DE3243706C1

DE3243706C1 - ECL-TTL signal level converter

Info

Publication number: DE3243706C1
Application number: DE19823243706
Authority: DE
Inventors: Claude 8000 München Barré
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1982-11-25
Filing date: 1982-11-25
Publication date: 1984-03-22

Abstract

In an ECL-TTL signal level converter having two supply voltages which have opposite signs with respect to a reference potential, it is achieved in accordance with the invention that the feed current flowing to the connection of one supply voltage (-VEE) for feeding an input differential amplifier only depends on the other supply voltage (Vcc) which is determining for the signal levels of the output signals. For this purpose, a current depending on the first supply voltage (-VEE) is superimposed on the shunt current of a voltage divider for determining a base potential also determining the amplitude of the feed current, in such a manner that the influence of the first supply voltage (-VEE) on the feed current is eliminated. <IMAGE>

Description

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält nur die für das Verständnis der Erfindung wesentlichen Bauelemente des bereits eingangs erwähnten bekannten ECL-TTL-Wandler (MC 10125). Ein Differenzverstärker aus zwei emittergekoppelten Transistoren T1, TZ wird über die Eingänge E und E durch zwei komplementäre ECLrSignale mit den typischen Signalpegel'n von etwa -0,8 V und -1,6 V gegen ein Bezugspotential GND angesteuert. Zwischen den Kollektoren der Transistoren TI, T2 und dem Anschluß für eine gegen das Bezugspotential GND positiven Versorgungsspannung Vcc (im allgemeinen +5 V) sind Kollektorwiderstände R 1, R 2 eingefügt. Mit den an den Kollektoren der Transistoren abgegriffenen, gleichfalls komplementären Ausgangssignalen des Differenzverstärkers werden die Transistoren T3, T4 eines Gegen- taktausgangsverstärkers gesteuert, dessen Aufbau für -TTL-Schaltnetze typisch ist. The circuit arrangement according to FIG. 1 contains only that for understanding of the invention essential components of the already mentioned known ECL-TTL converter (MC 10125). A differential amplifier made up of two emitter-coupled Transistors T1, TZ are connected to inputs E and E by two complementary ECL signals with the typical signal levels of about -0.8 V and -1.6 V against a reference potential GND driven. Between the collectors of the transistors TI, T2 and the connection for a supply voltage Vcc (generally +5 V) collector resistors R 1, R 2 are inserted. With the on the collectors of the Transistors tapped, likewise complementary output signals of the differential amplifier the transistors T3, T4 of a counter- clock output amplifier controlled, the structure of which is typical for -TTL switching networks.

Am Verbindungspunkt der Emitter der beiden Transistoren T1, T2 des Differenzverstärkers wird ein Strom leingespeist, der von einer aus einem Transistor T5 und seinem zugehörigen Emitterwiderstand R3 bestehenden Konstantstromquelle geliefert wird. Der Emitterwiderstand R3 ist einseitig mit dem Anschluß für eine gegen das Bezugspotential GND negative Versorgungsspannung - VEE (im allgemeinen -5 V) verbunden. At the connection point of the emitters of the two transistors T1, T2 of the Differential amplifier a current is fed in from a transistor T5 and its associated emitter resistor R3 supplied to the existing constant current source will. The emitter resistor R3 is on one side with the connection for one against the Reference potential GND negative supply voltage - VEE (generally -5 V) connected.

Es ist bekannt, daß der Strom Im wesentlichen von der Größe des Emitterwiderstands R 3 und von der an der Basis des Stromquellentransistors T5 anliegenden Spannung gegen den emitterseitigen Anschluß der Versorgungsspannung -VEE abhängt. Die Basisspannung für den Stromquellentransistor T5 wird am Emitter eines als Emitterfolger betriebenen weiteren Transistors T6 mit einem Emitterwiderstand R 4 abgenommen. Die Höhe dieser Spannung ist somit wieder von der Spannung an der Basis des weiteren Transistors T6 bestimmt, die ihrerseits mit Hilfe eines Spannungsteilers aus den Widerständen R5 und R6 und aus den Dioden D1, D 2 von der Versorgungsspannung - VEE abgeleitet ist. Die Dioden D 1, D 2, deren Schwellenspannung UE von der Temperatur abhängig ist, dienen zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellenspannung der Transistoren T5 und T6, so daß der Speisestrom 1 mindestens weitgehend temperaturunabhängig wird. It is known that the current depends essentially on the size of the emitter resistance R 3 and the voltage applied to the base of the current source transistor T5 depends on the emitter-side connection of the supply voltage -VEE. The base voltage for the current source transistor T5, one is operated as an emitter follower at the emitter further transistor T6 with an emitter resistor R 4 removed. The amount of this The voltage is thus again the same as the voltage at the base of the further transistor T6 is determined, in turn, with the help of a voltage divider from the resistors R5 and R6 and derived from the diodes D1, D 2 from the supply voltage - VEE is. The diodes D 1, D 2, whose threshold voltage UE depends on the temperature are used to compensate for the temperature dependence of the base-emitter threshold voltage of the transistors T5 and T6, so that the supply current 1 is at least largely independent of temperature will.

