DE3250029C2

DE3250029C2 - Receiver input stage

Info

Publication number: DE3250029C2
Application number: DE19823250029
Authority: DE
Inventors: Heinz 7100 Heilbronn De Rinderle
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1982-03-22
Filing date: 1982-03-22
Publication date: 1992-12-10
Anticipated expiration: 2002-03-23

Abstract

The circuit e.g. for a TV tuner, has an amplifier (4) operating into a tuned network (5), mixing and oscillator stage (6) and an intermediate frequency amplifier (7) from which the output is amplified (13) and fed back to a regulating signal processing stage (10). The output of timed network (5) and IF amplifier (7) are both rectified (8,9) to provide inputs to the regulator stage that controls the frequency selective intermediate frequency amplifier (3).The first regulating loop (5) provides protection against unwanted over control of the mixing stage. The effective bandwidth is the same as that of the filter (5). The second loop (7) provides protection against frequency influencing of the oscillator by powerful signals.The bandwidth is less than the first loop

Description

Empfänger-Eingangsschaltungen mit einer Vorverstärker anordnung und einer nachgeschalteten Mischeranordnung, die über abstimmbare Selektionsmittel miteinander ver bunden sind und deren Gesamtverstärkung signalabhängig gesteuert bzw. geregelt wird, sind bekannt. Typische Beispiele dafür sind Eingangsschaltungen für Rundfunk und Fernsehempfänger. Bei diesen Schaltungen kommt es nach wie vor darauf an, einen günstigen Kompromiß zwi schen Klein- und Großsignalverhalten einerseits und geringen Fertigungskosten andererseits zu erzielen. Bei den bekannten Schaltungen versucht man dieses Problem im wesentlichen durch geeignete Wahl der aktiven Halb leiterbauelemente sowie mit Verstärkungsregelung zu lö sen. Bedingt ist dieses Problem durch die begrenzten Dynamikeigenschaften der passiven und aktiven Halblei terbauelemente wie Bipolartransistoren, Feldeffekttran sistoren und Dioden einschließlich Abstimmdioden.Receiver input circuits with a preamplifier arrangement and a downstream mixer arrangement, the ver via tunable selection means are bound and their overall gain is signal-dependent controlled or regulated are known. Typical Examples of this are input circuits for broadcasting and television receivers. It happens with these circuits still insists on a favorable compromise between small and large signal behavior on the one hand and to achieve low manufacturing costs on the other hand. At the known circuits try this problem essentially by appropriate choice of active half ladder components as well as with gain control sen. This problem is due to the limited Dynamic properties of the passive and active half lead terbauelemente such as bipolar transistors, field effect trans sistors and diodes including tuning diodes.

