DE2901124A1

DE2901124A1 - Doppler DF unit with phase deviation compression - uses first and second scanning processes to derive two phase-modulated sum signals, improving signal=to=noise ratio

Info

Publication number: DE2901124A1
Application number: DE19792901124
Authority: DE
Inventors: Hans Heinrich Prof Dr D Meinke
Original assignee: Meinke hans Heinrich profdrdr-Ingeh
Current assignee: Telefunken Systemtechnik AG
Priority date: 1979-01-12
Filing date: 1979-01-12
Publication date: 1980-07-17
Also published as: DE2901124C2

Abstract

Using phase-swing (deviation) compression, proposed Doppler direction finding (DF) arrangement is designed to change the interdependency between the DF frequency f and the frequency deviation DELTA fu and the bandwidth B, so that servicing of the arrangement is simplified during change of working frequency, to give optimum signal-to-noise ratio. Thus, to determine the plane of incidence of the electromagnetic wave(s), two phase-modulated sum signals are derived by means of first-an second scanning processes, and are then summated in a gating unit to form a third phase-modulated sum signal whose frequency deviation is different from that of the first and second sum signals. The frequency deviation of the third sum signal is then adjusted by selection of the time shift DELTA t between the first two scanning processes ready for processing in the gating unit to derive the incidence out of the phase modulation of the third sum signal.

Description

Dopplerseiler mit Phasenhubkompression Doppler cable with phase excursion compression

Die Erfindung betrifft eine Peilanlage zur Bestimmung der Einfallsrichtung einer ebenen, elektromagnetischen Welle nach dem Prinzip des Dopplerpeilers, wobei die Peilanlage eine Gruppe von gleichartig aufgebauten Einzelantennen be -sitzt, die äquidistant auf einem Kreis angeordnet sind und deren Ausgänge über gleichartig aufgebaute Kabel mit dem Eingang eines gemeinsamen Empfängers verbunden sind, wobei jedes dieser Kabel eine Schalteinrichtung enthält und jede Schalt -einrichtung durch die Schaltimpulse einer Steuereinrichtung kurzzeitig durchlassig gemacht wird derart,. daß die Ausgangssignale der Kabel als zeitlich aufeinanderfolgende Kurz zeigt signale dem Empfänger zugeführt sind und die Summe dieser Kurzzeitsignale im Empfänger ein phasenmoduliertes Summen -signal bildet und aus der Phasenmodulation des Summensignais nach einer Phendemodulatte die Einfallsrichtung der Welle bestimmt werden kann.The invention relates to a direction finding system for determining the direction of incidence a plane, electromagnetic wave according to the principle of the Doppler direction finder, where the DF system has a group of similarly structured individual antennas, which are arranged equidistantly on a circle and whose outputs are similar constructed cables are connected to the input of a common receiver, whereby Each of these cables contains a switching device and each switching device through the switching pulses of a control device is briefly made permeable in such a way. that the output signals of the cables as temporally consecutive short shows signals are fed to the receiver and the sum of these short-term signals in the receiver Phase-modulated sum signal forms and from the phase modulation of the sum signal the direction of incidence of the wave can be determined according to a Phendemodulatte.

Fig.1 zeigt als Beispiel, auf dem Kreis C angeordnet, sechs Einzelantennen A1 bis Af mit sechs Kabeln, die die Antennen -ausgänge mit dem Verbindungspunkt V verbinden. In jedem Ver -bindungskabel liegt eine der Schalteinrichtungen Si bis wobei jede der Schalteinrichtungen von der Steuereinrichtung B geschaltet wird. Der Verbindungspunkt V ist mit dem Eingang des Empfängers E verbunden. Am Ausgang des Empfängers, in dem das Summensignal entstanden ist, befindet sich die Auswerte -einrichtung W, die auch von der Steuereinrichtung B gesteuert wird.Fig. 1 shows as an example, arranged on the circle C, six individual antennas A1 to Af with six cables connecting the antenna outputs to the connection point Connect V. One of the switching devices Si bis is located in each connecting cable wherein each of the switching devices is switched by the control device B. The connection point V is connected to the input of the receiver E. At the exit of the receiver in which the sum signal was generated, the evaluation is located device W, which is also controlled by the control device B.

