DE3123426C2

DE3123426C2 -

Info

Publication number: DE3123426C2
Application number: DE19813123426
Authority: DE
Inventors: Gerard Trelaze Fr Rilly; Erich Meylan Fr Geiger
Original assignee: Thomson-Brandt SA
Current assignee: Thomson-Brandt SA
Priority date: 1980-06-13
Filing date: 1981-06-12
Publication date: 1991-10-24
Also published as: HK61489A; GB2078035B; DE3123426A1; GB2078035A; FR2484752A1; FR2484752B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Stummschaltanordnung für Fernseh empfänger nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, die es ermöglicht, automatisch den Ton an einem Fernsehempfänger zu unterdrücken, wenn dieser keine Fernsehsendung empfängt.The invention relates to a mute arrangement for television Receiver according to the preamble of claim 1, which it allows to automatically switch the sound to a television receiver suppress if it does not receive a television program.

Es ist nicht erwünscht, daß über den Tonteil eines Fernsehemp fängers andere Tonsignale empfangen werden können als solche von Fernsehsendungen. Ferner schreiben bestimmte Vorschriften, insbesondere deutsche, das Vorhandensein einer Anordnung zur Stummschaltung des Fernsehempfängers, wenn dieser keine Fern sehsendung empfängt, vor.It is not desirable that the sound part of a television temp other sound signals can be received than such of television programs. Furthermore, certain regulations especially Germans, the presence of an order for Mute the TV receiver when it is not remote broadcast receives, before.

Aufgrund der Herstellungs- und Abgleichtoleranzen sowie auf grund der Alterung von Schaltkreisen ist es nicht möglich, Ab stimmschaltungen für Fernsehempfänger herzustellen, deren Durchlaßband innerhalb der Grenzen des Übertragungsbandes von Fernsehsendern liegt und bleibt.Due to manufacturing and alignment tolerances as well due to the aging of circuits, it is not possible to to produce voice circuits for television receivers whose Passband within the limits of the transmission band of TV stations remain.

Selbst wenn der Ton des Fernsehkanals frequenzmoduliert ist, und wenn er nach dem Differenzträgerprinzip demoduliert wird, werden Störmodulationen angetroffen, die es dem Fernseher er möglichen, unter Umständen auch reine Tonsender zu empfangen, die in anderen Frequenzbereichen als der Fernsehbereich oder auch innerhalb dieses Bereiches liegen, was auch aufgrund von unerlaubten Eingriffen oder von ungewöhnlichen Ausbreitungsbe dingungen geschehen kann.Even if the TV channel sound is frequency modulated, and if it is demodulated using the differential carrier principle, interference modulations are encountered that it the television he possible, possibly also pure sound transmitters, those in other frequency ranges than the television range or also lie within this range, which is also due to unauthorized interference or unusual spreading effects conditions can happen.

Aus einem Fachbericht der Firma Grundig (Technische Informa tionen 2/1979 S. 55-69) ist es bereits bekannt, die Synchroni sationsimpulse des empfangenen Videosignals mit den Zeilen impulsen des Fernsehers zu vergleichen. Bei fehlender Koinzi denz schaltet eine Anordnung den Ton des Fernsehers ab.From a technical report by Grundig (Technische Informa tion 2/1979 pp. 55-69) it is already known, the Synchroni sationsimpulse of the received video signal with the lines to compare the impulses of the television. If Koinzi is missing an arrangement switches off the sound of the television.