In der Siemens-Veröffentlichung "Halbleiter-Schaltbei spiele", 1972/73, Seiten 38 bis 43, sind Schaltungsbei spiele für FS-Tuner beschrieben, die die genannte Pro blematik betreffen. Das Blockschaltbild auf Seite 39 dieser Veröffentlichung zeigt z. B. den Aufbau eines VHF-/UHF-Eingangsteils für einen FS-Empfänger mit Ein gangshochpaßfilter, nachfolgendem PIN-Regelnetzwerk, Antennenweiche für VHF- und UHF-Eingangsteil, nichtge regelten Vorverstärkerstufen für VHF und UHF sowie z. B. mit je einem mit Varaktordioden abgestimmten Bandfilter zwischen Vorverstärker und nachgeschalteter Mischstufe. Die Verstärkungsregelung erfolgt von einem erhöhten Eingangssignalpegel über das PIN-Dioden-Regelnetzwerk, wobei das Regelsignal aus dem ZF-Teil des Empfängers gewonnen wird. Durch diese Art der Verstärkungsregelung können die Halbleiterbauelemente, im Beispiel Bipolar transistoren und Varaktordioden, vor stärkeren verzer rungsbildenden Signalaussteuerungen geschützt werden. Der grundsätzliche Vorteil einer derartigen Verstär kungssteuerung mit PIN-Dioden besteht darin, daß die PIN-Dioden des Regelnetzwerkes selbst praktisch keine Signalverzerrungen verursachen. Die bekannte Schaltung hat jedoch auch Nachteile. Einer der Nachteile besteht darin, daß mit der Regeldämpfung im gleichen Maße auch das Rauschmaß zunimmt, wodurch der Regeleinsatz nach möglichst großen Signalpegeln verschoben werden muß, um einen genügend großen Signal-/Störabstand bei stärkeren Signalen überhaupt zu erzielen. Ein anderer Nachteil ist der große Bauelementeaufwand für das Regelnetzwerk und der Regelleistungsbedarf. Bei der bekannten Schal tung wird zur Regelung der Verstärkung der Vorverstär kertransistor selbst verwendet. Dabei wird die Verstär kung durch Abwärtssteuerung des Kollektorstromes dieses Transistors heruntergeregelt. Nachteilig bei einer der artigen Verstärkerregelung ist jedoch die vom Regelzu stand abhängige, zum Teil starke Nichtlinearität, die wiederum Signalverzerrungen, u. a. Kreuz- und Intermo dulation verursacht.In the Siemens publication "Semiconductor Switching games ", 1972/73, pages 38 to 43, are circuit examples games for FS tuners described, the named Pro concern grammar. The block diagram on page 39 this publication shows e.g. B. building a VHF / UHF input section for an FS receiver with on high-pass filter, subsequent PIN control network, Antenna switch for VHF and UHF input section, not ge regulated preamplifier stages for VHF and UHF and z. B. each with a band filter tuned with varactor diodes between preamplifier and downstream mixer. The gain control takes place from an increased Input signal level via the PIN diode control network, the control signal from the IF part of the receiver is won. With this type of gain control can the semiconductor components, in the example bipolar transistors and varactor diodes, before stronger verzer tion-forming signal levels are protected. The basic advantage of such an amplifier Control with PIN diodes is that the PIN diodes of the control network itself practically none Cause signal distortion. The well-known circuit however, it also has disadvantages. One of the drawbacks is there in that with the control damping to the same extent the noise figure increases, whereby the regular use after the largest possible signal levels must be shifted to a sufficiently large signal-to-noise ratio with stronger ones To achieve signals at all. Another disadvantage is the large component effort for the control network and the control power requirement. In the well-known scarf device is used to regulate the gain of the preamplifier kertransistor itself used. The amplifier kung by downward control of the collector current this Transistor down regulated. A disadvantage of one of the like amplifier control, however, is from the rule was dependent, sometimes strong nonlinearity, the again signal distortion, u. a. Cross and intermo dulation causes.

In einer anderen Siemens-Veröffentlichung "Halbleiter schaltbeispiele" 1973/74, Seite 34, ist ein Schaltungs beispiel für den Eingangsteil eines UKW-Rundfunkempfän gers mit elektronisch abstimmbaren Selektionskreisen beschrieben. Hierbei wird ebenfalls eine Verstärkungs regelung mittels PIN-Dioden-Regelnetzwerk zwischen An tenneneingang auf dem ersten Selektionskreis angewandt. Die Gewinnung des Regelsignals wird danach aus dem ZF- Signal am Ausgang der Schaltung gewonnen, wobei empfoh len wird, den Regeleinsatz erst ab ca. 1 mV Nutzsignal einzustellen, um den maximalen Signal-/Rauschabstand zu erreichen. Diese Regelung hat die Aufgabe, eine durch negative äußere Einflüsse bedingte Übersteuerung der Schaltung zu verhindern. Ein Nachteil der bekannten Schaltung besteht darin, daß die Regelsignalgewinnung relativ zur Übertragungsbandbreite vom Signaleingang zum Mischer schmalbandig erfolgt. Dadurch besteht die Gefahr der Übersteuerung der Vor- und Mischstufe durch starke Signale, auf die die Schaltung nicht abgestimmt ist. Am gefährdetsten ist dabei die Mischstufe, wenn durch die Schmalbandigkeit der Regelsignalgewinnung keine oder oder nur eine ungenügende Verstärkungsabre gelung gegeben ist und ein oder mehrere starke Signale verstärkt und durch die große HF-Bandbreite bedingte geringe Selektion kaum geschwächt zur Mischstufe gelan gen. Aber auch die bei elektronischer Abstimmung ver wendeten Varaktordioden bewirken negative Einflüsse, wenn sie durch starke Signale beaufschlagt werden. So verursachen sie z. B. selbst Kreuz- und Intermodulation und können bei entsprechender Signalstärke und Signalfrequenz Kippschwingungen, verbunden mit starker Modulation der Nutzsignale bewirken.In another Siemens publication "Semiconductors switching examples "1973/74, page 34, is a circuit example of the front end of an FM radio receiver gers with electronically tunable selection circles described. This will also be a reinforcement control by means of a PIN diode control network between An entry was applied to the first selection circle. The control signal is then obtained from the IF Signal obtained at the output of the circuit, recommended len, the control use only from about 1 mV useful signal to set the maximum signal-to-noise ratio to reach. The purpose of this regulation is through negative external influences caused override of the To prevent circuit. A disadvantage of the known Circuit is that the control signal acquisition relative to the transmission bandwidth from the signal input to the mixer is narrowband. This means that Risk of overriding the pre and mixing stage strong signals that the circuit is not tuned to is. The mixing stage is most at risk if due to the narrowband nature of the control signal acquisition no or only insufficient reinforcement is given and one or more strong signals amplified and due to the large RF bandwidth poor selection hardly weakened to the mixing stage gen. But also the ver used varactor diodes cause negative influences, when they are hit by strong signals. So cause z. B. even cross and intermodulation and can with appropriate signal strength and Signal frequency tilting vibrations, combined with strong Effect modulation of the useful signals.

