DE2900599C2

DE2900599C2 - Method and arrangement for regenerating the main energy range used for transmission of a carrier-frequency digital signal

Info

Publication number: DE2900599C2
Application number: DE19792900599
Authority: DE
Inventors: Augustin Ing.(Grad.) 8041 Dietersheim Fuetterer; Gerhard Dipl.-Ing. 8905 Mering Thanhaeuser
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-09-30
Filing date: 1979-01-09
Publication date: 1981-01-08
Also published as: DE2900599B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regenerierung des zur Übertragung verwendeten Hauptenpigiebereiches eines trägerfrequenten digitalen Signals, das in einem pseudoternären Code vorliegt und bei dessen Erzeugung zunächst zur Umcodierung in eine Duobinärcodelage ein Träger mit einer Frequenz gleich der halben Bitfoigefrequenz des digitalen Signali verwendet wird, dessen Phase um 0° gegenüber der Phase einer Schwingung verschoben ist, die im digitalen Signal mit einer Frequenz gleich der halben Bitfoigefrequenz auftritt und außerdem eine weitere UmcodieTing mit einem weiteren Träger mit einer Frequenz gleirii dem Vielfachen der halben Bitfrequenz und einer Phasenver-Schiebung der Anfangsphase von 0° oder 180° erfolgt, das nach der Übertragung der empfangene Hauptencr giebereich entzerrt und verstärkt wird und gleichzeitig einer Modulationseinrichtung und einer Anordnung zur Takt- und Trägerableitung zugeführt wird und in der Modulationseinrichtung der empfangene und entzerrte Hauptenergiebereich in ein regenerierbaTS digitales Signal umgewandelt * ird und dieses Signal anschließend amplitudenmäßig und zeitmäßig regeneriert wird, wobei aus dem empfangenen Signal eine Trägerschwingung mit einer Frequenz gleich dem sendeseitig verwendeten Vielfachen der halben Bitfoigefrequenz der digitalen Signale abgeleitet wird und durch Multiplikation dieser Trägerschwingung mit dem empfangenen, entzerrten Seitenband das regenerierbare digitale Signal erzeugt wird nach Patentanspruch 1 von Patent (Aktenz.: P 27 44 126.5) sowie eine Anord nung zur Durchführung dieses Verfahrens.The invention relates to a method for regenerating the main pigment area used for transmission a carrier-frequency digital signal, which is present in a pseudo-ternary code and whose First generation of a carrier with a frequency equal to that for recoding into a dual binary code position half the bit frame frequency of the digital signal is used whose phase is 0 ° compared to the phase of a Vibration is shifted in the digital signal with a frequency equal to half the Bitfoigefrefrequenz occurs and also another UmcodieTing with another carrier with a frequency gleirii dem Multiples of half the bit frequency and a phase shift of the initial phase of 0 ° or 180 ° takes place, that after the transmission of the received main tel gie area is equalized and amplified and at the same time a modulation device and an arrangement for Clock and carrier derivation is fed and the received and equalized in the modulation device Main energy area is converted into a regenerable digital signal and this signal is then converted is regenerated in terms of amplitude and time, a carrier oscillation from the received signal with a frequency equal to the multiple of half the bit sequence frequency used by the transmitter of the digital signals is derived and by multiplying this carrier wave with the received, equalized sideband, the regenerable digital signal is generated according to claim 1 of patent (file number: P 27 44 126.5) and an arrangement for carrying out this process.