Die Zeilenablenkschaltung eines Fernsehempfängers arbeitet je doch mit hoher Energie und steilen Flanken. Sie sendet daher Störsignale aus, die beim Empfang in den empfindlichsten Stu fen des Fernsehempfängers nur sehr schwer unterdrückt werden können. Diese Stufen sind gewöhnlich um so empfindlicher, als der Pegel des Empfangssignals gering ist, und zwar aufgrund der Wirkung der automatischen Verstärkungsregelung. Wenn kei nerlei Sendung stattfindet, ist die Empfindlichkeit maximal. Die von der Zeilenablenkstufe ausgesandten Störsignale können dann von den Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenzstufen des Fernsehempfängers empfangen werden und als Synchronisationsim pulse eines Videosignals interpretiert werden. Die Stumm schaltanordnung wird dann außer Funktion gesetzt, und es kön nen auf diese Weise Tonsender empfangen werden, die nicht ge hört werden sollen.The line deflection circuit of a television receiver works each time but with high energy and steep flanks. It therefore sends Interference signals from the reception in the most sensitive Stu of the television receiver are very difficult to suppress can. These levels are usually the more sensitive than the level of the received signal is low due to the effect of the automatic gain control. If not If there is no broadcast, the sensitivity is maximum. The interference signals emitted by the line deflection stage can then from the high frequency or intermediate frequency stages of the TV receiver are received and as Synchronim pulse of a video signal can be interpreted. The silent switching arrangement is then deactivated and it can In this way, sound transmitters are received that are not should be heard.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer störsignalfesten Stummschaltanordnung für Fernsehempfänger. Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Stummschaltanordnung durch die kenn zeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.The object of the invention is to provide an interference-proof Mute arrangement for television receivers. This task will in a generic mute arrangement by the kenn Drawing features of claim 1 solved.

Es folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen: The following is a description of exemplary embodiments with reference to FIG Drawing. The drawing shows:

Fig. 1 eine Schaltung zum Identifizieren der Synchronisa tionsimpulse; Figure 1 shows a circuit for identifying the Synchronisa tion pulses.

Fig. 2 Signalformen bei der Schaltung nach Fig. 1; Fig. 2 waveforms in the circuit of Fig. 1;

Fig. 3 eine andere Ausführungsform einer Identifizierungs schaltung, die mit einer Steuerschaltung versehen ist; und Fig. 3 shows another embodiment of an identification circuit which is provided with a control circuit; and

Fig. 4 eine von der Schaltung nach Fig. 3 gesteuerte Ton ausgangsstufe. Fig. 4 is a sound output stage controlled by the circuit of Fig. 3.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung wird das Videosignal VI mit negativer Polarität an die Basis eines NPN-Transistors T1 angelegt, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit einer positiven Versorgungsspannung über einen Widerstand R1 verbunden ist. Diese Stufe, die bei allen Fernsehempfängern verwendet wird, ermöglicht die Abtrennung sowohl der Zeilen- als auch der Bild-Synchronisationssignale. Am Kollektor dieses Transistors wird ein Signal V1 gewonnen, das zum einen von der Zeilenoszillatorschaltung und der Bild-Trennschaltung verwertet wird und zum anderen an eine Identifizierungs schaltung angelegt wird, die zur Steuerung des Tonkanals dient. Dieses Signal V1 ist in Fig. 2 dargestellt. Es hat die Form einer Folge von negativen Impulsen der Dauer von etwa 5 µs, die durch Pegelstufen getrennt sind, welche am Impulsbeginn eine steile Flanke und am Impulsende eine etwas abgerundete Flanke aufweisen.In the circuit shown in FIG. 1, the video signal VI with negative polarity is applied to the base of an NPN transistor T 1 , the emitter of which is connected to ground and the collector of which is connected to a positive supply voltage via a resistor R 1 . This stage, which is used in all television receivers, enables the separation of both the line and the picture synchronization signals. At the collector of this transistor, a signal V 1 is obtained, which is used on the one hand by the line oscillator circuit and the image separation circuit and, on the other hand, is applied to an identification circuit which is used to control the audio channel. This signal V 1 is shown in FIG. 2. It takes the form of a series of negative pulses lasting approximately 5 µs, which are separated by level steps which have a steep edge at the start of the pulse and a somewhat rounded edge at the end of the pulse.

