Fig. 1 zeigt die Verwirklichung der Erfindung bei einem potentialfrei
ansteuerbaren Feldeffekttransistor 1. Dieser liegt in Reihe mit einem sehr niederohmigen
Meßwiderstand Ri zwischen den Ausgangsklemmen 2 und 3, an welchen einerseits eine
positive Gleichspannung UB, andererseits ein Lastwiderstand RL angeschlossen ist.
Nach Betätigung eines Tasters 4 wird mittels eines Übertragers 5 und eines an seiner
Sekundärwicklung angeschlossenen -Gleichrichters 6 aus einer an den Klemmen 7 und
8 angeschlossenen Wechselspannung UN eine Gleichspannung gebildet, welche, geglättet
von einem Kondensator 9 und stabilisiert mittels einer Zenerdiode 10, die zur Ansteuerung
des Feldeffekttransistors 1 verwendete Hilfsspannung Uh bildet. An diese konstante
Hilfsspannung ist ein aus den Widerständen 11, 12 und 13 bestehender Spannungsteiler
angeschlossen, an dem konstante Eingangsspannungen ub und i* für die nicht invertierenden,
mit » + « bezeichneten Eingänge zweier Operationsverstärker 14 und 15, welche eine
sehr große Leerlaufverstärkung aufweisen, abgegriffen werden. An einem weiteren
von der Hilfsspannung Uh gespeisten, mit den Widerständen 16 und 17 gebildeten Spannungsteiler
wird die Ansteuerspannung für den Feldeffekttransistor 1 abgegriffen. Der Ausgang
des Operationsverstärkers 15 ist über einen Widerstand 18 gegengekoppelt, so daß
er einen definierten Verstärkungsfaktor erhält. Der Ausgang des Operationsverstärkers
15 ist direkt und der Ausgang des Operationsverstärkers 14 über einen von einem
Verzögerungsglied 19 betätigbaren Schalter 20 mit dem Gateanschluß des Feldeffekttransistors
1 verbunden. Der mit »-« bezeichnete Eingang des Operationsverstärkers 15 ist mit
dem Sourceanschluß des Feldeffekttransistors verbunden, während der ebenso bezeichnete
Eingang des Operationsverstärkers 14 mit dem Drainanschluß des Feldeffekttransistors
1 verbunden ist. Versorgungsspannung für die Operationsverstärker 14 und 15 ist
die Hilfsspannung Uh. Die Ausgänge der Operationsverstärker 14 und 15 führen ein
hohes Potential, wenn jeweils die an ihren mit »-« bezeichneten Eingängen
anliegenden
Spannungen kleiner sind als die an ihren mit »+« bezeichneten anliegenden Spannungen,
während sie im anderen Fall das Potential P0 der Ausgangsklemme 3 aufweisen. Fig. 1 shows the implementation of the invention in a potential-free
controllable field effect transistor 1. This is in series with a very low resistance
Measuring resistor Ri between the output terminals 2 and 3, on which one hand
positive DC voltage UB, on the other hand a load resistor RL is connected.
After pressing a button 4 is by means of a transformer 5 and one on his
Secondary winding connected rectifier 6 from one to terminals 7 and
8 connected AC voltage UN formed a DC voltage which, smoothed
by a capacitor 9 and stabilized by means of a Zener diode 10, which is used to control
of the field effect transistor 1 forms the auxiliary voltage Uh used. At this constant
Auxiliary voltage is a voltage divider consisting of resistors 11, 12 and 13
connected to which constant input voltages ub and i * for the non-inverting,
with "+" marked inputs of two operational amplifiers 14 and 15, which one
have very large idle gain can be tapped. Another
fed by the auxiliary voltage Uh, formed with the resistors 16 and 17 voltage divider
the control voltage for the field effect transistor 1 is tapped. The exit
of the operational amplifier 15 is fed back via a resistor 18, so that
it receives a defined gain factor. The output of the operational amplifier
15 is direct and the output of operational amplifier 14 through one of one
Delay element 19 actuatable switch 20 to the gate terminal of the field effect transistor
1 connected. The input of the operational amplifier 15 labeled "-" is with
connected to the source terminal of the field effect transistor, while the also designated
Input of the operational amplifier 14 to the drain connection of the field effect transistor
1 is connected. Supply voltage for the operational amplifiers 14 and 15 is
the auxiliary voltage Uh. The outputs of the operational amplifiers 14 and 15 lead
high potential if each of the inputs marked with "-"
adjacent
Voltages are smaller than the voltages applied to them marked with "+",
while in the other case they have the potential P0 of the output terminal 3.
Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung hat folgende Wirkungsweise:
Vor dem Betätigen des Schalters 4 ist die Hilfspannung Uh gleich Null, die Versorgungsspannung
für die Operationsverstärker 14 und 15 fehlt und der Feldeffekttransistor 1 wird
nicht angesteuert. Er ist damit in seinem geöffneten, d.h. The in F i g. 1 has the following mode of operation:
Before the switch 4 is operated, the auxiliary voltage Uh is equal to zero, the supply voltage
for the operational amplifiers 14 and 15 is absent and the field effect transistor 1 is
not controlled. He is thus in his open, i.e.
hochohmigen Zustand und es fließt demzufolge kein Laststrom iL durch
den Widerstand RL und den Widerstand Ri. Nach dem Schließen des Schalters 4 erscheint
die Hilfsspannung Uh und am Verbindungspunkt der Spannungsteilerwiderstände 16 und
17 erscheint ein derartiges Potential, welches den Feldeffekttransistor 1 in seinen
durchgesteuerten, d. h.high-resistance state and consequently no load current iL flows through
the resistance RL and the resistance Ri. After closing the switch 4 appears
the auxiliary voltage Uh and at the connection point of the voltage divider resistors 16 and
17 appears such a potential, which the field effect transistor 1 in his
controlled, d. H.
niederohmigen Zustand bringt. Das Verzögerungsglied 19 verbindet den
Ausgang des Operationsverstärkers 14 nach einer gewissen Zeit nach dem Auftreten
der Hilfsspannung U, d. h. nach Schließen des Schalters 4 mit dem Verbindungspunkt
der Spannungsteilerwiderstände 16 und 17. Diese Verzögerungszeit wird so bemessen,
daß in dieser Zeit der Feldeffekttransistor 1 sicher eingeschaltet ist und an der
Klemme 2 und damit an dem mit »-« bezeichneten Eingang des Operationsverstärkers
14 ein Potential ansteht, welches dem geringen Restspannungsabfall des Feldeffekttransistors
1 in seinem eingeschalteten Zustand entspricht und damit mit Sicherheit niedriger
liegt als das konstante Potential Ub. Auf diese Weise wird ein ungewolltes Ausschalten
des Feldeffekttransistors 1 verhindert.brings low-resistance state. The delay element 19 connects the
Output of the operational amplifier 14 after a certain time after the occurrence
the auxiliary voltage U, d. H. after closing switch 4 with the connection point
of the voltage divider resistors 16 and 17. This delay time is dimensioned in such a way that
that in this time the field effect transistor 1 is safely turned on and at the
Terminal 2 and thus at the input of the operational amplifier marked "-"
14 a potential is present, which corresponds to the small residual voltage drop of the field effect transistor
1 corresponds in its switched-on state and is therefore definitely lower
lies as the constant potential Ub. This way there will be an unwanted shutdown
of the field effect transistor 1 prevented.
Solange der den Lastwiderstand Rt durchfließende Laststrom kleiner
ist als ein bestimmter mit Rücksicht auf die Wärmebelastung des Feldeffekttransistors
1 festlegbarer Grenzwert, überwiegt, bezogen auf das Potential P0 der Klemme 3 das
Potential an dem mit » + « bezeichneten Eingang des als Strombegrenzugsreglers wirkenden
Operationsverstärkers 15 die an seinem anderen Eingang anliegende Spannung, welche
dem Spannungsabfall am Meßwiderstand R1 entspricht und der Ausgang des Strombegrenzungsreglers
15 führt ein hohes Potential und ändert somit nichts an dem durchgesteuerten Zustand
des Feldeffekttransistors 1.As long as the load current flowing through the load resistance Rt is smaller
is as a certain with regard to the heat load of the field effect transistor
1 definable limit value, based on the potential P0 of terminal 3, predominates
Potential at the input labeled "+" of the current limiting controller
Operational amplifier 15 the voltage present at its other input, which
corresponds to the voltage drop across the measuring resistor R1 and the output of the current limiting controller
15 carries a high potential and thus does not change anything in the controlled state
of the field effect transistor 1.