Ein Verfahren und eine Anordnung dieser Art sind in dem Hauptpatent näher beschrieben. Zur Erläuterung des eingangs genannten Verfahrens sei auf die Fig. 1 verwiesen. In der F i g. 1 sind Sigrmlverknüpfungen zwischen einem zu übertragenden digitalen Signal und trägerfrequenten digitalen Signalen dargestellt. Die Zeile a der Fig. 1 zeigt ein pseudoternär codiertes digitales Signal ohn Gleichstromanteil, das in dieser Form vorliegen kann oder durch Umcodierung aus einem binären Signal entstanden ist. Die Zeile b zeigt einen ersten Träger mit einer Bitfoigefrequenz. die der halben Bitfoigefrequenz der in a dargestellten digitalen Signale entspricht. Durch Multiplikation des digitalen Signals nach Zeile a mit dem ersten Träger nach Zeile b entsieht ein neues digitales Signal c, das in der Duobinärcodelage vorliegt. Die Phasenverschiebung der in den Zeilen a. b. c dargestellten Signale beträgt untereinander 0\ In der Zeile c/ ist ein zweiter Träger mit einer Frequenz gleich der Bitfoigefrequenz der digitalen Signale dargestellt. Durch Multiplikation des Signals nach Zeile c. also des in der Doubinärcodelage vorliegenden Signals mit dem zweiten Träger ergibt sich das Signal nach Zeile f. bei dem es sich um ein tfägerfreqUentes, pseudoternär codiertes Signal handelt, dessen Hauptenergiebereich übertragen werden kann. Alternativ ist auch statt des zweiten Trägers ein dritter Träger mit einer Frequenz gleich der Bitfolgefrequenz der digitalen Signale verwendbar, der iii Zeile / dargestellt ist. Durch Multiplikation des duobinär codierten digitalen Signals nach Zeile c mit diesem dritten Träger ergibt sich ein weiteres trägerfreqUentesA method and an arrangement of this type are described in more detail in the main patent. To explain the initially mentioned method 1 reference is made to Fig. Referenced. In FIG. 1 shows signal links between a digital signal to be transmitted and carrier-frequency digital signals. Line a in FIG. 1 shows a pseudo-ternary coded digital signal without a direct current component, which can be present in this form or has arisen from a binary signal by recoding. Line b shows a first carrier with a bit sequence frequency. which corresponds to half the bit sequence frequency of the digital signals shown in a. By multiplying the digital signal according to line a with the first carrier according to line b, a new digital signal c arises, which is present in the dual binary code position. A second carrier having a frequency equal to the Bitfoigefrequenz the digital signals the phase shift of the amounts in the rows from c shown signals with each other 0 \ c In the line / is illustrated. By multiplying the signal according to line c. that is, the signal with the second carrier in the double code position results in the signal according to line f. which is a frequency-frequency, pseudo-ternary coded signal whose main energy range can be transmitted. Alternatively, instead of the second carrier, it is also possible to use a third carrier with a frequency equal to the bit sequence frequency of the digital signals, which is shown in the third line /. By multiplying the duobinary coded digital signal according to line c with this third carrier, a further carrier frequency results

on r\r\ ρr\r\ ^V \J\J DZU on r \ r \ ρr \ r \ ^ V \ J \ J DZU

pseudoternär codiertes Leitungssigniil, dessen Hauptenergiebereich ebenfalls zur LeitungsiQbertragung geeignet ist.pseudo-ternary coded line signal, its main energy range is also suitable for line transmission.