Um die Zeilensynchronisationsimpulse zu identifizieren, wird dieses Signal an eine Differenzierschaltung angelegt, die aus einem Kondensator C1 in Reihe mit einem mit Masse verbundenen Widerstand R2 gebildet ist. Das an der Verbindung zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R2 vorhandene Signal V2 ist aus abwechselnd negativen und positiven Sägezähnen gebil det, deren Vorderflanken den Flanken der Impulse des Signals V1 entsprechen. Aus Fig. 2 ist ersichtlich, daß beim Vorhan densein von tatsächlichen Impulsen der Breite 5 µs der der Vorderflanke des Impulses entsprechende Sägezahn im wesent lichen ausreichend Zeit hat, um vor Beginn des Sägezahns, welcher der Rückflanke des Impulses entspricht, auf 0 zurück zugehen. Unter diesen Bedingungen ist die Amplitude des posi tiven Sägezahnes im wesentlichen gleich der Amplitude des negativen Sägezahnes, da die Gleichspannungskomponente des Signals V2 notwendigerweise gleich 0 ist. Diese Amplitude des positiven Sägezahns hat dann einen Wert U1.In order to identify the line synchronization pulses, this signal is applied to a differentiating circuit which is formed from a capacitor C 1 in series with a resistor R 2 connected to ground. The existing at the junction between the capacitor C 1 and the resistor R 2 signal V 2 is det gebil of alternating positive and negative sawteeth whose leading edges correspond to the edges of the pulses of the signal V1. From Fig. 2 it can be seen that in the presence of actual pulses of width 5 microseconds the sawtooth corresponding to the leading edge of the pulse essentially has sufficient time to return to 0 before the beginning of the sawtooth, which corresponds to the trailing edge of the pulse. Under these conditions, the amplitude of the positive sawtooth is substantially equal to the amplitude of the negative sawtooth, since the DC component of the signal V 2 is necessarily 0. This amplitude of the positive sawtooth then has a value U 1 .

Wenn es sich bei den Synchronisationsimpulsen um "Pseudo impulse" handelt, die auf den Empfang von Störsignalen zurück gehen, die von der einen Ablenkstufe ausgesandt werden, so sind diese Pseudoimpulse wesentlich schmäler als die norma len Zeilenablenkimpulse, weil die Störsignale, die in die Empfängerstufe hinein gelangen, im wesentlichen auf sehr schnelle Übergangsphänomene zurückgehen, z. B. auf die Um schaltung von Dioden. Wenn die Zeitkonstante des Differenzier netzwerks C1, R2 berücksichtigt wird, so hat der negative Sägezahn, der der Vorderflanke dieses Pseudoimpulses ent spricht, nicht die erforderliche Zeit, um auf 0 zurückzu gehen, bevor der positive Sägezahn beginnt, welcher der hin teren Flanke des Pseudoimpulses entspricht. Dieser positive Sägezahn ist dann wesentlich weniger hoch und erreicht nur den Pegel U2, der wesentlich geringer ist als der Pegel von U1. Durch Vergleich der beiden Pegel kann also zwischen wirklichen Impulsen und Pseudoimpulsen unterschieden werden.If the synchronization pulses are "pseudo pulses" that are due to the reception of interference signals that are emitted by one deflection stage, then these pseudo pulses are considerably narrower than the normal line deflection pulses because the interference signals that enter the receiver stage get into it, go back essentially to very fast transition phenomena, e.g. B. on the order of diodes. If the time constant of the differentiating network C 1 , R 2 is taken into account, the negative sawtooth corresponding to the leading edge of this pseudo pulse does not have the time required to go back to 0 before the positive sawtooth begins, which of the rear edge corresponds to the pseudo pulse. This positive sawtooth is then significantly less high and only reaches the level U 2 , which is significantly lower than the level of U 1 . By comparing the two levels, a distinction can be made between real pulses and pseudo pulses.

Diese Pegelunterscheidung wird ferner dadurch erleichtert, daß der Pegel U0 der Pseudoimpulse wesentlich geringer ist als der von wirklichen Impulsen, trotz der Wirkung der auto matischen Verstärkungsregelung, wodurch der Pegel U2 noch weiter vermindert wird.This level distinction is further facilitated by the fact that the level U 0 of the pseudo pulses is significantly lower than that of real pulses, despite the effect of the automatic gain control, whereby the level U 2 is reduced even further.