Aus den vorstehenden Ausführungen wird klar, daß der Speisestrom lallein von der negativen Versorgungsspannung - VEE abhängt, was im übrigen auch aus der Fig. 1 ohne weiteres ersichtlich ist. Änderungen der Versorgungsspannung - VFE beeinflussen somit den Speisestrom L Der erfindungsgemäße ECL-TTL-Wandler nach Fig. 2 stimmt in bezug auf den Aufbau des Differenzverstärkers und des Gegentakt-Ausgangsverstärkers mit dem Wandler nach Fig. 1 überein. Die betreffenden Bauelemente sind daher mit gleichen Bezugszeichen versehen. Eine nochmalige Beschreibung der genannten Schaltungsteile erübrigt sich. From the above it is clear that the supply current l only depends on the negative supply voltage - VEE, which, by the way, also from Fig. 1 is readily apparent. Changes in the supply voltage - VFE thus influence the supply current L The ECL-TTL converter according to the invention according to Fig. 2 is true with respect to the structure of the differential amplifier and the push-pull output amplifier with the converter according to FIG. The components in question are therefore with provided with the same reference numerals. Another description of the circuit parts mentioned unnecessary.

Eine teilweise Ubereinstimmung besteht auch bei den Schaltungsanordnungen für die Erzeugung der Speiseströme Ibzw. I. Sie betrifft die Transistoren T5 und T6 sowie deren Emitterwiderstände R 3 und R 4. There is also a partial agreement in the circuit arrangements for the generation of the feed streams Ibzw. I. It concerns the transistors T5 and T6 and their emitter resistors R 3 and R 4.

Ebenfalls gleich ist auch noch der eine aus dem Widerstand R 6 und den Dioden D1, D 2 bestehende Zweig des Spannungsteilers zur Ableitung der Basisspannung für den Transistor T6 ausgebildet Dagegen liegt ein Widerstand R 7, der den zweiten Zweig dieses Spannungsteilers bildet, der bei Schaltungsanordnung nach Fig. 2 an der positiven Versorgungsspannung Vcc. Die Basis des zweiten Transistors T6 ist ferner noch mit dem Kollektor eines dritten Transistors T7 verbunden, dessen Emitter über einen Emitterwiderstand R 8 an der negativen Versorgungsspannung - VEE liegt. Die Basisspannung für den dritten Transistor T7 wird ebenfalls mit Hilfe eines Spannungsteilers aus einem Widerstand R 9 und den Dioden D 3 bis D5 einerseits und aus einem Widerstand R10 und den Dioden D 6, D 7 andererseits von der negativen Versorgungsspannung - VEE abgeleitet. The one from resistor R 6 and is also the same the diodes D1, D 2 existing branch of the voltage divider for deriving the base voltage designed for the transistor T6 On the other hand, there is a resistor R 7, which is the second Branch of this voltage divider forms the circuit arrangement according to FIG the positive supply voltage Vcc. The base of the second transistor T6 is also with the collector of a third transistor T7 connected, its emitter is connected to the negative supply voltage - VEE via an emitter resistor R 8. The base voltage for the third transistor T7 is also calculated using a voltage divider from a resistor R 9 and the diodes D 3 to D5 on the one hand and from a resistor R10 and the diodes D 6, D 7 on the other hand from the negative supply voltage - VEE derived.

Mit der erfindungsgemäßen Ausbildung der Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Speisestroms I* zur Speisung des Differenzverstärkers mit den emittergekoppelten Transistoren T1, T2 ergeben sich unter Vernachlässigung der sehr kleinen Basisströme folgende Beziehungen, die aus Fig. 2 ohne weiteres erkennbar sind. With the design of the circuit arrangement according to the invention for Generation of the supply current I * for supplying the differential amplifier with the emitter-coupled Transistors T1, T2 result from neglecting the very small base currents the following relationships, which can be easily recognized from FIG. 2.