Bekannt ist durch die Veröffentlichung von F.Steiner, Groß -basispeiler nach dem Dopplerprinzip, Nachrichtentechnische Fachberichte, Band t 2, t 958, Seiten 85 - 90, eine als Dopplerpeiler bekannte Peileinrichtung, bei der Einzelantennen auf einem Kreis nauidistant angeordnet sind und bei der die Aus -qangssignale der Einzelantennen in qleichbleibenden Zeitab -ständen als Kurzzeitsignale dem Eingang des Empfängers zuge -führt sind, daß jeweils auf das Signal einer Einzelantenne das Signal einer benachbarten Einzelantenne folgt und dabei die Antennengruppe in einem bestimmten Umlaufsinn längs der Kreiskurve in vollen Umläufen mit bestimmter Umlauffrequenz fu abgetastet wird. Wenn dabei die Phasenlaufzeiten der Signale von der Einzelantenne zum Empfängereingang für alle Signale hinreichend gleich sind, enthält das Summensignal des Empfängers eine nahezu sinusförmige Phasenmodulation, bei der die Grundfrequenz der Phasenmodulation gleich der Umlauffrequenz der Abtastung ist. Nach der Phasendemodulation in einem Auswertegerät ergibt sich eine periodische, nahezu sinusförmige Kurve der hochfrequenten Phase P des Summensignals des Empfängers, deren Grundfrequenz die Umlauffrequenz ist und aus deren zeitlichem Verlauf die Richtung der einfallenden Welle entnommen wird. In dieser Vorveröffentlichung sind die Einzelantennen passive Antennen und die Schalteinrichtungen so gestaltet, daß das die Einzelantenne mit dem Empfänger jeweils verbindende Kabel am Eingang und Ausgang dieses Kabels durch Diodenschalter geschaltet wird.Is known from the publication of F. Steiner, Groß -basispeiler according to the Doppler principle, communications technical reports, volume t 2, t 958, pages 85 - 90, a direction finding device known as a Doppler direction finder, with individual antennas are arranged nauidistantly on a circle and in which the output signals of the Individual antennas at constant time intervals as short-term signals to the input of the recipient are that each on the signal one Single antenna follows the signal of a neighboring single antenna and thereby the antenna group in a certain direction of rotation along the circular curve in full revolutions with a certain Circulation frequency fu is sampled. If the phase delays of the signals from the individual antenna to the receiver input are sufficiently identical for all signals, the sum signal of the receiver contains an almost sinusoidal phase modulation, where the fundamental frequency of the phase modulation is equal to the rotational frequency of the sampling is. After the phase demodulation in an evaluation device, a periodic, almost sinusoidal curve of the high-frequency phase P of the sum signal of the receiver, whose base frequency is the rotational frequency and, from its time course, the Direction of the incident wave is taken. In this pre-release are the individual antennas passive antennas and the switching devices designed so that the cable connecting the individual antenna to the receiver at the input and The output of this cable is switched by a diode switch.

In der Veröffentlichung von F.Steiner, Wide-Base Doppler Very-High-Frequency Direction Finder, IRE Transactions on aeronautical and navigational electronics, Band ANE-7, Sept.In the publication by F. Steiner, Wide-Base Doppler Very-High-Frequency Direction Finder, IRE Transactions on aeronautical and navigational electronics, Volume ANE-7, Sept.

1960, Seite 98-105 ist eine1von der vorher beschriebenen ab -weichende, zeitliche Reihenfolge des Abtastungsvorgangs beschrieben. Hierbei wechselt der momentane Umlauf sinn der Abtastung der Einzelantennen periodisch, wobei jedoch einer der beiden Umlaufsinne überwiegt und dadurch insgesamt ein mittlerer Umlaufsinn um die gesamte Antennengruppe herum mit einer mittleren Umlauffrequenz vorhanden ist.1960, pages 98-105 is a -different from the one previously described, chronological order of the scanning process described. Here the current one changes Circulation sense of the scanning of the individual antennas periodically, but one of the outweighs both directions of circulation and thus overall a mean direction of circulation around the entire antenna group is present around with a mean round trip frequency.