Da die Breite der normalen Impulse ungefähr 5 µs beträgt, ist ein optimaler Wert der Zeitkonstante des Differenziernetzwerks etwa 2 µs.Since the width of the normal impulses is about 5 µs an optimal value of the time constant of the differentiation network about 2 µs.

Um eine Unterscheidung je nach dem Wert der Spannung V2 vor nehmen zu können, wird diese Spannung an die Basis eines NPN- Transistors T2 über einen Potentiometer-Spannungsteiler ange legt, der aus zwei in Reihe nach Masse geschalteten Wider ständen R3, R4 gebildet ist. Der Emitter des Transistors T2 ist ebenfalls mit Masse verbunden, während sein Kollektor mit einer positiven Versorgungsquelle verbunden ist. Die Basis des Transistors T2 erhält sonst keinerlei Polarisierung, und da das Signal V2 keine Gleichspannungskomponente hat, ist der Transistor dauernd gesperrt, wenn nicht das an seine Basis angelegte Signal seine Schwellspannung überschreitet. Das Verhältnis der Werte der Widerstände R3 und R4 bestimmt den Pegel des Signals V2, bei dem der Transistor aufhört, zu leiten. Wenn für diesen Pegel ein Wert zwischen 70 und 80% des Pegels U1 angenommen wird, entsprechend einem ungestör ten Empfang, bei dem die automatische Verstärkungsregelung arbeitet, wodurch ein relativ konstanter Pegel U1 festgelegt wird, so erhält man eine gute Diskriminierung zwischen wirk lichen Synchronisationsimpulsen und Pseudoimpulsen.In order to be able to make a distinction depending on the value of the voltage V 2 , this voltage is applied to the base of an NPN transistor T 2 via a potentiometer voltage divider which consists of two series-connected resistors R 3 , R 4 is formed. The emitter of transistor T 2 is also connected to ground, while its collector is connected to a positive supply source. The base of the transistor T 2 otherwise does not receive any polarization, and since the signal V 2 has no DC component, the transistor is permanently blocked unless the signal applied to its base exceeds its threshold voltage. The ratio of the values of resistors R 3 and R 4 determines the level of signal V 2 at which the transistor ceases to conduct. If a value between 70 and 80% of the level U 1 is assumed for this level, corresponding to undisturbed reception, in which the automatic gain control works, whereby a relatively constant level U 1 is established, a good discrimination between real union is obtained Synchronization pulses and pseudo pulses.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform ist die Informa tion bzw. das Signal V1 an einen Kondensator C1 von 100 Pico farad angelegt. Der Potentiometer-Spannungsteiler bildet außer dem den Integrierwiderstand und ist aus einem Widerstand R3 von 18 Kiloohm in Reihe mit einem Widerstand R4 von 3,9 Kilo ohm gebildet, der mit Masse verbunden ist.In the embodiment shown in FIG. 3, the information or the signal V 1 is applied to a capacitor C 1 of 100 pico farads. The potentiometer voltage divider also forms the integrating resistor and is formed from a resistor R 3 of 18 kilohms in series with a resistor R 4 of 3.9 kilohms, which is connected to ground.

Um ferner eine ausreichende Verstärkung zum Umschalten der Tonkanal-Sperrelemente zu erreichen, wird ein Transistor T3 verwendet, der als Stromverstärker geschaltet ist.In order also to achieve sufficient amplification for switching over the audio channel blocking elements, a transistor T 3 is used, which is connected as a current amplifier.

Der Emitter dieses PNP-Transistors ist mit dessen Basis über einen Widerstand R6 von 22 Kiloohm verbunden. Die Basis ist ferner mit dem Kollektor des Transistors T2 über einen Wider stand R5 von 10 Kiloohm verbunden.The emitter of this PNP transistor is connected to its base via a resistor R 6 of 22 kilohms. The base is also connected to the collector of transistor T 2 via an opposing R 5 of 10 kilohms.

Der Kollektor des Transistors T3 ist über zwei in Reihe ge schaltete Widerstände R8 und R9 mit dem Wert 18 Kiloohm bzw. 12 Kiloohm nach Masse geschaltet. Diese Widerstände sind durch einen Kondensator C3 von 1 Mikrofarad überbrückt.The collector of the transistor T 3 is connected via two series-connected resistors R 8 and R 9 with the value 18 kilohms or 12 kilohms to ground. These resistors are bridged by a capacitor C 3 of 1 microfarad.