11 Vcc+ VE (1) I2~VEE. (2) Da die Basisspannung für den dritten Transistor T7 proportional zum Strom 12 und der Kollektorstrom 13 dieses Transistors seinerseits proportional zur Basisspannung ist, gilt I3~VEE (3) Für den durch den Widerstand R 6 und die Dioden D 1, D 2 fließenden Differenzstrom 14 ergibt sich 14=11-13. (4) Analog zu der Beziehung (3) erhält man I*~I4 (5) Mit der Einführung von Proportionalitätsfaktoren ergibt sich 11 = k1(VCC+ VEE), (la) 13 = k2 VENE. (3a) Mit (4) und (5) folgt daraus 1* = k1(VCC+ VEE) - k2 VEE. (6) Aus der Gleichung (6) ist ersichtlich, daß der Speisestrom I* für kl = k2, wie erwünscht, nicht mehr von der negativen Versorgungsspannung - VEE abhängt. Die Gleichheit der Proportionalitätsfaktoren kann durch eine geeignete Bemessung der Widerstände R3, R4 und R 6 bis R 10 tatsächlich erreicht werden, wie im folgenden gezeigt wird. Dabei wird gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 zunächst eine Verallgemeinerung insofern eingeführt, als anstelle der Dioden D1, 1)2 eine Serienschaltung von x Dioden, anstelle der Dioden D 3 bis D 5 eine Serienschaltung von y Dioden und anstelle der Dioden D 6, D 7 eine Serienschaltung von z Dioden zugrundegelegt wird. Damit ergibt sich mit einer Dioden-Anlaufsspannung 9 1 [R10 I3 =(VEE - yUD - zUD) + zUD - UD], R8 R9+R10 1 R6-R6.R I* = [(VCC + VEE - xUD) - I3 + (x-2)UD] R3 R6+R7 R6+R7 R6+VEE.R6(1-R7.R10) = Vcc + VEE R3(R6+R7) R3(R6+R7) R8(R9+R10) R6[(y+z)R7.R10-x-(z-1)R7+(x-2)(R7+R7)] + UD - x -R3(R6+R7) R8(R9+R10) R8 R6 Es ist sofort erkennbar, daß der Einfluß der negativen Vresorgungsaspannung -VEE für R7.R10= 1 - = 0 oder R7.R10=R8(R9+R10) (7) R8(R9+R10) verschwindet. 11 Vcc + VE (1) I2 ~ VEE. (2) As the base voltage for the third transistor T7 proportional to the current 12 and the collector current 13 of this transistor in turn is proportional to the base voltage, I3 ~ VEE (3) applies to the through the resistor R 6 and the diodes D 1, D 2 flowing differential current 14 results in 14 = 11-13. (4) Analogous to relation (3) one obtains I * ~ I4 (5) with the introduction of proportionality factors the result is 11 = k1 (VCC + VEE), (la) 13 = k2 VENE. (3a) With (4) and (5) it follows 1 * = k1 (VCC + VEE) - k2 VEE. (6) From equation (6) it can be seen that the supply current I * for kl = k2, as desired, no longer depends on the negative supply voltage - VEE depends. The equality of the proportionality factors can be achieved by a suitable Sizing the resistors R3, R4 and R 6 to R 10 can actually be achieved as shown below. Compared to the embodiment according to FIG. 2 initially introduced a generalization insofar as instead of the diodes D1, 1) 2 a series connection of x diodes, instead of diodes D 3 to D 5 a series connection of y diodes and instead of diodes D 6, D 7 a series connection of z diodes is taken as a basis. With a diode starting voltage 9 1 [R10 I3 = (VEE - yUD - zUD) + zUD - UD], R8 R9 + R10 1 R6-R6.R I * = [(VCC + VEE - xUD) - I3 + (x-2) UD] R3 R6 + R7 R6 + R7 R6 + VEE.R6 (1-R7.R10) = Vcc + VEE R3 (R6 + R7) R3 (R6 + R7) R8 (R9 + R10) R6 [(y + z) R7.R10-x- (z-1) R7 + (x-2) (R7 + R7)] + UD - x -R3 (R6 + R7) R8 (R9 + R10) R8 R6 It can be seen immediately that the influence of the negative supply voltage -VEE for R7.R10 = 1 - = 0 or R7.R10 = R8 (R9 + R10) (7) R8 (R9 + R10) disappears.

Soll darüber hinaus auch der Einfluß der von der Umgebungstemperatur abhängigen Dioden-Anlaufspannung UD wegfallen, dann muß der mit UD multiplizierte, in eckige Klammern gesetzte Term zu null werden. Es ist zweckmäßig, x = 2 zu wählen, weil damit schon die Abhängigkeit vom Widerstand R 7 eliminiert wird. Mit der oben angegebenen Bedingung (7) für das Verschwinden des Einflusses der negativen Versorgungsspannung -VEEauf den Speisestrom I*ergibt sich R7 y+z-2-(z-1) = 0 (8) R8 Setzt man ferner in Übereinstimmung mit dem Ausführungsbeispiel nach Fig.2 y = 3 und z = 2, dann erhält man R7 ~ OoderR7=3R8. Should also be the influence of the ambient temperature dependent diode start-up voltage UD, then the multiplied by UD, term in square brackets become zero. It is useful to choose x = 2, because this already eliminates the dependency on the resistor R 7. With the one above specified condition (7) for the disappearance of the influence of the negative supply voltage -VEE on the supply current I * results in R7 y + z-2- (z-1) = 0 (8) R8 If one also sets in accordance with the embodiment of Figure 2 y = 3 and z = 2, then one obtains R7 ~ OorR7 = 3R8.

