppler filter bank are each connected to one of the N inputs of a multiplexer circuit 6 in order to bring the output data of this filter bank into serial form. Furthermore, the multiplexer circuit can contain complementary inputs such as the inputs X, Y, Z and S, which are intended to receive complementary data when necessary, e.g. B. the identification of the currently running pulse salvo or measurement results resulting from various operations, which are then carried out with the output data of the Doppler filter bank.

Die oben beschriebenen Schaltungsteile des Empfängers arbeiten in Realzeit, während die Folgesteuerungs-Takt signale Ho, H1 und H2 für diese Schaltungsteile synchron mit der Zeitbasis des Radarsystems sind, und folglich mit der Wiederholungsfrequenz der Impulssignale der gesende ten Salven.The circuit parts of the receiver described above work in real time while the sequencer clock signals Ho, H1 and H2 for these circuit parts synchronously with the time base of the radar system, and consequently with the repetition frequency of the pulse signals of the transmitted ten volleys.

In Fig. 5b ist in Form eines Diagrammes die Folge von Ausgangsdaten der Multiplexerschaltung für das Entfer nungsfeld mit der Ordnungszahl m gezeigt. Diese Folge von Daten besteht aus N Digitalwörtern Am,n und komple mentären Datenwörtern X, Y, Z und S, die durch Striche dargestellt sind. Die Dauer T_c jedes der M Entfernungs felder ist durch folgende Beziehung gegeben:In Fig. 5b is shown in the form of a diagram, the sequence of output data of the multiplexer for the distance field with the ordinal number m. This sequence of data consists of N digital words Am, n and complementary data words X, Y, Z and S, which are represented by dashes. The duration T _{c of} each of the M distance fields is given by the following relationship:

Fig. 6 ist ein Funktionsschema, welches die Vorrichtung zur elektronischen Gegen-Gegenmaßnahme darstellt. Die Signale am,p, die von dem Kohärent-Detektor des Radar empfängers geliefert werden, sind an die Doppler-Filterbank 5 in der bereits beschriebenen Weise angelegt. Diese Doppler-Filterbank liefert die Ausgangsdaten (Am,n), welche des Geschwindigkeits/Entfernungs-Feldern des Ra darsystems entsprechen. Diese Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank werden an Rechenschaltungen 6 angelegt, welche die Größe der folgenden Parameter bestimmen: Fig. 6 is a functional diagram illustrating the device for electronic counter-countermeasures. The signals am, p, which are supplied by the coherent detector of the radar receiver, are applied to the Doppler filter bank 5 in the manner already described. This Doppler filter bank supplies the output data (Am, n) which correspond to the speed / distance fields of the wheel system. These output data from the Doppler filter bank are applied to computing circuits 6 which determine the size of the following parameters:

- µ, the mean value of the receiver noise signal level, the noise or interference signals by ther are mixed noise, which may be from opposite Countermeasure signals can be overlaid;
- B-C / D, the radar system noise status data, the meet the following conditions:
a) the absence of electronics countermeasure signals, corresponding to the data value in state -C / D;
b) Presence of chopped-up countermeasures Corresponding signals to the electronic countermeasure according to the data state B / D; and
c) Presence of temporally continuous countermeasure signals for the electronic countermeasure corresponding to the data state BC / -R m , ratio of the maximum value to the mean value of the output data (Am, n) of the Doppler filter bank for each of the distance fields.

Die Ausgangsdaten Am,n der Doppler-Filterbank werden fer ner an einen ersten Signaleingang einer Permutationsschal tung 7 angelegt, die ferner zwei Steuereingänge aufweist, von denen der eine den Stör-Datenzustand (B-C/D) und der andere die Datengröße Rm empfängt, welche das Verhältnis des maximalen Wertes zum Mittelwert der Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank darstellt. Diese Permutationsschaltung weist ferner einen zweiten Signaleingang auf, an den die Datengröße µ angelegt ist, welche den Mittelwert der Rauschsignale des Empfängers darstellt, sowie einen Re ferenzeingang, der mit einer Schwellwertspannung V_s ver bunden ist. Wenn die Anwesenheit von zeitlich zerhackten Gegenmaßnahmesignalen zur elektronischen Gegenmaßnahme von den Rechenschaltungen 6 festgestellt wird und das Verhält nis Rm kleiner als die Schwellspannung V_s ist, liefert die Permutationsschaltung 7 an ihrem Ausgang die Daten größe µ, die den Mittelwert des Rauschsignalpegels des Empfängers darstellt. In allen anderen Fällen gewährlei stet die Permutationsschaltung die Übertragung der Aus gangsdaten (Am,n) der Doppler-Filterbank.The output data Am, n of the Doppler filter bank are further applied to a first signal input of a permutation circuit 7 , which further has two control inputs, one of which receives the disturbance data state (BC / D) and the other the data variable Rm, which represents the ratio of the maximum value to the mean value of the output data of the Doppler filter bank. This permutation circuit also has a second signal input to which the data variable μ is applied, which represents the mean value of the noise signals of the receiver, and a reference input which is connected to a threshold voltage V _s . If the presence of time-chopped countermeasure signals to the electronic countermeasure is determined by the computing circuits 6 and the ratio Rm is less than the threshold voltage V _s , the permutation circuit 7 supplies the data size μ at its output, which represents the mean value of the noise signal level of the receiver. In all other cases, the permutation circuit ensures the transmission of the output data (Am, n) from the Doppler filter bank.