Überschreitet dagegen der Laststrom den zuvor erwähnten Grenzwert,
dann ist der Spannungsabfall am Meßwiderstand Ru größer als das Potential j*, welches
praktisch den Sollwert des als Strombegrenzungsregler arbeitenden Operationsverstärkers
15 darstellt und eine nun einsetzende Strombegrenzungsregelung versucht unter Erniedrigung
des Ansteuerpotentials am Gateanschluß des FET 1 und damit verbundener Widerstandserhöhung
zwischen Drain- und Sourceanschluß den Laststrom auf den Wert des Sollwertes itzurückzuführen.
Infolge dieser Widerstandserhöhung steigt aber das Potential am Drainanschluß rasch
an und sobald dieses das mit dem Spannungsteiler 11 bis 13 festgelegte konstante
Potential ub übersteigt, spricht der als Komparator arbeitende Operationsverstärker
14 an und bringt über den nunmehr geschlossenen Schalter 20 den Gateanschluß auf
das Potential P0, wodurch der Feldeffekttransistor in seinen hochohmigen Zustand
gerät und damit den Laststrom unterbricht. Es tritt nunmehr ein Selbsthaltungseffekt
ein, denn im hochohmigen, d. h. geöffneten Zustand des Leistungsschalters 1 ist
das Potential am Drainanschluß - bezogen auf das Potential PO - immer höher als
der mit dem Spannungsteiler 11 bis 13 festgelegte Spannungsgrenz-
wert Ub, so daß
der Leistungsschalter 1 in seinem ausgeschalteten Zustand verharrt Diese Selbsthaltung
kann durch Öffnen des Schalters 4 wieder aufgelöst werden. Tritt beim darauffolgenden
Wiedereinschalten des Schalters 4 wiederum ein unzulässig hoher Laststrom it auf,
so wird der zuvor beschriebene Vorgang wiederholt.If, on the other hand, the load current exceeds the aforementioned limit value,
then the voltage drop across the measuring resistor Ru is greater than the potential j *, which
practically the setpoint of the operational amplifier working as a current limiting controller
15 represents and attempts a current limiting control that is now commencing with lowering
of the control potential at the gate terminal of FET 1 and the associated increase in resistance
to return the load current to the value of the setpoint it between the drain and source connection.
As a result of this increase in resistance, however, the potential at the drain connection rises rapidly
on and as soon as this is the constant determined by the voltage divider 11 to 13
If the potential exceeds ub, the operational amplifier working as a comparator speaks
14 and brings up the gate terminal via the now closed switch 20
the potential P0, whereby the field effect transistor in its high-resistance state
device and thus interrupts the load current. There is now a self-retaining effect
a, because in the high-resistance, d. H. open state of the circuit breaker 1 is
the potential at the drain connection - based on the potential PO - always higher than
the voltage limit specified with the voltage divider 11 to 13
worth Ub, so that
the circuit breaker 1 remains in its switched-off state. This self-holding
can be released again by opening switch 4. Occurs at the next
Switching on the switch 4 again results in an impermissibly high load current it,
so the process described above is repeated.
In manchen Anwendungsfällen soll nicht nur ein sicheres Abschalten
bei unzulässig hohem Verbraucherstrom erfolgen, sondern auch eine darauffolgende,
selbsttätige Wiedereinschaltung des Verbraucherstroms nach einer bestimmten Zeit.