Dieser Effekt ist auf die dynamische Änderung der mitt leren Kapazität der Varaktordioden bei zunehmender an liegender Signalspannung zurückzuführen. Davon sind die Varaktordioden am Ausgang der Vorverstärkerstufe am meisten betroffen, wenn, wie oben erläutert, die Vor verstärkerstufe nicht oder nur ungenügend abwärtsge regelt ist. Auch wenn dabei noch keine Kippschwingungen auftreten, können bereits für ein empfangenes schwaches Nutzsignal aufgrund von dynamischen Kapazitätsänderun gen der Varaktordioden, Verstimmungen der Vorselek tionskreise auftreten, die das zum Mischer gelangende Nutzsignal abschwächen und dadurch den Störabstand des empfangenen Nutzsignals verschlechtern. Dieses Problem der Vorselektion mit Varaktordioden als Abstimmreaktan zen verstärkt sich noch, wenn versucht wird, bei etwa sonst gleichen Bedingungen, eine große Vorselektion zu erzielen, d. h. die Vorselektionskreise auf große Reso nanzgüte zu züchten, eine Maßnahme, die z. B. im Hin blick auf das durch die Mischstufe bedingte Großsignal verhalten wünschenswert wäre. Andererseits würde eine solche Maßnahme aber mögliche Störeffekte verstärken, weil bei gleicher Signalleistung, bedingt durch die größere Resonanzgüte, auch eine größere Signalspannung an den Varaktordioden auftritt.This effect is due to the dynamic change of the mitt capacitance of the varactor diodes with increasing lying signal voltage. Of which are Varactor diodes at the output of the preamplifier stage on most affected if, as explained above, the pre amplifier stage not or only insufficiently downward is regulated. Even if there is no tilting vibration can already occur for a received weak Useful signal due to dynamic capacity changes against the varactor diodes, detuning of the preselect tion circles occur that reach the mixer Attenuate the useful signal and thereby the signal-to-noise ratio of the received received signal deteriorate. This problem preselection with varactor diodes as tuning reactants zen intensifies when trying, at around otherwise same conditions, a large preselection too achieve, d. H. the preselection circles on large reso breeding quality, a measure that z. B. in the Hin view of the large signal caused by the mixer stage behavior would be desirable. On the other hand, one would such a measure, however, amplify possible interference effects, because with the same signal power, due to the greater resonance quality, also a larger signal voltage occurs on the varactor diodes.

Aus der DE-AS 25 21 387 und der DE-AS 21 26 136 sind HF-Eingangsschaltungen mit zu einem π-Glied verschalte ten PIN-Dioden bekannt. Dabei ist immer eine PIN-Diode im Signalweg zwischen Signaleingang und Verstärkertransistor angeordnet.From DE-AS 25 21 387 and DE-AS 21 26 136 are RF input circuits with interconnected to a π element ten PIN diodes known. There is always a PIN diode in the signal path between signal input and Amplifier transistor arranged.