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Vorrichtung für elektronische Gegen-Gegenmaßnahmen. Eine Rechenschaltung 60 tastet die Ausgangsdaten (Am,n) der Doppler-Filterbank ab, um nur die Ausgangsdaten (Am,N/2) eines zentralen Elementes (FD N/2) dieser Filterbank festzuhalten. Aus diesen Daten (Am, N/2), und für m zwi schen O und (M-1), wobei M die Anzahl von Entfernungs feldern des Radarsystems ist, erzeugt die Rechenschaltung 60 die Datenwerte µ und B-C/D, die oben definiert wurden. Ein digitaler Operator 61 bildet aufeinanderfolgend die gewichteten Summen µn der Datenwerte Am,n für jedes Ent fernungsfeld. Ein logischer Operator 62 entnimmt für je des Entfernungsfeld die Datengröße mit dem höchsten Pegel Am,i=SUP.Am,n. Die Ausgangsdaten der Operatoren 60 und 61 werden an je einen Eingang eines Teilers 63 angelegt, der das Verhältnis Rm=SUP.Am,n/µn liefert. Das Ausgangs signal des Teilers 63 ist an den Eingang eines Pegelkom parators 70 angelegt, dessen zweiter Eingang mit der Schwellwertspannung V_s verbunden ist. Wenn der Wert des Verhältnisses Rm kleiner als die Schwellwertspannung V_s ist, befindet sich der Ausgang des Pegelkomparators 70 auf hohem Pegel. Der Ausgang dieses Komparators ist mit einem ersten Eingang einer logischen AND-Schaltung 71 verbunden, und der zweite Eingang dieser Torschaltung empfängt den Datenwert für den Störzustand, nämlich B-C/D, der einen hohen Pegel aufweist, wenn zeitlich zerhackte Gegenmaßnahmesignale vorhanden sind. Das Ausgangssignal der Torschaltung 71 ist an den Steuereingang eines Um schalters 72 angelegt. Ein erster Eingang dieses Umschal ters empfängt über ein Verzögerungselement 73 die Aus gangsdaten Am,n der Doppler-Filterbank, während der zwei te Eingang dieses Umschalters die Datengrößen µ empfängt, die von dem Element 60 abgegeben wird. Die durch das Ver zögerungselement 73 gegebene Verzögerung ist gleich der Transitzeit der Daten durch die Elemente 61, 62, 63, 70 und 71. Der Ausgang des Umschalters 72 gibt die Ausgangs daten Bm,n ab. Fig. 7 is a block diagram of an embodiment of the apparatus for electronic counter-countermeasures. A computing circuit 60 samples the output data (Am, n) of the Doppler filter bank in order to record only the output data (Am, N / 2) of a central element (FD N / 2) of this filter bank. From this data (Am, N / 2), and for m between O and (M-1), where M is the number of range fields of the radar system, the arithmetic circuit 60 generates the data values μ and BC / D defined above were. A digital operator 61 successively forms the weighted sums µn of the data values Am, n for each distance field. A logical operator 62 takes the data size with the highest level Am, i = SUP.Am, n for each distance field. The output data of the operators 60 and 61 are each applied to an input of a divider 63 , which supplies the ratio Rm = SUP.Am, n / µn. The output signal of the divider 63 is applied to the input of a level comparator 70 , the second input of which is connected to the threshold voltage V _s . When the value of the ratio Rm is less than the threshold voltage V _s , the output of the level comparator 70 is at a high level. The output of this comparator is connected to a first input of a logic AND circuit 71 , and the second input of this gate circuit receives the data value for the fault condition, namely BC / D, which has a high level if countermeasure signals are chopped in time. The output signal of the gate circuit 71 is applied to the control input of a switch 72 . A first input of this changeover switch receives the output data Am, n of the Doppler filter bank via a delay element 73 , while the second input of this changeover switch receives the data quantities μ which are emitted by the element 60 . The delay given by delay element 73 is equal to the transit time of the data by elements 61 , 62 , 63 , 70 and 71 . The output of the switch 72 outputs the output data Bm, n.