Auf diese Weise kann überprüft werden, ob ein gefährlicher Überlastungszustand noch
andauert. Mit der in F i g. 2 dargestellten Variante des erfindungsgemäßen Leistungsschalters
kann diese Forderung erfüllt werden. Bei der Darstellung gemäß F i g. 2 sind für
gleichwirkende Bauelemente dieselben Bezugszeichen beibehalten worden. Die Hilfsspannung
Uh wird von einem an sich bekannten und deshalb in seinem Aufbau nicht weiter dargestellten
Oszillator 21 abgeleitet, welcher von einer an den Klemmen 7 und 8 wirkenden Wechselspannung
versorgt wird und nach Anlegen eines Betätigungssignals E eine Wechselspannung abgibt
Zur Festlegung der Spannungs- und Stromgrenzwerte ub bzw. i* wird jeweils ein besonderer
Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 22 und 23 bzw. 24 und 25 verwendet. In some applications, it is not just a question of safe shutdown
take place in the event of an impermissibly high consumer current, but also a subsequent,
Automatic restart of the consumer power after a certain time.
In this way it can be checked whether a dangerous overload condition is still present
persists. With the in F i g. 2 variant of the circuit breaker according to the invention shown
this requirement can be met. In the illustration according to FIG. 2 are for
equivalent components have been retained the same reference numerals. The auxiliary voltage
Uh is from a per se known and therefore not shown in its structure
Oscillator 21 derived from an alternating voltage acting on terminals 7 and 8
is supplied and after applying an actuation signal E emits an alternating voltage
To determine the voltage and current limit values ub and i *, a special one is used in each case
Voltage divider consisting of resistors 22 and 23 or 24 and 25 is used.
Der mit » + « bezeichnete Eingang des Komparators 14 ist über einen
Widerstand 27 mit seinem Ausgang verbunden, der mit »-« bezeichnete Eingang des
Komparators 14 ist über einen Widerstand R 2 und eine Diode 28 mit seinem Ausgang
verbunden. Aufgrund der durch den Widerstand 27 bewirkten Mitkopplung erhält der
Komparator 14 ein Hystereseverhalten, wie es in Fig. 3 dargestellt ist: Überschreitet
die an seinem mit »-« bezeichneten Eingang anliegende Eingangsspannung e eine obere,
dem Grenzwert ub entsprechende Schwelle ei, so nimmt sein Ausgangssignal schlagartig
den Wert Null an und behält diesen solange bei, bis bei Verminderung seines Eingangssignals
e auf eine untere Schwelle e1 ein Wiedereinschalten des Koparators 14 erfolgt, d.
h. sein Ausgangspotential a wieder einen hohen Wert annimmt. Die Differenz zwischen
ei und ei, d. h. die Breite der in Fig. 3 dargestellten Hysterese ist von der Größe
des Mitkoppelwiderstandes 27 abhängig.The input of the comparator 14 labeled "+" is via a
Resistor 27 is connected to its output, the input of the marked "-"
Comparator 14 is connected to its output via a resistor R 2 and a diode 28
tied together. Due to the positive feedback caused by the resistor 27, the
Comparator 14 has a hysteresis behavior as shown in FIG. 3: Exceeds
the input voltage e present at its input labeled »-« is an upper,
the threshold ei corresponding to the limit value ub, its output signal suddenly decreases
has the value zero and maintains it until its input signal is reduced
e the coparator 14 is switched on again at a lower threshold e1, d.
H. its output potential a again assumes a high value. The difference between
egg and egg, d. H. the width of the hysteresis shown in Fig. 3 is of the magnitude
of the positive feedback resistor 27 dependent.