Zur Ansteuerung des Emitters des Transistors T3 wird von einem positiven 200-Volt-Impuls ausgegangen, welcher dem Zeilenrücklaufimpuls entspricht und direkt am Kollektor des Zeilenablenktransistors abgenommen werden kann. Dieser Im puls VL wird über einen Widerstand R12 von 47 Kiloohm an den Emitter des Transistors T3 angelegt. Der Emitter ist über einen Widerstand R7 von 4,7 Kiloohm, der durch einen Kondensator C2 von 1 Nanofarad überbrückt ist, vom Massepotential abge koppelt.To drive the emitter of transistor T 3 , a positive 200 volt pulse is assumed, which corresponds to the line return pulse and can be taken directly from the collector of the line deflection transistor. This pulse VL is applied via a resistor R 12 of 47 kilohms to the emitter of transistor T 3 . The emitter is decoupled from ground potential via a resistor R 7 of 4.7 kilohms, which is bridged by a capacitor C 2 of 1 nanofarad.

Die aus den Widerständen R12, R7 und aus dem Kondensator C2 gebildete Schaltungsanordnung ermöglicht die Impulsformung des Zeilenimpulses VL derart, daß ein spitzerer Scheitel erhalten wird, dessen Lage dem Zeitpunkt entspricht, zu dem der Transistor T2 leitend wird.The circuit arrangement formed from the resistors R 12 , R 7 and the capacitor C 2 enables the pulse formation of the line pulse VL in such a way that a more acute apex is obtained, the position of which corresponds to the point in time at which the transistor T 2 becomes conductive.

Durch den Kondensator C3 können die Spannungsschwankungen am Kollektor des Transistors T3 integriert werden, um Schwan kungen zu unterdrücken, die auf die regelmäßige Sperrung des Transistors T2 durch die Synchronisationsimpulse und ferner darauf zurückzuführen sind, daß diese Spannung zwei verschie dene Werte aufweist, je nachdem ob eine Fernsehsendung emp fangen wird oder nicht.Through the capacitor C 3 , the voltage fluctuations at the collector of the transistor T 3 can be integrated in order to suppress fluctuations that are due to the regular blocking of the transistor T 2 by the synchronization pulses and also to the fact that this voltage has two different values, depending on whether a television program is received or not.

Wenn ein normales Bild empfangen wird, wird der Transistor T2 während der zweiten Hälfte des Zeilenimpulses gesättigt. Der Transistor T3 wird also zu dem Zeitpunkt gesättigt, wo der Kondensator C2 eine maximale Ladung aufgrund des Impulses VL aufweist. Der Transistor T3 läßt dann einen Ladestrom vom Kondensator C2 zum Kondensator C3 durch.If a normal image is received, transistor T 2 becomes saturated during the second half of the line pulse. The transistor T 3 is thus saturated at the point in time when the capacitor C 2 has a maximum charge due to the pulse VL. The transistor T 3 then passes a charging current from the capacitor C 2 to the capacitor C 3 .

Wenn der Transistor T2 zu früh in bezug auf das Signal VL leitend wird, weil der Pseudoimpuls schmaler ist als ein wirk licher Zeilenimpuls, ist die Ladung des Kondensators C2 zu dem Zeitpunkt, wo der Transistor T3 leitend wird, geringer, so daß die Ladung des Kondensators C3 bzw. die Spannung an seinen Anschlüssen geringer ist. Ein Teil des Ladestromes des Kondensators C3 stammt ferner aus dem Spannungsteiler R6, R7, der selbst einen geringeren Strom abgibt, wenn der Tran sistor T2 zu früh gesättigt wird.If transistor T 2 conducts too soon with respect to signal VL because the pseudo pulse is narrower than a real line pulse, the charge on capacitor C 2 will be less at the time transistor T 3 becomes conductive so that the charge of the capacitor C 3 or the voltage at its connections is lower. Part of the charging current of the capacitor C 3 also comes from the voltage divider R 6 , R 7 , which itself emits a lower current when the transistor T 2 is saturated too early.