Aus der DE-OS 24 54 187 und der DE-AS 11 66 274 ist es bekannt, bei einer HF-Eingangsstufe die Verstärkung mit einer PIN-Diode zu steuern. Dabei ist jedoch die PIN- Diode so angeordnet, daß der Eingang des Verstärker transistors nicht vor Übersteuerung durch zu große Ein gangssignale geschützt ist. It is from DE-OS 24 54 187 and DE-AS 11 66 274 known, the gain with an RF input stage to control a PIN diode. However, the PIN Diode arranged so that the input of the amplifier transistor not before overloading due to too large a is protected.

Aus der DE-OS 30 09 299 ist ein Hochfrequenzverstärker mit Verstärkungsregelung bekannt, bei dem die Verstär kungssteuerung am Eingang eines in Gate-Grundschaltung betriebenen Feldeffekttransistors erfolgt.From DE-OS 30 09 299 is a high frequency amplifier known with gain control, in which the gain Control at the input of a basic gate circuit operated field effect transistor takes place.

Die bekannte Schaltung weist einen Source-Elektroden- Vorspannungswiderstand auf, der eine Einstellung der Source-Vorspannung nahe der Pinch-off-Spannung bewirkt. Eine Stromquelle ist mit der Source-Elektrode des Feld effekttransistors mittels einer PIN-Diode verbunden. Ein Anwachsen des Stroms aus der Stromquelle als Reak tion auf eine Veränderung einer automatischen Verstär kungsregelungsspannung bewirkt einen erhöhten Stromfluß durch die Diode und dementsprechend durch den Vorspan nungswiderstand, wodurch die Spannung der Source-Elek trode erhöht und somit die Verstärkung des Verstärkers reduziert wird. Dasselbe Anwachsen des Stroms durch die Diode reduziert ihre dynamische Hochfrequenzsignalimpe danz und gestattet einen Nebenschluß des Hochfrequenz signals durch sie und durch einen Nebenschlußkondensa tor zur Erde.The known circuit has a source electrode Bias resistance on which is an adjustment of the Source bias causes close to the pinch-off voltage. A current source is with the source electrode of the field effect transistor connected by means of a PIN diode. An increase in power from the power source as a reak tion on a change of an automatic ampl Control voltage causes an increased current flow through the diode and accordingly through the bias resistance, which causes the voltage of the source elec trode increases and thus the gain of the amplifier is reduced. The same increase in current through the Diode reduces its dynamic high frequency signal ime danz and allows a shunt of the high frequency signals through them and through a shunt capacitor gate to earth.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfän gereingangsschaltung anzugeben, bei der ein großer Regelumfang erzielt wird, ohne daß das Rauschmaß zwi schen dem Vorstufentransistor und dem Reaktanznetzwerk wesentlich ansteigt. Diese Aufgabe wird durch eine Empfänger-Eingangsschaltung mit den Merkmalen des An spruchs 1 gelöst.The invention has for its object a recipient to specify input circuit in which a large Regular scope is achieved without the noise figure between between the pre-stage transistor and the reactance network increases significantly. This task is accomplished by a Receiver input circuit with the features of the An spell 1 solved.

Die Erfindung wird im folgenden an Beispielen erläu tert. In der zugehörigen Zeichnung zeigt:The invention is explained below using examples tert. In the accompanying drawing:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Empfängerein gangsschaltung gemäß der Erfindung Fig. 1 shows an embodiment of a receiver input circuit according to the invention

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel mit erweitertem, fest abgestimmtem Eingangsnetzwerk Fig. 2 shows an embodiment with an extended, firmly coordinated input network

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel mit erweitertem, ab stimmbaren Eingangsnetzwerk Fig. 3 shows an embodiment with an expanded, from tunable input network

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für den iterations freien Abgleich der Abstimmkreise Fig. 4 shows an embodiment for the iteration-free adjustment of the tuning circles

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel für die gemeinsame Abstimmung eines zweikreisigen Filters mit einer Doppelvaraktordiode. Fig. 5 shows an embodiment for the common tuning of a two-circuit filter with a double varactor diode.