Bei den in Fig. 1 dargestellten Signalen ändert sich mit der Umsetzung jeweils die Energieverteilung im Frequenzbereich. In der F i g. 2a ist die Energieverteilung eines binär codierten digitalen Signals gezeigt, während in der Fig.2b die Energieverteilung eines pseudoternär cod:trten digitalen Signals dargestellt ist Die Energieverteilung des digitalen Signals in der Duobinärcodelage ist in der Fig.2c dargestellt, während in der F i g. 2d die Energieverteilung des in der Fig. 1, Zeile e dargestellten trägerfrequenten pseudoternär codierten Leitungssignals gezeigt ist Aus der Fig.2d ergibt sich, daß für eine ausreichende Regeneration nur der Hauptenergiebereich des Signals übertragen werden muß. Durch eine kohärente Demodulation, wie sie im Hauptpatent näher beschrieben ist, läßt sich empfangsseitig aus dem Hauptenergiebereich ein regenerierfähiges digitales Signal erzeugen. Es entsteht das in Fig.2ε dargesteülte Signal, wobei zunächst oberhalb von /V und unterhalb von - f-, jeweils ein zusätzliches Band beginnt, dessen Hauptenergie bei 2 /τ bzw. -2 fr liegt. Dieses zusätzliche Band wird in bekannter Weise durch ein Tiefpaßfilter unterdrückt.In the case of the signals shown in FIG. 1, the energy distribution in the frequency range changes with the implementation. In FIG. 2a shows the energy distribution of a binary coded digital signal, while FIG. 2b shows the energy distribution of a pseudoternary cod: trten digital signal. The energy distribution of the digital signal in the dual binary code position is shown in FIG . 2d shows the energy distribution of the carrier-frequency pseudo-ternary coded line signal shown in FIG. 1, line e. FIG. 2d shows that only the main energy range of the signal has to be transmitted for adequate regeneration. By means of coherent demodulation, as described in more detail in the main patent, a regenerative digital signal can be generated from the main energy range on the receiving side. The result is the signal shown in FIG. 2ε , with an additional band beginning above / V and below -f-, the main energy of which is 2 / τ or -2 fr . This additional band is suppressed in a known manner by a low-pass filter.

Die in der F i g. 2 dargestellten Energieverteilungen gelten für Signale mit rechteckförmigen Impulsen. Für cosMörmige ImDulsformen ergeben sich ähnliche Energieverteilungen, die Anteile im oberen Frequenzbereich sind jedoch durch eine entsprechende Tiefpaßfunktion gedämpft.The in the F i g. The energy distributions shown in Figure 2 apply to signals with square-wave pulses. For Cos-shaped pulse shapes result in similar ones Energy distributions, the components in the upper frequency range, however, are due to a corresponding low-pass function muffled.

Aus Fig. 2c ergibt sich, daß das zur Regenerierung erzeugte, in der Duobinärcodelage vorliegende digitale Signal einen erheblichen Gleichstromanteil aufweist. Daraus folgt, daß zwischen Demodulator und Amplitudenentscheider des Impulsregenerators ein für Gleichstrom durchlässiger Weg vorgesehen sein muß. Dabei tritt jedoch eine Offsetspannung auf, die zu Schwellwertverschiebungen im Amplitudenentscheider des Impulsregener .tors und damit zu Verschlechterungen des Signal-Geräuschverhältnisses führen kann.From Fig. 2c it can be seen that the digital generated for regeneration and present in the dual binary code position Signal has a significant DC component. It follows that between the demodulator and the amplitude decision maker of the pulse regenerator a path permeable to direct current must be provided. Included however, an offset voltage occurs, which leads to threshold value shifts in the amplitude decider of the Impulse regenerator .tors and thus lead to a deterioration in the signal-to-noise ratio.

Die Aufgabe der Erfindung besteht also darin, das im Hauptpatent beschriebene Verfahren und die entsprechende Anordnung so weiter zu entwickeln, daß auftretende Offsetspannungen keine Schwellwertver-Schiebung im Amplitudenentscheider und damit keine Verschlechterung des Signal-Geräuschverhältnisses hervorrufen können.The object of the invention is therefore to further develop the method described in the main patent and the corresponding arrangement in such a way that occurring offset voltages cannot cause a threshold value shift in the amplitude decider and thus no deterioration in the signal-to-noise ratio.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß der arithmetische Mittelwert des erzeugten regenerierbaren digitalen Signals gebildet und als Masse-Bezug; signal einem unsymmetrischen Tiefpaßfilter, in dem die Impulse des erzeugten regenerierbaren digitalen Signals von der Rechteck- in die cos²-Form umgewandelt werden, zugeführt wird. S5According to the invention, the object is achieved in that the arithmetic mean value of the regenerable digital signal generated is formed and used as a ground reference; signal is fed to an asymmetrical low-pass filter in which the pulses of the regenerable digital signal generated ^{are converted from the square to the cos 2 form.} S5