Der zwischen der Phasenmodulation des Summensignals~und dem zu messenden Einfallswinkel der Welle bestehende Zusammenhang enthält auch die Phasenlaufzeit der Zuleitung von der Einzelan -tenne zum. Empfänger und die Phasenlaufzeit des Empfängers und der Auswerteeinrichtung. Diese Phasenlaufzeiten müssen bekannt sein und sollten möglichst konstant sein. Es sind zur Bestimmung dieser Laufzeitanteile relativ komplizierte Phasenlauf -zeitmessungen und gegebenenfalls Korrekturmaßnahmen er£orderlich, wenn eine hohe Meßsicherheit erreicht werden soll. Insbesondere dann, wenn die Anordnung dazu dient, auf verschiedenen Frequenzen zu peilen und im Signalweg sehr frequenzabhängige Bestandteile, z.B. Resonanzschaltungen enthalten sind, ist die Phasenlaufzeit in den Zuleitungen und im Empfänger nur schwer exakt zu erfassen. Man verwendet dann vorteilhaft solche An -ordnungen, bei denen die Phasenlaufzeiten in den Zuleitungen und im Empfänger nur wenig Einfluß auf die Bestimmung der Einfallsrichtung der zu peilenden Welle haben. In der deutschen OS 2613055 ist eine solche Anordnung beschrieben. Das allgemeine Prinzip ist dabei, die Gruppe der Einzelantennen zweimal nach unterschiedlichem zeitlichen Ablauf abzutasten und die Ergebnisse der beiden Abtastvorgänge so auszuwerten, daß das Peil -ergebnis aus einer Kombination der beiden Abtastvorgänge gewonnen wird und in dieser Kombination die Phasenlaufzeiten der Zuleitungen und des Empfängers nicht mehr merklich ent -halten sind.The one between the phase modulation of the sum signal ~ and the one to be measured The relationship between the angle of incidence of the wave also includes the phase delay the feed line from the single antenna to the. Receiver and the phase delay of the Receiver and the evaluation device. These phase delays must be known and should be as constant as possible. They are used to determine these runtime shares relatively complicated phase delay measurements and if necessary Corrective measures are necessary if a high level of measurement certainty is to be achieved. In particular if the arrangement is used to operate on different frequencies bearings and very frequency-dependent components in the signal path, e.g. resonance circuits are included, the phase delay in the supply lines and in the receiver is difficult to be recorded exactly. Such arrangements are then advantageously used in which the phase delays in the feed lines and in the receiver have little effect on the Determine the direction of incidence of the wave to be tracked. In the German OS 2613055 describes such an arrangement. The general principle is to scan the group of individual antennas twice according to a different time sequence and to evaluate the results of the two scanning processes so that the bearing result is obtained from a combination of the two scanning processes and in this combination the phase delays of the supply lines and the receiver no longer noticeably ent - are held.

Das durch den Abtastvorgang entstehende Summen signal ent -spricht weitgehend dem einer dauernd angeschalteten Einzel -antenne, die sich auf dem Kreis C mit gleichförmiger Geschwindigkeit und der Umlaufsfrequenz Bu bewegt. Der Phasenhub der sinusförmigen Phasenmodulation des Summensignals der zu peilenden Frequenz f beträgt dann ##u = #D = #f D #o co D = Durchmesser des Kreises C der Antennengruppe, #o = Wellenlänge im freien Raum bei der Frequenz f der zu peilenden Welle CO= Lichtgeschwindigkeit im freien Raum Der Phasenhub ist also der Frequenz f der zu peilenden Welle proportional und wächst daher mit wachsendem f.The sum signal resulting from the scanning process corresponds to largely that of a permanently switched on single antenna, which is located on the circle C moves at a uniform speed and the rotational frequency Bu. The phase deviation the sinusoidal phase modulation of the sum signal of the frequency to be tracked f is then ## u = #D = #f D #o co D = diameter of circle C of the antenna group, #o = wavelength in free space at frequency f of the wave to be tracked CO = speed of light in free space The phase deviation is proportional to the frequency f of the wave to be tracked and therefore grows with increasing f.