Die Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfin dungsgemäßen Eingangsschaltung. Diese beinhaltet das Eingangsnetzwerk 3 mit den drei Reaktanzelementen (3a, 3b, 3c) und einer PIN-Diode 3d zur steuerbaren Signal abschwächung, die Vorverstärkerstufe 4 mit einem Bipo lartransistor 4b in Basisgrundschaltung, das abstimm bare Netzwerk 5 mit den Resonanzkreisen 16 und 17, die Misch- und Oszillatorstufe 6, das ZF-Filter 7 mit dem Resonanzkreis 18, die Gleichrichterschaltungen 8 und 9 und die Regelsignalaufbereitungsschaltung 10. Fig. 1 shows an embodiment of the input circuit to the invention OF INVENTION. This includes the input network 3 with the three reactance elements ( 3 a, 3 b, 3 c) and a PIN diode 3 d for controllable signal attenuation, the preamplifier stage 4 with a bipolar transistor 4 b in the basic circuit, the tunable network 5 with the Resonance circuits 16 and 17 , the mixer and oscillator stage 6 , the IF filter 7 with the resonance circuit 18 , the rectifier circuits 8 and 9 and the control signal conditioning circuit 10 .

Die in den Gleichrichterschaltungen 8 und 9 gewonnenen signalabhängigen Gleichsignale werden von einem Konden sator 21 geglättet und als Steuersignal einem gesteuer ten Shuntwiderstand im Schaltungsteil 10 zugeführt. Der Shuntwiderstand, der zwischen dem Schaltungspunkt 4h und Bezugspotential eingeschaltet ist, steuert den zur PIN-Diode 3d fließenden Gleichstrom, wobei die Summe der Ströme durch den Shuntwiderstand und durch die PIN Diode 3d gleich dem Betriebsstrom der Vorverstärker stufe 4 ist. Die Steuerung der PIN-Diode (Steuerelement für die Verstärkung) erfolgt daher durch die vom Shunt widerstand bestimmte Aufteilung des Betriebsstromes auf die PIN-Diode und den Shuntwiderstand. Diese Art der Verstärkungssteuerung hat den Vorteil, daß bei Verstär kungsregelung der Betriebsstrom der Gesamtschaltung sich praktisch kaum ändert und keine wesentliche, zu sätzliche Regelleistung erforderlich ist. Ein weiterer Vorteil dieser Art der Verstärkungsregelung mit der nahezu konstanten Betriebsleistung bei Regelung besteht darin, daß, bei Integration der Regelschaltung mit anderen Schaltungsteilen keine wesentlichen Temperaturänderungen in der integrierten Schaltung beim Regelvorgang auftreten. Der Vorteil der PIN-Diodenrege lung im Eingangsnetzwerk 3 vor dem 1. verzerrungsbil denden Element (4b) besteht darin, daß bei Regelung alle verzerrungsbildenden Bauelemente der Schaltung vor Signalübersteuerung geschützt werden können. Weiterhin bietet die erfindungsgemäße Regelschaltung mittels PIN Diode den Vorteil, daß das nachgeschaltete Verstärker element vor Hochspannungs-Entladestößen der Antenne ge schützt wird.The signal-dependent direct signals obtained in the rectifier circuits 8 and 9 are smoothed by a capacitor 21 and supplied as a control signal to a controlled shunt resistor in the circuit part 10 . The shunt resistor, which is switched on between the switching point 4 h and the reference potential, controls the direct current flowing to the PIN diode 3 d, the sum of the currents through the shunt resistor and through the PIN diode 3 d being the operating current of the preamplifier stage 4 . The control of the PIN diode (control element for the amplification) is therefore carried out by the distribution of the operating current determined by the shunt between the PIN diode and the shunt resistor. This type of gain control has the advantage that the operating current of the overall circuit hardly changes in gain control, and no significant additional control power is required. Another advantage of this type of gain control with the almost constant operating power in control is that when the control circuit is integrated with other circuit parts, no significant temperature changes occur in the integrated circuit during the control process. The advantage of PIN diode regulation in the input network 3 before the first distortion-forming element ( 4 b) is that all distortion-forming components of the circuit can be protected from signal overload when controlled. Furthermore, the control circuit according to the invention by means of a PIN diode has the advantage that the downstream amplifier element is protected against high-voltage discharge impulses of the antenna.