Die Erfindung beruht dabei auf der Erkenntnis, daß die Unterdrückung von Offsetspannungen durch die Erzeugung eines virtuellen Bezugspotentials im Verbindungsweg zwischen Demodulator und Amplitudenentscheider des Regenerators möglich ist. Von besonderem Vorteil ist dabei, daß Störungen oder Verzerrungen des Demodülatiönssignals keinen Einfluß iiuf das Massebezugssignal haben und der zusätzlich benötigte Aufwand insgesamt sehr gering ist.The invention is based on the knowledge that the suppression of offset voltages by the Generation of a virtual reference potential in the connection path between the demodulator and the amplitude decision maker of the regenerator is possible. It is particularly advantageous that interference or distortion of the Demodulation signals have no influence on the ground reference signal and the additional effort required is very low overall.

Eine Weiterbildung der Erfindung, die auch bei größeren Offsetspannungen wirksam ist, ergibt sich dadurch, daß das erzeugte Masse-Bezugssignal außerdem einem nachgeschalteten Amplitudenentscheider zur Steuerung dieser Amplituden-Schwellspannungen zugeführt wird.A further development of the invention, which is also effective in the case of larger offset voltages, results in that the generated ground reference signal also a downstream amplitude decision maker to control these amplitude threshold voltages is fed.

Eine zweckmäßige Regeneratoranordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit einem eingangsseitigen Bandpaß mit angeschlossenem gesteuerten Entzerrer, einer Anordnung zur Trägerableitung, einer Modulatoranordnung, einem Tiefpaßfilter und einem für die Regenerierung gleichstrombehafteter Signale eingerichteten Basisbandregenerator ergibt sich dadurch, daß die Modulatoranordnung einen unsymmetrischen Doppelgegentaktmischer mit einem Signaleingang, einem Takteingang und wenigstens zwei Ausgängen und eine nachgeschaltete Anordnung zur Mittelwertbildung mit wenigstens zwei Eingängen enthält und daß der Ausgang der Anordnung zur Mittelwertbildung mit einem Bezugsspannungsanschluß des Tiefpaßfilters und einem Bezugsspannungsanschluß des Amplitudenentscheiders des Bastsbandregenerators verbunden ist, daß der Signaleingang des Tiefpaßfilters mit einem der Ausgänge des Doppelgeger.taktmis· '.ers und der Ausgang des Tiefpaßfilters rniv einem Sigüaleingang des Amplitudenentscheiders verbunden ist.A useful regenerator arrangement for carrying out the method according to the invention with an input bandpass filter with a connected controlled equalizer, an arrangement for carrier dissipation, a modulator arrangement, a low-pass filter and one for the regeneration of DC-affected Signals established baseband regenerator results from the fact that the modulator arrangement is an asymmetrical one Double push-pull mixer with a signal input, a clock input and at least two outputs and a downstream arrangement for averaging with at least two inputs and that the output of the arrangement for averaging with a reference voltage connection of the low-pass filter and a reference voltage connection of the amplitude decider of the bast band regenerator is connected, that the signal input of the low-pass filter with one of the outputs of the Doppelgeger.taktmis · '.ers and the Output of the low-pass filter rniv a signal input of the Amplitude decision maker is connected.

Die Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert werden.
In der Zeichnung zeigtThe invention will be explained in more detail below with reference to the drawing.
In the drawing shows

Fig. 1 ein Diagramm zur Erzeugung von digitalen Signalen in der Duobinärcodelage und davon abgeleiteten trägerfrequenten digitalen Signalen,Fig. 1 is a diagram for generating digital signals in the dual binary code position and derived therefrom carrier-frequency digital signals,

Fig. 2 Energieverteilungen in Abhängigkeit von der Frequenz für in F i g. 1 dargestellte Signale,Fig. 2 energy distributions as a function of the Frequency for in FIG. 1 signals shown,

Fig 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Demodulatorschaltung,3 shows a block diagram of a demodulator circuit according to the invention,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild zu der in Fig. 3 gezeigten Anordnung undFIG. 4 shows a detailed circuit diagram for that in FIG. 3 shown arrangement and

Fig. 5 Signaldiagramme zu der in Fig.4 gezeigten Anordnung.FIG. 5 shows signal diagrams for the arrangement shown in FIG.