Wenn also das Bild korrekt synchronisiert ist, ist die Span nung an den Anschlüssen des Kondensators C3 maximal.So if the picture is correctly synchronized, the voltage at the terminals of the capacitor C 3 is maximum.

In dem Maße, wie der Pegel des Antennensignals des Empfängers abnimmt, wird das Bild gestört, und es ist eine gewisse Schwankung des Zeilenoszillators in bezug auf die Synchro nisationsimpulse vorhanden. Dadurch wird eine bedeutende Verminderung der Spannung an den Anschlüssen des Kondensa tors C3 bewirkt.As the level of the receiver's antenna signal decreases, the image is disturbed and there is some variation in the line oscillator with respect to the synchronization pulses. This causes a significant reduction in the voltage at the terminals of the capacitor C 3 .

Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R8 und R9 ist mit der Basis eines NPN-Transistors T4 ver bunden, dessen Emitter wiederum mit Masse verbunden ist. Diese Basis erhält ansonsten keine Polarisation, so daß der Transistor T4 nur dann leitend ist, wenn die über den Span nungsteiler R8, R9 angelegte Spannung einen Minimalwert er reicht. Durch das Verhältnis zwischen den Widerständen R8 und R9 kann die Umschaltung des Transistors T4 so eingestellt werden, daß sie bei einem Störsignalpegel des Bildes erfolgt, der als unannehmbar empfunden wird.The connection point between the resistors R 8 and R 9 is connected to the base of an NPN transistor T 4 , the emitter of which is in turn connected to ground. This base otherwise receives no polarization, so that the transistor T 4 is only conductive when the voltage applied across the voltage divider R 8 , R 9 reaches a minimum value. Due to the ratio between the resistors R 8 and R 9 , the switching of the transistor T 4 can be set so that it takes place at an interference signal level of the image which is perceived as unacceptable.

Die Steuerung der Auslösung der Stummschaltung kann also durch eines der drei folgenden Phänomene ausgelöst werden: unzureichende Breite des Synchronisationsimpulses, unzurei chende Amplitude des Synchronisationsimpulses, zu hohe Phasen abweichung des Synchronisationsimpulses in bezug auf den Zeilenrückschlagimpuls der lokalen Zeitbasis.You can control the triggering of the mute function can be triggered by one of the following three phenomena: insufficient width of the synchronization pulse, insufficient The amplitude of the synchronization pulse, too high phases deviation of the synchronization pulse in relation to the Local time base line return pulse.

Der Kollektor des Transistors T4 wird aus einer Spannungs quelle mit der positiven Spannung von 10 Volt über einen Widerstand R11 von 4,7 Kiloohm gespeist. Das Schaltsignal S des Tonkanals wird am Kollektor des Transistors T4 über eine Diode D1 vom Typ IN914 abgegriffen, deren Anode mit diesem Kollektor verbunden ist. The collector of transistor T 4 is fed from a voltage source with the positive voltage of 10 volts via a resistor R 11 of 4.7 kilohms. The switching signal S of the sound channel is tapped at the collector of transistor T 4 via a diode D 1 of the type IN914, the anode of which is connected to this collector.

Es ist hervorzuheben, daß die Sättigungscharakteristik der Transistoren T2 und T3 ausgenutzt wird, wodurch es ermög licht wird, den Einfluß der Streuung von in dieser Schaltung verwendeten Bauteilen minimal zu machen.It should be emphasized that the saturation characteristic of the transistors T 2 and T 3 is exploited, thereby making it possible to minimize the influence of scatter from components used in this circuit.

Dieses Schaltsignal S kann zum Sperren des Tonkanals an irgendeiner Stelle desselben verwendet werden, z. B. sowohl an den Demodulatoren als auch an der Ausgangsschaltung oder an dem Schaltkreis für die Fernsteuerung der Lautstärke.This switching signal S can be used to block the audio channel be used anywhere, e.g. B. both the demodulators as well as on the output circuit or the circuit for remote volume control.