Ist fu die Umlauffrequenz der Abtastung, so entspricht obiger Phasenhub tyu einem Frequenzhub Afu der Frequenz £u #fu = fu # ##u = # f D fu , co der also mit wachsender Frequenz f der einfallenden Welle wächst. Die Hochfrequenz-Bandbreite B eines Signals mit der Modulationsfreauenz fu und dem Frequenzhub a fu ist näherungsweise B = 2 ( fu + # fu ), ist also näherungsweise nach Gleichung ( 2 ) B = 2 ( # f D fu + fu ) = 2 fu ( 1 + # f D), (3) co co d.h. ist von der Betriebsfrequenz f abhängig und proportional zur Umlauffrequenz der Abtastung. Da Peilanlagen meist für große Bereiche der Frequenz f verwendet werden, muß dann die Bandbreite des Zwischenfrequenzverstärkers und des Frequenzdemodulators des Empfangers entweder auf die größte Band -breite B des Peilsignals, die bei der höchsten Peilfrequenz f auftritt, bemessen werden oder bei Wechsel der Peilfrequenz der jeweiligen Peilfrequenz angepaßt werden. Da die Bandbreite des Zwischenfrequenzverstärkers sein Rauschen bestimmt, strebt man danach, die Bandbreite nicht unnötig groß zu machen, so -daß eine Anpassung der Bandbreite an das jeweilige f und für den kleinstmöglichen Wert nach Gleichung ( 3 ) vorteilhaft ist. In jedem Fall sind aber beim Dopplerpeiler Peilsignale mit höherer Peilfrequenz f benachteiligt, weil sie bei glei -chem £u größeren Frequenzhub ergeben und größere Bandbreite B fordern. Das folgende Zahlenbeispiel ergibt für einen Antennenkreisdurchmesser D = 6m und Peilfrequenzen zwischen 30 Mz und 300 MHz und einer Umlauffrequenz £u = 130 Hz die folgenden Hübe und Bandbreiten B: Bei Wechsel der Betriebsfrequenz f und gleicher Umlaufsfre -quenz fu ergibt sich ein Phasenhub zwischen ##u = 1,88 rad (für 30 MHz) bis 18,8 rad (für 300 MHz) Dies entspricht nach Gleichung ( 2 ) einem Frequenzhub von afU = 244 Hz (für f = 30 MHz) bis 2,44 kHz (für f = 300 MHz) Bild 2 zeigt das Spektrum dieser Modulation für(9u = 1,9; 3,8; 9,4; 19. Der Abstand der Spektrallinien ist gleich der Umlauffrequenz fu. Aus Fig.2 ergibt sich, daß zur Übertragung der Peilinformation je nach der Trägerfrequenz f der einfallenden Welle eine mehr oder weniger große HF-Bandbreite B aufgewendet werden muß. Näherungsweise ist im Zahlenbeispiel B # 2(#fu + fu) = 748 Hz (für f = 30 MHz) bis 5,148 (für f = 300 MHz).If fu is the rotational frequency of the sampling, then the phase deviation above corresponds to tyu a frequency deviation Afu of the frequency £ u #fu = fu # ## u = # f D fu, co the thus increases with increasing frequency f of the incident wave. The high frequency bandwidth B of a signal with the modulation frequency fu and the frequency deviation a fu is approximately B = 2 (fu + # fu), is therefore approximately according to equation (2) B = 2 (# f D fu + fu) = 2 fu (1 + # f D), (3) co co i.e. depends on the operating frequency f and proportional to the rotational frequency of the scan. Since direction finding systems are mostly for large Ranges of the frequency f are used, the bandwidth of the intermediate frequency amplifier must then and the frequency demodulator of the receiver either to the largest bandwidth B of the bearing signal, which occurs at the highest bearing frequency f, can be measured or if the bearing frequency is changed, it can be adapted to the respective bearing frequency. There The bandwidth of the intermediate frequency amplifier determines its noise, one strives for then not to make the bandwidth unnecessarily large, so that an adjustment of the Bandwidth to the respective f and for the smallest possible value according to equation ( 3) is beneficial. In any case, bearing signals are included with the Doppler direction finder higher DF frequency f disadvantaged because they have a larger frequency deviation with the same -chem £ u and demand a larger bandwidth B. The following numerical example gives for an antenna circle diameter D = 6m and DF frequencies between 30 Mz and 300 MHz and a rotation frequency £ u = 130 Hz the following strokes and bandwidths B: At A change in the operating frequency f and the same rotational frequency fu results Phase deviation between ## u = 1.88 rad (for 30 MHz) to 18.8 rad (for 300 MHz) This corresponds to according to equation (2) a frequency deviation of afU = 244 Hz (for f = 30 MHz) to 2.44 kHz (for f = 300 MHz) Figure 2 shows the spectrum of this modulation for (9u = 1.9; 3.8; 9.4; 19. The distance between the spectral lines is equal to the orbital frequency fu. the end Fig.2 shows that for the transmission of the Bearing information depending on the carrier frequency f of the incident wave has a more or less large RF bandwidth B must be expended. Approximately in the numerical example B # 2 (#fu + fu) = 748 Hz (for f = 30 MHz) to 5.148 (for f = 300 MHz).

Damit ergeben sich folgende Nachteile des bisher bekannten Peilerkonzepts: Die Bandbreite B des Peilsignals ändert sich bei Peilfrequenzen f zwischen 30 MHz und 300 MHz wie 1 : 7. Die ZF-Verstärker müssen deshalb entweder in der Bandbreite einge -stellt werden oder es trittsbei Bemessung für die größte Bandbreite von B # 5,2 kHz bei f = 300 MHz für die tieferen Frequenzen eine merkliche Verschlechterung des Signal -Rausch-Abstandes ein.This results in the following disadvantages of the previously known direction finder concept: The bandwidth B of the DF signal changes at DF frequencies f between 30 MHz and 300 MHz as 1: 7. The IF amplifiers must therefore either be in the bandwidth set or it occurs when dimensioning for the largest range of B # 5.2 kHz at f = 300 MHz a noticeable deterioration for the lower frequencies the signal-to-noise ratio.

2. Ähnliches gilt für den Demodulator, der entweder speziell auf den zu erwartenden Frequenzhub #fu oder auf dessen Maximalwert #fumax # 2,44 kHz eingestellt werden muß. Bei einer solchen Einstellung ergeben sich für f < 300 MHz Empfindlichkeitseinbußen gegenüber der optimal möglichen Empfindlichkeit.2. The same applies to the demodulator, which is either specifically for the expected frequency deviation #fu or set to its maximum value #fumax # 2.44 kHz must become. Such a setting results in a loss of sensitivity for f <300 MHz versus the optimally possible sensitivity.