Auf die Fig. 1 und 2 wurde bei der Erläuterung des Hauptpatentes bereits ausführlich eingegangen, so daß an dieser Stelle auf weitere Ausführungen verzichtet wird.1 and 2 was in the explanation of the Main patent has already been received in detail, so that no further explanations are given at this point will.

Die Demodulatorschaltung nach der Fig. 3 verfügt über einen Eingang E für die in pseudoternärer Form vorliegenden digitalen Signale. Mit diesem Eingang fist der Signaleingang eines Doppelgegentaktmischers M und einer Takt- und Trägerableitüng TRA verbunden. Durch diese Takt- und Trägerableitung wird neben den für den angeschlossenen Basisbandregenerator benötigten Takt auch der Träger Utr erzeugt, der an den Trägereingang des Doppelgegentaktmischers M abgegeben wird. In diesem Doppelgegentaktmischer wird durch Multiplikation oes Tragers mit dem digitalen Signal eine kohärente Demodulation durchgeführt und ein in der Duobinärcodelage befindliches regenerierfähige:) digitales Signal erzeugt. Dieses Signal wird in Form zweier zueinander gegenphasiger Ausgsr.gsspannungen ίΛι. IU 2 getrennt von den beiden Ausgängen de? Doppelgegentaktmischers M an zwei Eingänge einer Anordnung MWB zur Mittelwertbildung abgegeben. Außerdem dient ine der beiden Ausgangsspannungen zur Speisung des dem Doppelgegentaktmischer nachgeschalteten Tiefpaßfilters TP. Von der Anordnung MWB wird der arithmetische Mittelwert der beiden Ausgangsspannungen U_A\, Hai erzeugt und an einen virtuellen Massepunkt VM abgegeben. Dieser virtuelle Massepunkt ist mit eineil! Masseanschluß des Tiefpaßfilters TP und außerdem mit dem Steuereingang eines dem Tiefpaßfilter TP im Signalweg nachgeschalteten Amplitudenentscheiders AE verbunden, Dieser Ampll·The demodulator circuit according to FIG. 3 has an input E for the digital signals present in pseudo-ternary form. The signal input of a double push-pull mixer M and a clock and carrier output TRA are connected to this input. Through this clock and carrier derivation, in addition to the clock required for the connected baseband regenerator, the carrier Utr is also generated, which is delivered to the carrier input of the double push-pull mixer M. In this double push-pull mixer, a coherent demodulation is carried out by multiplying the carrier with the digital signal and a digital signal that can be regenerated in the dual binary code position is generated. This signal is in the form of two output voltages in phase opposition to one another. IU 2 separated from the two outputs de? Double push-pull mixer M delivered to two inputs of an arrangement MWB for averaging. In addition, one of the two output voltages is used to feed the low-pass filter TP connected downstream of the double push-pull mixer. The arrangement MWB generates the arithmetic mean value of the two output voltages U _A \, Hai and delivers it to a virtual ground point VM . This virtual ground point is one of them! Ground connection of the low-pass filter TP and also connected to the control input of an amplitude decider AE connected downstream of the low-pass filter TP in the signal path.

tudenentscheider ist Teil eines bekannten Basisbandregenerators zur Regenerierung der Duobinärsignale. Der virtuelle Massepunkt VM stellt dabei einen offselfreien Bezugspunkt für den Tiefpaß und den Amplitudenentscheider dar.tudenentscheider is part of a well-known baseband regenerator for regenerating duobinary signals. The virtual ground point VM represents an open reference point for the low-pass filter and the amplitude decider.