Das in Fig. 4 gezeigte Ausführungsbeispiel entspricht einer Sperrung durch Stummschalten des Tonsignalausgangspunkts.The embodiment shown in Fig. 4 corresponds to a lock by muting the sound signal starting point.

Der Tonkanal umfaßt bei dieser Ausführungsform eine integrierte Schaltung vom Typ TBA 120S, die zum Demodulieren der Zwischen frequenzverstärkersignale geeignet ist und ein Tonsignal mit niedrigem Pegel an eine Leistungsschaltung abgibt, deren Schaltbild üblich ist und die einen Lautsprecher HP ansteuert. Die integrierte Schaltung IC enthält einen isolierten Tran sistor, dessen Elektroden mit verschiedenen Anschlüssen der integrierten Schaltung verbunden sind. Es ist üblich, diesen Transistor zu verwenden, um die Funktionen des Transistors T4 zu erfüllen. In diesem Fall ist die Kathode der Diode D2 an eine geeignete Stelle der Leistungsschaltung angeschlossen, so daß bei Sättigung des Transistors T4 die Diode D2 gesperrt ist und der Verstärker arbeitet, während bei gesperrtem Tran sistor T4 die Diode D2 gesättigt ist und den Verstärker sperrt.In this embodiment, the sound channel comprises an integrated circuit of the TBA 120S type, which is suitable for demodulating the intermediate frequency amplifier signals and emits a low-level sound signal to a power circuit, the circuit diagram of which is conventional and which drives a loudspeaker HP. The integrated circuit IC contains an insulated transistor, the electrodes of which are connected to various connections of the integrated circuit. It is common to use this transistor to perform the functions of transistor T 4 . In this case, the cathode of the diode D 2 is connected to a suitable location of the power circuit, so that 4, the diode D is blocked 2 at saturation of the transistor T and the amplifier operates, while locked Tran sistor T 4, the diode D 2 is saturated and locks the amplifier.

Claims

1. Mute arrangement for television receivers, with a device (T 1 , R 1 ) for detecting the Zeilensynchronisationsim pulse in the signal received by the television receiver, egg ner device (T 4 , D 1 , R 11 ) to block the audio channel, if this Pulses disappear, and with a device (T 3 , C 2 , R 7 , R 12 ) for determining the phase position of the synchronization pulses with respect to the signals of the line deflection circuit of the television receiver, characterized by an identification device (C 1 , R 3 , R 4 , T 1 ), which measures the amplitude and the width of the synchronization pulses and enables a differentiation of these pulses from interference signals from the line deflection circuit by the identification device comprising a differentiating circuit (C 1 , R 3 , R 4 ) which receives the synchronization pulses and to a threshold circuit (T 2 ) emits a signal consisting of differentiated impulse pairs of opposite polarity in each Pulse pair is gebil det, the height of the second pulse of each pulse pair depends on the width of the synchronization pulses, and the threshold circuit responds only to the second differentiated pulse, the height of which indicates that they come from synchronization pulses.

2. Arrangement according to claim 1, characterized in that the Threshold switching from the line return pulses from the Line deflection circuit is fed and also only on the second differentiated impulses that are in phase with these line return pulses.

3. Arrangement according to claim 2, characterized in that it further comprises a current amplifier stage (T 3 ) which is driven by the threshold circuit and an integrating circuit (C 3 , R 8 , R 9 ) drives so that a DC voltage signal for driving the Sound channel is obtained.

4. Arrangement according to claim 3, characterized in that it further comprises a device (C 2 , R 7 , R 12 ) which supplies the amplifier stage with current from the line return pulses, so that the DC control signal is at a maximum when the second differentiated pulses are in phase with the second half of the line return pulse.

5. Arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that the locking device (T 4 ) of the sound channel enables a blocking of the sound output amplifier.

6. Arrangement according to claim 5, characterized in that the device for blocking the sound channel comprises an insulated Tran sistor (T 4 ) which is part of an integrated demodu lations- and preamplification circuit of this sound channel.