3. Die Vorteile frequenz- oder phasenmodulierter Systeme kom -men nur zum Tragen, wenn der Abstand Trägerleistung PT zu Rauschleistung PR am Eingang des Demodulators einen be -stimmten Minimalwert z.B. 10 dB übersteigt. Die Rausch -leistung PR ist aber proportional zur ZF-Bandbreite, d.h.3. The advantages of frequency or phase modulated systems come only to be worn if the distance between carrier power PT and noise power PR at the input of the demodulator exceeds a certain minimum value, e.g. 10 dB. The intoxication -Power PR is however proportional to the IF bandwidth, i.e.

selbst bei optimaler ZF-Bandbreite ergeben sich bei Trägerfrequenzen in der Nähe der oberen Frequenzgrenze des Betriebsfrequenzbereichs ungünstige Werte für die Empfindlichkeit der Peilanlage wegen der großen Bandbreite. even with an optimal IF bandwidth, there are carrier frequencies unfavorable values near the upper frequency limit of the operating frequency range for the sensitivity of the DF system because of the large bandwidth.

4. Um den Abstand Trägerleistung PT zu Rauschleistung PR zu erhöhen, kann man ein sog. Kammfilter in der ZF einsetzen, das bevorzugt die Spektrallinien der Peil-PM überträgt, und die zwischen diesen Spektrallinien (Abstand fu) vor -handenen Rauschanteile schwacht. Der Einsatz eines solchen Filters wird durch die mit der Trägerfrequenz f stark veränderliche Anzahl der zu berücksichtigenden Spektrallinien sehr kompliziert. Nach Fig.2a wären für Jf u = 1,9 (ent -sprechend einer Trägerfrequenz von f 9S 30 MHz) annähernd sieben Spektrallinien zu übertragen, bei Afu = 19 nach Fig.2d (f ty300 MHz) annähernd 43.4. To increase the distance between carrier power PT and noise power PR, a so-called comb filter can be used in the IF, which prefers the spectral lines the Peil-PM transmits, and the existing between these spectral lines (distance fu) Noise components weak. The use of such a filter is limited by the carrier frequency f highly variable number of spectral lines to be taken into account very complicated. According to FIG. 2a, for Jf u = 1.9 (corresponding to a carrier frequency of f 9S 30 MHz) to transmit approximately seven spectral lines, at Afu = 19 according to Fig. 2d (f ty300 MHz) approximately 43.

Aufgabe der Erfindung ist es, durch ein neuartiges Abtastverfahren die geschilderten Zusammenhänge zwischen Peilfrequenz f und Frequenzhub ii fu und der Bandbreite B so zu verändern, daß die Bedienbarkeit der Anordnung bei Wechsel der Betriebsfre -quenz erleichtert wird, bzw. das Signal - Rauschverhältnis optimiert wird.The object of the invention is to use a novel scanning method the described relationships between DF frequency f and frequency deviation ii and fu to change the bandwidth B so that the operability of the arrangement when changing the operating frequency is facilitated or the signal-to-noise ratio is optimized will.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß neben dem bereits beschriebenen ersten Abtastvorgang die gleiche Gruppe der Einzelantennen einem zweiten Abtastvorgang unter -worfen wird, der in der zeitlichen Aufeinanderfolge und der zeitlichen Dauer der einzelnen Kurzzeitsignale dem ersten Abtastvorgang gleicht, jedoch die einzelnen Kurzzeitsignale des zweiten Abtastvorgangs gegenüber den entsprechenden Kurzzeit -signalen des ersten Abtastvorgangs eine zeitliche Verschiebung At besitzen, die für alle Kurzzeitsignale der beiden Abtast -vorgänge gleich ist, und die zweite Abtastung in einem zweiten Empfänger ( E2 ) ein zweites phasenmoduliertes Summensignal ergibt, in dem die Phasenmodulation gegenüber dem ersten Abtastvorgang die zeitliche Verschiebung A dt besitzt und beide Swiirensignale in einer Auswerteeinrichtung mit Hilfe von Mischvorgängen addiert werden und ein drittes phasenmoduliertes Summensignal bilden, dessen Frequenzhub verschieden ist von dem Frequenzhub des ersten und des zweiten Summensignals und der Frequenzhub des dritten Summensignals durch Wahl der Zeitdifferenz t eingestellt wird.This object is achieved in that in addition to the already described first scanning process the same group of individual antennas a second Scanning process is subject to the time sequence and the the duration of the individual short-term signals is the same as the first sampling process, however, the individual short-term signals of the second scanning process compared to the corresponding Short-term signals of the first sampling process have a time shift At, which is the same for all short-term signals of the two scanning processes, and the second Sampling in a second receiver (E2) a second phase-modulated sum signal results in which the phase modulation compared to the first sampling process the temporal Shift A dt possesses and both Swiirensignale in an evaluation device can be added with the help of mixing processes and a third phase-modulated sum signal form whose frequency deviation is different from the frequency deviation of the first and the second sum signal and the frequency deviation of the third sum signal by choosing the Time difference t is set.