Da im allgemeinen Gleichrichterschaltungen selbst Si gnalverzerrungen erzeugen (z. B. Intermodulation), ist es zweckmäßig, die Gleichrichterschaltungen 8 und/oder 9 so auszubilden, daß die gegebenenfalls entstehenden Signalverzerrungen nicht auf die Eingangsschaltung zu rückwirken. Dies kann z. B. durch einen Trennverstärker oder ein Verstärkerelement, der (das) zwischen der gleichzurichtenden Signalspannung und der die Verzer rungen bildenden Gleichrichterschaltung angeordnet ist, erreicht werden.Since generally rectifier circuits themselves produce signal distortions (e.g. intermodulation), it is expedient to design the rectifier circuits 8 and / or 9 in such a way that the signal distortions which may arise do not have an effect on the input circuit. This can e.g. B. by an isolation amplifier or an amplifier element, which (which) is arranged between the rectified signal voltage and the distortion-forming rectifier circuit can be achieved.

In manchen Anwendungsfällen ist es zweckmäßig, die Glättung des Regelsignals durch den Kondensator 21 so vorzunehmen, daß der Kondensator 21 sich schnell auf den Wert auflädt, der dem höchsten Wert des Signalpe gels entspricht, und relativ langsam dem abfallenden Signalpegel folgt. Damit wird die größere Störbefreiung durch die Regelschaltung erreicht, wenn starke, ampli tudenmodulierte Störsignale vorliegen und die Gefahr der Übersteuerung durch die Spitzenamplituden gegeben ist und diese Gefahr durch eine nur auf den arithmeti schen Mittelwert reagierende Regelschaltung nicht ver mieden werden kann.In some applications, it is useful to make the smoothing of the control signal by the capacitor 21 so that the capacitor 21 quickly charges to the value that corresponds to the highest value of the signal level, and follows the falling signal level relatively slowly. The greater interference relief is achieved by the control circuit when there are strong, amplitude-modulated interference signals and there is a risk of overdriving by the peak amplitudes, and this risk cannot be avoided by a control circuit which only reacts to the arithmetic mean value.

In einer Weiterbildung des Eingangsnetzwerkes zeigt die Fig. 2 die Verwendung einer zweiten PIN-Diode 3e und eines erweiterten Reaktanznetzwerks mit den zusätzli chen Reaktanzen 3f bis 3k. Die PIN-Dioden wirken hier bei gleichstrommäßig in Reihe und dämpfen mit zunehmen dem, durchfließenden Steuerstrom zum einen die Serien resonanz der Reaktanzkombination 3a, 3b und zum anderen die Parallelresonanz des aus den Reaktanzen 3f und 3g gebildeten Parallelschwingkreises. Die Serien- bzw. Parallelresonanzfrequenz der genannten Reaktanz kombinationen sind dabei gleich der Mittenfrequenz des zu übertragenden Signalfrequenzbandes. Die Kondensato ren 3h und 4f stellen für die Signalfrequenz praktisch Kurzschlüsse dar. Mit der Reaktanz 3j wird im vorgege benen Beispiel eine Abwärtstransformation des am An schluß 2 angeschalteten Signalquellenwiderstandes zum Verstärkerelement 4b (Anschluß 4a) erreicht. Der Vor teil dieses Eingangsnetzwerkes, im Vergleich zu dem nach Fig. 1, ist der größere, erreichbare Regelumfang und die höhere Selektivität der Eingangsschaltung ge genüber den Nachbarsignalfrequenzbändern.In a further development of the input network, FIG. 2 shows the use of a second PIN diode 3 e and an expanded reactance network with the additional reactances 3 f to 3 k. The PIN diodes act here in series with direct current and attenuate with increasing flow of the control current on the one hand the series resonance of the reactance combination 3 a, 3 b and on the other hand the parallel resonance of the parallel resonant circuit formed from the reactances 3 f and 3g. The series or parallel resonance frequency of the reactance combinations mentioned are equal to the center frequency of the signal frequency band to be transmitted. The capacitors 3 h and 4 f are practically short circuits for the signal frequency. With the reactance 3 j, a downward transformation of the signal source resistor connected to the connection 2 to the amplifier element 4 b (connection 4 a) is achieved in the example given. The part before this input network, compared to that of FIG. 1, is the larger, achievable scope of control and the higher selectivity of the input circuit compared to the neighboring signal frequency bands.