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform der Rechenschaltung 60 zur Bestimmung der Größe des Para meters µ, welcher den Mittelwert des Rauschsignalpegels des Empfängers darstellt, und der Zustandsdaten B-C/D der vom Radarempfänger empfangenen Gegenmaßnahmesignale zeigt. Ein Eingangsregister 100 tastet die Ausgangssignale Am, N/2 ab, welche von dem zentralen Element FD N/2 der Doppler filterbank geliefert werden. Diese Ausgangssignale Am, N/2 sind nämlich frei von den zuvor erwähnten unerwünschten Radarsignalen; sie entsprechen den eigenen Rauschsignalen des Radarempfängers, die eventuell von Signalen zur elek tronischen Gegenmaßnahme überlagert sein können. Da die Energie der von Zielen reflektierten Echosignale eine zweideutige Doppler-Frequenzverschiebung aufweist, die gleich der Frequenz der Lage des zentralen Dopplerfilters ist, kann sie vernachlässigt werden. Wenn zunächst der Fall ohne Störung betrachtet wird, so werden die Ausgangs signale des Eingangsregisters über einen ersten Umschal ter 101 an den Eingang eines Integrators 102 angelegt, der folgende Operation durchführt: Fig. 8 is a block diagram showing an embodiment of the arithmetic circuit 60 for determining the size of the parameter µ, which represents the mean value of the noise signal level of the receiver, and the status data BC / D of the countermeasure signals received by the radar receiver. An input register 100 samples the output signals Am, N / 2, which are supplied by the central element FD N / 2 of the Doppler filter bank. These output signals Am, N / 2 are namely free of the previously mentioned undesired radar signals; they correspond to the radar receiver's own noise signals, which may be overlaid by signals for electronic countermeasures. Since the energy of the echo signals reflected from targets has an ambiguous Doppler frequency shift that is equal to the frequency of the location of the central Doppler filter, it can be neglected. If the case is first considered without interference, the output signals of the input register are applied via a first switch 101 to the input of an integrator 102 , which performs the following operation:

Am Ende einer Salve von P Impulsen wird der so berechnete Wert von Δc in einem Ausgangsregister 103 gespeichert und dann über einen zweiten Umschalter 104 zum Ausgang über tragen. Dieser während der laufenden Salve berechnete Wert von Δc ersetzt den Wert µ_n-1, der während der vor ausgehenden Salve erhalten wurde. Die Ausgangssignale des Eingangsregisters 100 werden ferner an den Eingang eines Pegelkomparators 105 angelegt, dessen Referenzein gang ein Schwellwertsignal K₁·µ_n-1 empfängt, das am Aus gang des Multiplizierers 106 verfügbar ist. Wenn die Größe eines Datenwertes Am, N/2 den Schwellwert K₁·µ_n-1 überschreitet, wobei dieser Datenwert beispielsweise aus dem Echosignal eines bewegten Zieles oder aus einem In terferenzsignal resultieren kann, gibt der Pegelkompara tor 105 ein Ausgangssignal ab, welches an den Eingang eines Zählers 108 sowie an den Steuereingang des Umschal ters 101 angelegt wird. Daraus folgt, daß am Eingang des Integrators 102 der Datenwert Am, N/2 durch den Wert µ_n-1 ersetzt wird. Wenn nun der Fall betrachtet wird, daß dem thermischen Empfängerrauschen Gegenmaßnahmesignale zur elektronischen Gegenmaßnahme überlagert sind, so ist er sichtlich, daß der Zähler 108 jedesmal dann, wenn die Datengrößen Am, N/2 den Schwellwert K₁·µ_n-1 überschrei ten, um Eins inkrementiert wird. Am Ende einer Salve von P Impulsen wird der Inhalt L des Zählers decodiert und mit zwei Referenzwerten L_o und L₁ durch ein Decoderele ment 109 verglichen. Wenn angenommen wird, daß die Größe von L_o kleiner als die Größe L₁ ist, so herrschen folgen de Bedingungen:At the end of a salvo of P pulses, the value of Δc thus calculated is stored in an output register 103 and then transmitted to the output via a second changeover switch 104 . This value of Δc calculated during the current salvo replaces the value µ _{n-1 obtained} during the previous salvo. The output signals of the input register 100 are also applied to the input of a level comparator 105 , the reference input of which receives a threshold signal K 1 .mu.n _-1 , which is available at the output of the multiplier 106 . If the size of a data value Am, N / 2 exceeds the threshold value K 1 .mu.n _-1 , which data value can result, for example, from the echo signal of a moving target or from an interference signal, the level comparator 105 outputs an output signal which is sent to the Input of a counter 108 and the control input of the switch 101 is applied. It follows that the data value Am, N / 2 is replaced by the value μ _n-1 at the input of the integrator 102 . If the case is now considered that countermeasure signals to the electronic countermeasure are superimposed on the thermal receiver noise, it is evident that the counter 108 each time the data quantities Am, N / 2 exceed the threshold value K ₁ .mu.n _-1 One is incremented. At the end of a salvo of P pulses, the content L of the counter is decoded and compared with two reference values L _o and L 1 by a decoder element 109 . If it is assumed that the size of L _{o is} smaller than the size L 1, the following conditions apply:

- L less than L o : absence of countermeasure signals, corresponding to the state data -C / D.
- L between L o and L₁: presence of time-chopped countermeasure signals, corresponding to the state data B- / D.
- L greater than L₁: presence of countermeasure signals, according to the status data B-C /.

Der Zustandsdatenwert, welcher dem Störzustand entspricht, wird in das Ausgangsregister 110 eingegeben, um eine Aus gangsdatengröße B-C/D zu ergeben und gleichfalls den zwei ten Umschalter 104 zu betätigen, wenn die Zustände /D und B-C/ festgestellt werden. Der zweite Eingang des Um schalters 104 ist mit einer Festspannungsquelle µ_o verbun den, deren Wert größer als der mittlere Pegel der thermi schen Rauschsignale des Empfängers ist. Daraus ergibt sich, daß im Falle von Gegenmaßnahmesignalen zur elektro nischen Gegenmaßnahme der Wert µc den Wert µ_o ersetzt.The state data value corresponding to the malfunction state is input to the output register 110 to give an output data quantity BC / D and also to operate the second switch 104 when the states / D and BC / are determined. The second input of the switch 104 is connected to a fixed voltage source µ _o whose value is greater than the average level of the thermal noise signals of the receiver. It follows that in the case of a countermeasure for the electrochemical signals .mu.C African countermeasure, the value of the value of μ _o replaced.

Der digitale Operator 61, der in Fig. 7 gezeigt ist und die Datengröße µm erzeugt, kann durch einen digitalen Integrator gebildet sein, welcher folgende Operation ausführt:The digital operator 61 , which is shown in FIG. 7 and generates the data size μm, can be formed by a digital integrator, which carries out the following operation:

Der in Fig. 7 gezeigte logische Operator 62, welcher die Datengröße Am,i erfaßt, kann durch eine herkömmliche Logikschaltung gebildet sein, die folgende Operation ausführt:The logical operator 62 shown in FIG. 7, which detects the data quantity Am, i, can be formed by a conventional logic circuit which carries out the following operation:

Am,i = SUP · Am,n mit 0 ≦ n ≦ N-1.Am, i = SUP · Am, n with 0 ≦ n ≦ N-1.

Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsvariante der in Fig. 7 gezeigten Vorrichtung. In einem VCM-Radarsystem hängt der Erkennbarkeitsfaktor für bewegliche Ziele von der Amplitudendynamik der vom Empfänger gelieferten Signale ab. Bei der digitalen Filterung dieser Signale ist es also wichtig, die gesamte Verstärkungsdynamik des Empfängers zu bewahren und die Digitalisierung der Signale mit einer hohen Anzahl von Bits durchzuführen. Der in Fig. 5 gezeigte Analog/Digital-Codierer muß beispiels weise die Amplitude der Signale am,p auf 12 Bits codieren können, worin ein Vorzeichenbit enthalten ist. Aufgrund der Doppler-Filterung dieser codierten Signale ist das Vorzeichenbit entfallen, und die Amplitudendynamik der Ausgangsdaten Am,n der Doppler-Filterbank kann komprimiert und auf einer geringeren Anzahl von beispielsweise 8 Bits codiert werden. Zu diesem Zweck werden in Fig. 9 die Aus gangsdaten Am,n, die von der Doppler-Filterbank geliefert werden, an den Eingang eines Linear/Logarithmisch-Umsetzers 50 angelegt, um die komprimierten Daten A′m,n zu liefern. Wenn es hingegen erforderlich ist, den Wert Am,i Am,i=SUP.Am,n genau zu bestimmen, z. B. zur Bestimmung der Ordnungszahl desjenigen Doppler-Filters, welcher die sen Wert Am,i geliefert hat, so wird der Eingang des Ele mentes 62 mit den Daten Am,n gespeist, und der Ausgang dieses Elementes wird an einen Linear/Logarithmisch-Umsetzer 64 angekoppelt. Daraus folgt, daß dasjenige Element, welches das Verhältnis Rm erzeugt, durch einen Addierer 63′ gebildet ist, der einen Komplementeingang aufweist. FIG. 9 is a block diagram of an embodiment variant of the device shown in FIG. 7. In a VCM radar system, the detectability factor for moving targets depends on the amplitude dynamics of the signals delivered by the receiver. When filtering these signals digitally, it is important to preserve the overall gain dynamics of the receiver and to digitize the signals with a large number of bits. The analog / digital encoder shown in FIG. 5 must be able to code, for example, the amplitude of the signals am, p to 12 bits, which contains a sign bit. Due to the Doppler filtering of these coded signals, the sign bit has been omitted and the amplitude dynamics of the output data Am, n of the Doppler filter bank can be compressed and encoded on a smaller number of 8 bits, for example. For this purpose, the output data Am, n, which are supplied by the Doppler filter bank, are applied to the input of a linear / logarithmic converter 50 in FIG. 9 in order to supply the compressed data A′m, n. If, on the other hand, it is necessary to determine the value Am, i Am, i = SUP.Am, n exactly, e.g. B. to determine the ordinal number of the Doppler filter that has delivered this value Am, i, the input of the element 62 is fed with the data Am, n, and the output of this element is sent to a linear / logarithmic converter 64 coupled. It follows that the element which generates the ratio Rm is formed by an adder 63 ', which has a complement input.

Die Vorzüge der elektronischen Vorrichtung zur elektroni schen Gegenmaßnahme sind nun deutlicher ersichtlich: Der Pegel der Ausgangsdaten der Doppler-Filterbank ist in vollkommener Weise normiert und auf den Rauschsignalpegel des Empfängers bezogen, und die Erfassung der Echosignale von bewegten Ziele bleibt während der Unterbrechungen der Gegenmaßnahmesignale möglich.The advantages of the electronic device for electroni countermeasure are now more clearly visible: The The output data level of the Doppler filter bank is in perfectly normalized and to the noise signal level of the receiver, and the detection of the echo signals of moving targets remains during the interruptions of the Countermeasure signals possible.

Das besondere Anwendungsgebiet der elektronischen Gegenmaßnahme-Vorrichtung sind Radarsysteme zur Sichtdarstel lung von beweglichen Zielen (VCM), die bei Störung durch elektromagnetische Gegenmaßnahme-Signale betrieben werden müssen.The special field of application of electronic Countermeasures are radar systems for visual display development of moving targets (VCM) caused by interference electromagnetic countermeasure signals are operated have to.

Claims

1. Device for electronic interference suppression for coherent pulse radar receivers, with a matrix ( 3 a, 3 b, 3 c, 3 d) of distance fields and a subsequent Doppler filter bank ( 5 ), which forms a distance / speed matrix, whose fields contain the signal levels (Am, n) for each range / speed field of the radar system, which are compared to a target detection threshold, characterized in that it contains:

a) arithmetic circuits ( 6 ), which
- Check the signal level (Am, N / 2) supplied by the central element (FD N / 2) of the Doppler filter bank ( 5 ) and a data signal indicating the presence of continuous or discontinuous faults (BC / or B- / D) deliver when a number (L), which is greater than a reference value (Lo), exceeds a given threshold value (K₁µ _n-1 ) of the tested signal levels, and
- determine the mean value of the noise level (µ) of the radar receiver;
b) an operator circuit ( 62 ) which determines the highest value (SUP Am, n) among the signal levels of the range speed fields of each range window;
c) a computing circuit ( 61 ) which calculates the mean value (vm) from these signal levels;
d a divider circuit (63) n is the ratio (Rm) of the highest value (SUP Am) to the average value (the signal level calculated) vm);
e) and a switching device ( 72 ) which replaces the signal levels (Am, n) from the distance / speed fields by the mean value (µ) of the noise level if:
- The arithmetic circuits ( 6 ) indicate the presence of faults and
- The ratio (Rm) of the highest value to the mean of the signal levels is below a threshold value (V _s ).

2. Device according to claim 1, characterized in that a linear / logarithmic converter ( 50 ) between the output of the Doppler filter bank ( 5 ) and the inputs of the computing circuits ( 60 , 61 ) and the operator circuit ( 62 ) and the ent speaking input of the switching device ( 7 ) is arranged and a linear / logarithmic converter ( 64 ) is connected to the output of the operator circuit ( 62 ).