Ein Beispiel einer Peilanordnung mit zwei Abtastvorgängen zeigt Fig.3. Die Einzelantennen sind A1 bis A6. Jede Antenne hat zwei Ausgänge bzw. zwei Anschlüsse zur Entnahme der hoch -frequenten Signalspannung. Von jedem Ausgang führt ein Kabel ( Z1n bzw. Z2n ) über eine Schalteinrichtung ( S1n bzw. S2n ) zu einem der Empfänger ( E1 bzw. E2 ). E1 empfängt den ersten Abtastvorgang und liefert an seinem Ausgang das erste Summensignal (Zweig 1). E2 empfängt den zweiten Abtastvorgang und liefert an seinem Ausgang das zweite Summensignal (Zweig 2).An example of a bearing arrangement with two scanning processes is shown in FIG. The individual antennas are A1 to A6. Each antenna has two outputs or two connections for taking the high-frequency signal voltage. A cable leads from each exit ( Z1n or Z2n) via a switching device (S1n or S2n) to one of the receivers (E1 or E2). E1 receives the first sampling process and delivers at its output the first sum signal (branch 1). E2 receives the second scan and delivers the second sum signal (branch 2) at its output.

Die Schalteinrichtungen werden für jeden Abtastvorgang von je einer Steuereinrichtung ( B1 bzw. B2 ) für jeden der beiden Abtastvorgänge geschaltet. Die Ausgänge von E1 und E2 sind mit dem Auswertegerät W verbunden, an dessen Ausgang aus dem dritten Summensignal die Richtung der einfallenden Welle gewonnen wird.The switching devices are each one for each scanning process Control device (B1 or B2) switched for each of the two scanning processes. The outputs of E1 and E2 are connected to the evaluation device W, at its output the direction of the incident wave is obtained from the third sum signal.

Fig.4 zeigt ein Beispiel für eine Auswerteschaltung W mit Mischvorgang für die beiden Abtastungen. Die Auswerteschaltung hat zwei Eingänge für die beiden Zweige 1 und 2. Jeder Zweig besitzt mindestens einen Mischer ( M1 bzw. M2 ), einen Über -lagerungsoszillator ( °1 bzw. °2 ) und einen ZwischenErequenzverstärker ZF1 bzw. ZF2. Beide Zweige werden zusammengeführt in einem gemeinsamen Mischer M3 und einem gemeinsamen Zwischenfrequenzverstärker ZF3.~--Der ÜberIa-erungsoszillator 01 des Zweiges 1 schwingt auf der Frequenz f01 und erzeugt zusammen mit der Eingangsfrequenz die Zwischenfrequenz fz1. Entsprechend schwingt °2 auf der Frequenz f02 und erzeugt mit der Eingangsfrequenz die Zwischenfrequenz z2 Die beiden Zwischenfre -quenzen müssen unterschiedlich sein, damit beim Mischen in M3 eine Zwischenfrequenz fz3> 0 entstehen kann.4 shows an example of an evaluation circuit W with a mixing process for the two samples. The evaluation circuit has two inputs for the two Branches 1 and 2. Each branch has at least one mixer (M1 or M2), one Local oscillator (° 1 or ° 2) and an intermediate frequency amplifier ZF1 or ZF2. Both branches are brought together in a common mixer M3 and a common intermediate frequency amplifier ZF3. ~ - The over-the-air oscillator 01 of branch 1 oscillates at frequency f01 and generates together with the input frequency the intermediate frequency fz1. Correspondingly, ° 2 oscillates and generates at the frequency f02 with the input frequency the intermediate frequency z2 The two intermediate frequencies must be different so that when mixing in M3 an intermediate frequency fz3> 0 can arise.

fz3 fz1 fz2 Bei der Bildung der Zwischenfrequenz z3 als Differenz von fzl und z2 verschwindet eine eventuell vorhandene störende externe Frequenzmodulation der Nachricht. Aufgrund der zeitlich versetzten Abtastvorgänge in den beiden Empfangskanälen er -gibt sich auf der Zwischenfrequenz fz3, d. h. nach der Mischung, ein Phasenhub der Peilmodulation, der vom Zeitversatz der beiden Abtastvorgänge abhängig ist.fz3 fz1 fz2 When forming the intermediate frequency z3 as a difference Any interfering external frequency modulation that may be present disappears from fzl and z2 the message. Due to the staggered sampling processes in the two receiving channels it results from the intermediate frequency fz3, i.e. H. after mixing, a phase shift the bearing modulation, which depends on the time offset between the two scanning processes.