R8 Damit ergibt sich aus der Gleichung (7) R9=2R10 -L e e r s e i t e- -L e e r s e i t e- R8 Thus, from equation (7), R9 = 2R10 -L e e r s e i t e- -L e e r s e i t e-

Claims

Claims: 1. ECL-TTL signal level converter with one through ECL signals controlled differential amplifier, with one connected to the differential amplifier Push-pull output stage for outputting TTL signals and with a circuit arrangement to generate an impressed supply current (I *) for the differential amplifier, consisting of a first transistor (75) whose collector current is equal to the supply current (I *) whose emitter is connected to the terminal via a first emitter resistor (R3) a first supply voltage (- VEE) negative to a reference potential (GND) according to the supply voltage of the ECL switch and its base with the emitter of a second transistor (T6) is connected, the emitter of the second transistor (T6) also via a second emitter resistor (R4) with the Terminal of the first supply voltage (-VEE) is connected and between the base of the second transistor (T6) and the connection of the first supply voltage (-VEE) the series circuit of a first divider resistor (R 6) and two diodes (DI, D2) is arranged, characterized by the following features: a) The base of the second transistor (T6) - is also via a second divider resistor (R'7) with the connection of a second supply voltage (VCC) positive to the reference potential (6D) according to the supply voltage of TTL switching elements and via the collector-emitter path of a third transistor (T7) and one assigned to the third transistor (T7) 4 third emitter resistor (R8) 8); with the connection of the first supply voltage (- VEE) connected to the base of the third transistor (T7> 'via a Series connection of y diodes (D3 to D5) and a third partial resistor (R9) with the reference potential: as well as via a% series connection of zDiodes (D6, D7) and a fourth divider resistor (R10) to the connection of the first supply voltage (-VEE) connected, c) the product of the second divider resistance (R7) and the fourth Divider resistance (R10) is equal to the product of the third emitter resistance (R8) and the sum of the third and fourth divider resistance (R9 + R10).

2 ECL-TTL signal level converter according to claim 1, characterized in that that in series with the third divider resistor (R9) y = 3 diodes (D3 to D-5) - and in series with the fourth divider resistor (RIO) z = 2 diodes (D 6, - D7) are.

The invention relates to an ECUTTL signal level converter according to the preamble of claim I.

ECL-TTL signal level converter, hereinafter referred to as ECL-TTL converter designated, have the task of transmitting signals from ECL switching networks with the for them characteristic signal swing in signals for controlling TTL switching networks with a to transform other typical signal swing. It is important here, however, that in ECL switching networks usually the positive pole of a first supply voltage source that is grounded Reference potential forms, while for TTL switching networks the negative pole of a second Supply voltage source serves as a reference potential. Such an ECL-TTL converter is available as an integrated module under the designation MC 10 125, for example. (Compare data sheet MC 10125 Motorola Inc Semiconductor Products Division, Phoenix, Arizona, USA, MECL Integrated Circuits Vol 4, 1974.) With opposing tolerances the two supply voltages Vcc and -VEE against the reference potential can cause difficulties occur, which result in reduced signal-to-noise ratios and as a result of non-linear effects express in increased runtimes The reason for this lies in the use of a impressed current dependent on the negative supply voltage for generation a signal swing dependent on the positive supply voltage.

Another ECL-TTL (signal level converter) is described in DE-OS 30 24 274 known. The circuit part for generating the supply current for the input differential amplifier is designed similarly to the MC 10125 module. To avoid damage or destruction of the transistors of the push-pull output stage in the event of strong deviations the supply voltages from their setpoints is in accordance with the circuit arrangement DE-OS 30 24 274 provided a protective circuit that the adverse effect of Deviations in the supply voltages largely eliminated, in particular their emergence a current flow simultaneously through both transistors of the push-pull output stage prevented.

The invention is based on the object of an ECL-TTL signal level converter indicate where the person responsible for the production of a; on the positive supply voltage related output signal, the decisive impressed current also only from this Supply voltage depends, so that the output stage of the converter from fluctuations the negative supply voltage of the ECL switching networks is not influenced. These The object is achieved by the characterizing features of claim 1.

An embodiment of the invention will now be described. In the accompanying drawing, FIG. 1 shows a known ECL-TTL converter, FIG. 2 an ECL-TTL converter according to the invention.