Der mit -»-« bezeichnete Eingang des Hysteresekomparators 14 ist
an einen Kondensator Cangeschlossen, der über einen Widerstand R 1 von der konstanten
Hilfsspannung Uh aufgeladen werden kann. Diese Aufladung erfolgt jeweils bis auf
das Potential des Drainanschlusses D, jedoch ausschließlich über den Widerstand
R 1 von der Hilfsspannungsquelle Uh. Man erkennt, daß das aus dem Widerstand R1
und den Kondensator C bestehende Zeitkonstantenglied die Aufgabe des in Fig 1 mit
19 bezeichneten Verzögerungsgliedes übernimmt, indem es verhindert, daß der Komparator
14 unmittelbar nach dem Anlegen der Betätigungsspannung E im Sinne eines Öffnens
des Leistungsschalters 1 wirksam werden kann. Neben der Verzögerung des Ausgangssignals
des Komparators 14 übernimmt der Kondensator auch noch die Funktion des periodischen
Wiederzuschaltens des Leistungstransistors 1 nach einer infolge Überlast erfolgten
Abschaltung. Da nach jedem erfolgten Ansprechen des Überlastungsschutzes das Ausgangssignal
des Komparators 14, wie zuvor beschrieben, den Wert des Potentials PO annimmt, kann
sich der Kondensator in diesem durch Selbsthaltung aufrechterhaltenen Zustand
über
den Widerstand R 2 und die Diode 28 entladen, wodurch sich das Eingangspotential
e des Komparators 14 erniedrigt, bis es die untere Einschaltschwelle rl (vergL Fig.
3) erreicht und damit der mit »+ « bezeichnete Eingang des Komparators 14 überwiegt
und das Ausgangssignal a wieder auf ein hohes Potential bringt, so daß der Leistungstransistor
1 wieder geschlossen, dk in seinen niederohmigen Zustand gebracht wir<L Dauert
der Uberlastzustand weiterhin an, so wird wieder der Strombegrenzungsregler 15 in
Aktion treten und eine Erhöhung des auf das Bezugspotential Po bezogenen Drainpotentials
bewir-
ken, so daß wiederum eine mit der durch den Widerstand R l bestimmten Zeitkonstanten
bestimmte Ausladung des Kondensators Cbis zur Abschaltung des Leistungstransistors
1 einsetzen wird. Sodann wiederholt sich das zuvor beschriebene Spiel. Mit R 1 wird
die Aufladezeitkonstante und mit R2 die Entladezeit des Kondensators bestimmt Auf
diese Weise kann das Tastverhältnis der in F i g. 2 dargestellten Anordnung, d.h.
das Verhältnis zwischen eingeschaltetem und ausgeschaltetem Zustand des Leistungsschalters
1 im Falle des Fortbestehens des Üherlastungszustandes festgelegt werden. The input of the hysteresis comparator 14 marked with - »-« is
connected to a capacitor C, which is connected to the constant via a resistor R 1
Auxiliary voltage Uh can be charged. This charge takes place up to
the potential of the drain connection D, but only via the resistor
R 1 from the auxiliary voltage source Uh. It can be seen that the resistor R1
and the capacitor C existing time constant element has the task of in Fig. 1 with
19 designated delay element takes over by preventing the comparator
14 immediately after applying the actuating voltage E in the sense of opening
of the circuit breaker 1 can take effect. Besides the delay of the output signal
of the comparator 14, the capacitor also takes on the function of the periodic
Switching the power transistor 1 back on after an overload occurred
Shutdown. Since after each response of the overload protection, the output signal
of the comparator 14, as described above, assumes the value of the potential PO
the capacitor is in this self-sustaining state
above
the resistor R 2 and the diode 28 discharge, whereby the input potential
e of the comparator 14 is lowered until it reaches the lower switch-on threshold rl (see Fig.
3) is reached and thus the input of the comparator 14 labeled "+" predominates
and brings the output signal a back to a high potential, so that the power transistor
1 closed again, dk brought to its low-resistance state, we <L lasts
the overload condition continues, the current limiting controller 15 is again in
Action occurs and an increase in the drain potential related to the reference potential Po
host
ken, so that again one with the time constant determined by the resistance R l
certain discharge of the capacitor C until the power transistor is switched off
1 will be used. The game described above is then repeated. With R 1 becomes
the charging time constant and with R2 the discharging time of the capacitor determines Auf
In this way, the duty cycle of the in F i g. 2, i. E.
the relationship between the switched-on and the switched-off state of the circuit breaker
1 in the event that the overload condition persists.