Ersetzt man wie in Fig.5 die zwei Abtastungen der Einzelantennen gedanklich durch zwei sich auf dem Kreis C bewegende Antennen 1 und 2, so entspricht die Zeitverzögerung #t der zweiten Abtastung einem Nacheilen der Antenne 1 gegenüber der Antenne 2 um den geometrischen Winkel ## . Dieser Winkel ist durch eine entsprechende Digitalschaltung im Steuergerät einstellbar und an sich frei wählbar. Ohne Berücksichtigung einer eventuellen senderseitigen FM erhält man als Ausgangs -spannungen der rotierenden Antennen nach Fig.5 (bzw. der ent -sprechend abgetasteten Antennengruppe): Antenne 1 Antenne 2 # = 2#f: Kreisfrequenz des Trägers, Peilfrequenz #u = 2#fu: Kreisfrequenz des Umlaufs ##u = D#/#o: Phasenhub des ersten und zweiten Summensignals O& : Azimutwinkel der einfallenden Welle gemäß Fig.5 : Scheinbare Nacheilung der Antenne 1 gegenüber der Antenne 2 im Umlauf nach Fig.5 Die Phasenwinkel der HF-Schwingungen der beiden Summensignale ( 7 ) und ( 8 ) sind: Als Beispiel sind in Fig.6 #1 und #2 und #2 - #1 für ein Azimut von α = 30° und ## = 30° aufgetragen.If, as in Fig. 5, the two scans of the individual antennas are replaced by two antennas 1 and 2 moving on circle C, then the time delay #t of the second scan corresponds to antenna 1 lagging behind antenna 2 by the geometric angle ## . This angle can be set using a corresponding digital circuit in the control unit and can be freely selected. Without taking into account any FM on the transmitter side, the following output voltages of the rotating antennas according to Fig. 5 (or the correspondingly scanned antenna group) are obtained: Antenna 1 Antenna 2 # = 2 # f: angular frequency of the carrier, bearing frequency #u = 2 # fu: angular frequency of the revolution ## u = D # / # o: phase deviation of the first and second sum signal O &: azimuth angle of the incident wave according to FIG Antenna 1 in relation to antenna 2 in the circuit according to Fig. 5 The phase angles of the RF oscillations of the two sum signals (7) and (8) are: As an example, # 1 and # 2 and # 2 - # 1 are plotted for an azimuth of α = 30 ° and ## = 30 ° in FIG.

Durch Mischung und Umsetzung -in die Zwischenfrequenz f3 (vgl.By mixing and converting into the intermediate frequency f3 (cf.

Fig.4) entsteht als Phasenwinkel des dritten Summensignals die Differenz Das dritte Summensignal ist also mit dem Hub phasenmoduliert, wobei die zeitliche Abfolge dieser Modulation den Azimutwinkel CK enthält.4) the difference arises as the phase angle of the third sum signal The third sum signal is therefore with the stroke phase modulated, the time sequence of this modulation containing the azimuth angle CK.

α läßt sich damit durch einen Vergleich der Phasenmodulation #3 mit dem zeitlichen Ablauf der Antennenrotation (bzw. der Sequenz der Abtastung der Antennengrappe) ermitteln. α can thus be determined by comparing the phase modulation # 3 with the timing of the antenna rotation (or the sequence of scanning the antenna grap).

Für einen bestimmten gewünschten Zwi schenfrequenz-Phasenhub muß ## nach Gleichung ( 12 ) entsprechend der Beziehung gewahlt werden. Die Auswertung von Gleichung ( 13 ) kann ent -weder in einem Zentralrechner erfolgen, der z.B. auch für die Frequenzeinstellung der Empfänger verantwortlich ist oder mit einem unabhängigen Mikroprozessor bzw, im einfachsten Fall auch von Hand.For a certain desired inter mediate frequency phase deviation must ## according to equation (12) according to the relationship to get voted. Equation (13) can be evaluated either in a central computer, which is also responsible, for example, for setting the frequency of the receivers, or with an independent microprocessor or, in the simplest case, by hand.