Eine weitere Weiterbildung des Eingangsnetzwerkes zeigt Fig. 3. Zwischen der Klemme 2 und der Signaleingangs klemme 2a ist ein abstimmbarer Selektionskreis mit den Elementen 3e bis 3n eingeschaltet. Diese Schaltung hat den Vorteil der höheren Selektion, wobei bei Regelung eine starke Dämpfung des abstimmbaren Selektionskreises vermieden wird. Die gewünschte Quellenimpedanz für die Ansteuerung des Vorverstärkertransistors im ungeregel ten Zustand wird z. B. durch die Wahl der Anzapfung der Reaktanz 3e oder durch eine entsprechend bemessene Kop pelspule eingestellt. Allen Eingangsnetzwerkschaltungen nach den Fig. 1 bis 3 ist gemeinsam, daß bei Rege lung (Signaldämpfung am Eingang) die Quellenimpedanz für den in Basisgrundschaltung arbeitenden Vorverstär kertransistor 4b ansteigt. Dadurch wird die Regelwir kung durch die damit zunehmende Stromgegenkopplung ver stärkt ohne wesentliche Zunahme des Rauschmaßes bei Re gelung. Dies wird durch die am Verbindungspunkt der Reaktanzen 3a und 3b einwirkende PIN-Diode, deren Widerstand gesteuert wird, bewirkt.A further development of the input network is shown in FIG. 3. Between the terminal 2 and the signal input terminal 2 a, a tunable selection circuit with the elements 3 e to 3 n is switched on. This circuit has the advantage of higher selection, with strong damping of the tunable selection circuit being avoided in regulation. The desired source impedance for driving the preamplifier transistor in the ungeregel th state is z. B. set by the choice of the tap of the reactance 3 e or by an appropriately dimensioned Kop pelspule. All input network circuits according to FIGS . 1 to 3 have in common that with Rege treatment (signal attenuation at the input) the source impedance for the basic amplifier pre-amplifier transistor 4 b increases. As a result, the control effect is strengthened by the increasing current negative feedback without a substantial increase in the noise figure during control. This is caused by the PIN diode acting at the connection point of the reactances 3 a and 3 b, the resistance of which is controlled.

In Fig. 4 ist das abstimmbare Netzwerk einer Ausfüh rungsform der Erfindung gezeigt, bei der das mit Va raktordioden abstimmbare Netzwerk 5 mit den Schwing kreisen 16 und 17 und des Oszillatorkreises eine ge trennte Versorgung und Einstellung der Abstimmspannung für die Varaktordioden aufweist. Diese Schaltung ermög licht einen iterationsfreien Abgleich aller abstimm baren Abstimmkreise der Empfängereingangsschaltung. Die Schaltung funktioniert wie folgt. Die vom Abstimmspan nungsgenerator 28 (z. B. eine PLL-Schaltung) erzeugte Stellgröße wird bei minimal vorgegebener Abstimmfre quenz mittels der Oszillatorkreisspule auf die mini male, vorgegebene Abstimmspannung 27 abgeglichen. Da nach werden die Spulen 16c und 17c auf maximale Ver stärkung des Empfängereingangsteils bei minimaler Si gnalfrequenz abgeglichen (L-Abgleich). Bei der oberen Abstimmfrequenz und Singalfrequenz des Übertragungsban des erfolgt danach der sogenannte C-Abgleich mit den Potentiometern 23, 24 und 25 in der Reihenfolge: 25 (Einstellung der oberen Abstimmspannung) und 23 und 24 (maximale Verstärkung). In einer Ausführungsform der Erfindung kann einer der Spannungsteiler für den Ab gleich auch ein fester Spannungsteiler sein, so z. B. der Teiler 25 für den Oszillatorkreis. Der C-Abgleich der Schwingkreise 16 und 17 zueinander ist dann erfor derlich, wenn die Varaktordioden keine genügend gleiche C-(U)-Kennlinie aufweisen. Das gilt auch für den Fall der Verwendung von Einzeldioden anstelle der in Fig. 4 angegebenen Doppeldioden.In Fig. 4 the tunable network of an embodiment of the invention is shown, in which the tunable with Va raktordioden network 5 with the resonant circuits 16 and 17 and the oscillator circuit has a separate supply and adjustment of the tuning voltage for the varactor diodes. This circuit enables an iteration-free adjustment of all tunable tuning circuits of the receiver input circuit. The circuit works as follows. The manipulated variable generated by the tuning voltage generator 28 (e.g. a PLL circuit) is adjusted to the minimum predetermined tuning voltage 27 by means of the oscillator circuit coil at a minimum predetermined tuning frequency. Then after the coils 16 c and 17 c are adjusted to the maximum gain of the receiver input part at a minimum signal frequency (L-adjustment). At the upper tuning frequency and signal frequency of the transmission band, the so-called C-adjustment takes place with the potentiometers 23 , 24 and 25 in the order: 25 (setting of the upper tuning voltage) and 23 and 24 (maximum amplification). In one embodiment of the invention, one of the voltage dividers for the Ab can also be a fixed voltage divider, for. B. the divider 25 for the oscillator circuit. The C-balancing of the resonant circuits 16 and 17 to each other is required if the varactor diodes do not have a sufficiently identical C (U) characteristic. This also applies to the case of using single diodes instead of the double diodes shown in FIG. 4.