Die Möglichkeit, ##3 auf praktisch jeden gewünschten Wert ein -stellen zu können, bietet folgende vorteilhafte Anwendungen: 1. ##3 kann unabhängig von der Trägerfrequenz f konstant gehalten werden. Dadurch kann a) der ZF-Verstärker mit konstanter Bandbreite betrieben werden, ohne daß ein Empfindlichkeitsverlust bei niedrigen Trägerfrequenzen entsteht; b) der Frequenzdiskriminator optimal auf einen bestimmten konstanten Frequenzhub #fu3 = fu ##3 ( 14 ) eingestellt werden, c) statt des Frequenzdiskriminators ein Phasendiskriminator, wie z.B. ein Synchrondetektor eingesetzt werden, wenn ##3 < # gewählt wird. Als Vergleichsfrequenz könnte z.B. die Differenzfrequenz der quarzstabilisierten Oszillatoren f01 und f02 nach Fig. 4 dienen; d) wegen des von der Träcierfreouenz f unabhängigen Spektrums ein optimales Kammfilter gewählt werden; e) der Phasenhub ##3 so klein eingestellt werden, daß neben dem Träger praktisch nur noch zwei Spektrallinien auftreten. Dann kann mit sehr kleiner ZF-Bandbreite B gearbeitet werden und das Verhältnis aus Trägerleistung und Rauschleistung am Diskriminator wird entsprechend verbessert. Bei f # 300 MHz ist die zu übertragende Bandbreite mit fu = 130 Hz und D = 6 m ohne Zeitverzögerung B # 5,2 kHz, mit optimaler Phasenkompression BK ¢s 300 Hz. Bei konstanter Trägerleistung ist die Verbesserung des Abstandes Trägerleistung - Rauschleistung VK = 10 ig (B/BK) ws 12,4 dB. Für höhere Trä -gerfrequenzen bzw. größere Basis des Peilers ergeben sich noch günstigere Werte.The ability to set ## 3 to virtually any value you want being able to offer the following advantageous applications: 1. ## 3 can be independent of the carrier frequency f can be kept constant. This enables a) the IF amplifier can be operated with a constant bandwidth without loss of sensitivity occurs at low carrier frequencies; b) the frequency discriminator optimally a certain constant frequency deviation # fu3 = fu ## 3 (14) can be set, c) instead of the frequency discriminator, a phase discriminator such as a synchronous detector can be used if ## 3 <# is selected. The comparison frequency could e.g. the difference frequency of the crystal stabilized oscillators f01 and f02 according to Fig. 4 serve; d) because of the spectrum which is independent of the frequency f an optimal comb filter can be selected; e) the phase deviation ## 3 set so small that practically only two spectral lines appear next to the carrier. then can be used with a very small IF bandwidth B and the ratio of carrier power and noise performance at the discriminator is improved accordingly. At f # 300 MHz is the bandwidth to be transmitted with fu = 130 Hz and D = 6 m without time delay B # 5.2 kHz, with optimal phase compression BK ¢ s 300 Hz. With constant carrier power is the improvement of the distance carrier power - noise power VK = 10 ig (B / BK) ws 12.4 dB. For higher carrier frequencies or larger base of the direction finder result even cheaper values.

Der Ausgleich von Schwankungen der Gruppenlaufzeit des Empfängers durch abwechselnden Rechts- und Linksumlauf nach der deutschen OS 2613055 kann bei dem erfindungsgemaßen Konzept in gleicher Weise wie beim einfachen Dopplerpeiler erfolgen.The compensation of fluctuations in the group delay of the recipient by alternating clockwise and counterclockwise rotation according to the German OS 2613055 can be used in the inventive concept in the same way as with the simple Doppler direction finder take place.

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Claims

Claims 1. DF system for determining the direction of incidence a plane electromagnetic wave according to the principle of the Dopplerpei -ler, where the DF system has a group of identically structured individual antennas that are arranged equidistantly on a circle and their outputs are similar established cables are connected to the input of a common receiver, wherein each of these cables contains a switching device and each switching device through the switching pulses of a control device are briefly made permeable in such a way that that the output signals of the cables as temporally successive short-term signals are fed to the receiver and the sum of these short-term signals in the receiver Forms phase-modulated sum signal and from the phase modulation of the sum signal the direction of incidence of the wave can be determined, characterized in that in addition to the first scanning process already described, the same group of individual antennas (A1 to A6) is subjected to a second similar scanning process, which in the the chronological sequence and the duration of the individual short-term signals is the same as the first sampling process, but with the individual short-term signals of the second Sampling process compared to the corresponding short-term signals of the first sampling process have a time shift A dt that applies to all short-term signals of the two Sampling is the same, and the second sampling in a second receiver second phase-modulated sum signal results in which the phase modulation opposite the first sum signal has the time shift Ät and both sum signals added in an evaluation device with the help of frequency-converting mixing processes and form a third phase-modulated sum signal, the frequency deviation of which is different from the frequency deviation of the first and the second sum signal and the frequency deviation of the third sum signal is set by choosing the time difference a t becomes, and in an off value setup from the phase modulation of the third sum signal, the direction of incidence of the wave is determined.

2. DF system according to claim 1, characterized in that the time shift a dt of the second sampling is chosen so that the high-frequency bandwidth B des third sum signal remains approximately constant when the bearing frequency f changes.

3. DF system according to claim 1, characterized in that the time difference . t of the second sampling is chosen so that the phase deviation of the third sum signal is smaller than the phase deviation of the two sum signals at the inputs of the two Recipient.

4. DF system according to claim 1, characterized in that each individual antenna of the antenna groups an active antenna with at least two, decoupled from each other Outputs is.