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform des abstimmbaren Netzwerkes 5 mit einer einzigen Doppeldiode, die mit der Induktivität 16c, bzw. 17c den Schwingkreis 16 bzw. 17 bildet und die mittels einer einzigen, gemessenen Abstimmspannung versorgt wird. Die Kopplung der Schwingkreise erfolgt hierbei induktiv, wobei der Kon densator 29 im wesentlichen einen HF-Kurzschluß dar stellt. Der Vorteil dieser Ausführungsform des abstimm baren Netzwerkes besteht darin, daß eine große Gleich heit der C-(U)-Kennlinie der Varaktordioden erwartet werden kann. In diesem Fall ist eine getrennte Einstel lung der Abstimmspannung nicht erforderlich. Fig. 5 shows an embodiment of the tunable network 5 with a single double diode, the c with the inductor 16, or 17 c of the oscillating circuit 16 and 17 forms, and which is powered by a single, measured tuning voltage. The coupling of the resonant circuits takes place inductively, the capacitor 29 being essentially an RF short-circuit. The advantage of this embodiment of the tunable network is that a large equality of the C- (U) characteristic of the varactor diodes can be expected. In this case, separate adjustment of the tuning voltage is not necessary.

Claims

1. Receiver input circuit with a preamplifier stage ( 4 ) and a mixer stage ( 6 ) and with a first and second control loop for gain control, in which the control signal for the first control loop is derived from the intermediate frequency signal and the control signal for the second control loop before Mixing stage ( 6 ) is removed and in which both control signals ( 14 ) are supplied to the upstream of the mixing stage circuit part ( 10 ), one or more PIN diodes ( 3 d, 3 e) are provided for controlling the amplification, characterized in that the two control signals to a controlled shunt resistor (10) applied to the result that the sum of the currents resistor (10) and through the PIN diode (s) (d 3, 3 e) through the shunt similar to the operation flow of the in Basic basic circuit be driven transistor ( 4 b) of the preamplifier stage ( 4 ) and that the PIN diode (s) ( 3 d, 3 e) is arranged in the reactive network ( 3 ) (are) that di e source impedance for the pre-stage transistor ( 4 b) increases with downward regulation of the gain.

2. Receiver input circuit according to claim 1, characterized in that a tunable network ( 5 ) is provided for signal preselection and that the control signal for the second gain control loop is taken from the output of the tunable network ( 5 ).

3. Receiver input circuit according to claim 2, characterized in that the tunable network ( 5 ) between the preamplifier stage ( 4 ) and the mixer stage ( 6 ) is arranged.

4. Receiver input circuit according to claim 1, characterized in that the control signal for the second gain control loop Ver the output of the preamplifier stage ( 4 ) is removed.

5. Receiver input circuit according to one of the claims 1 to 4, characterized in that the signal on speech thresholds at which the control loops respond, are different.

6. Receiver input circuit according to one of the claims 1 to 5, characterized in that the control loops have different frequency bandwidths at which they are effective.

7. Receiver input circuit according to claim 6, characterized characterized in that the frequency bandwidth of the second Control loop is greater than the frequency bandwidth of the first control loop.

8. Receiver input circuit according to one of the claims 1 to 7, characterized in that the response threshold of the second control loop is higher than the on speech threshold of the first control loop.

9. Receiver input circuit according to one of claims 1 to 8, characterized in that the control current for the PIN diodes is derived from the operating current of the preamplifier stage ( 4 ).

10. Receiver input circuit according to one of Ansprü che 1 to 9, characterized in that rectifier circuits ( 8 , 9 ) are provided for control signal generation and that these rectifier circuits are so formed that they cause as far as possible no signal distortion in the signal path of the input circuit.