Die in Fig.4 gezeigte Schaltung enthält einen integrierten Doppelgegenlaklrhischef 5042, der zusätzlich eine äußere Beschallung durch die Widerstände R\ ... R8 aufweist, Der Doppelgegenfaktmischer verfügt über einen Trägereingang mit zwei Anschlüssen für den von der Takt- und Trägerableitung erzeugten Träger L/77? und einen Signaleingang mit zwei Anschlüssen für das von der Leitung übertragene Signal Ue. Der integrierte symmetrische Mischer SO 42 besteht aus zwei Stromquellen, die durch die Transistoren Π und 7"2 gebildet werden und die über einen Polaritätsumschaller. der durch die Transistoren T3 ... Tb gebildet ist. an die mit der Speisespannung + U verbundenenThe circuit shown in FIG. 4 contains an integrated double counterfactor 5042, which also has an external sound system through the resistors R \ ... R 8 / 77? and a signal input with two connections for the signal Ue transmitted by the line. The integrated symmetrical mixer SO 42 consists of two current sources which are formed by the transistors Π and 7 ″ 2 and which are connected to the supply voltage + U via a polarity converter which is formed by the transistors T3 ... Tb

WiHpritänHp ff I tinri ff 7 (jpsrhaltpt νιρπ\ηη Γ)ίρWiHpritänHp ff I tinri ff 7 (jpsrhaltpt νιρπ \ ηη Γ) ίρ

Stromquellen und die Umschaltertransistoren erhalten eine temperaturkompensierte Vorspannung, die mittels eines aus Widerständen und Dioden bestehenden Spannungsteilers in der gezeigten Weise realisiert ist. Die Stromquelientransistoren 7*1 und 7"2 werden durch das Empfangssignal Uf angesteuert, während der Polaritätsumschalter durch den zugeführten Demodulationsträger umgeschaltet v/ird. Die Umschaltung erfolgt dabei so. daß während der positiven Trägerhalbwelle über den Widerstand R 2 und den Transistor 7"6 der Strom /2 und über den Widerstand Ri und den Transistor TZ der Strom /1 fließt. Während der negativen Halbwelle des Trägers fließt der Strom /1 über den Widerstand R 2 und den Transistor T4 und der Strom /2 über den Widerstand R 1 und den Transistor 7 5. Da die Ströme /1 bzw. /2 außerdem über die Transistoren 7*1 bzw. T2 fließen, sind diese Ströme proportional zur Eingang-sspannung Ue- Zur Erläuterung dieses Demodulatiorisvorganges wird die F i g. 5 herangezogen, die in der linken Spalte den Demodulationsvorgang für ein sinusförmiges Eingangssignal und in der rechten Spalte für ein idealisiertes digitales Signal als Eingangssignal darstellt. In beiden Fällen wird die bei σ dargestellte gleiche Tragerschwingung verwendet. Das Eingangssignal Ue und die Trägerspannung Um sind dabei auf ein Ruhepotential Ur bezogen, das bei fehlender externer Signalspannung an den beiden Eingangsklemmen auftritt. In diesem Fall fließt der Strom /1 je zur Hälfte über den Transistor 7*3 und den Transistor T4 zum Transistor Ti und der Strom /2 entsprechend über TS und TS zum Transistor TZ Die entstehenden Ausgangsspannungen Ua ι und Ua 2 sind dann gleich grüß und entsprechen der Spannung LW Diese Spannung ist als Bezugspotential für die Ausgangsspannungen in F i g. 5c, 5d bezogen.Current sources and the changeover transistors receive a temperature-compensated bias voltage, which is implemented in the manner shown by means of a voltage divider consisting of resistors and diodes. The current source transistors 7 * 1 and 7 "2 are controlled by the received signal Uf , while the polarity switch is switched by the supplied demodulation carrier. The switchover takes place in such a way that during the positive carrier half-cycle via the resistor R 2 and the transistor 7" 6 the current / 2 and the current / 1 flows through the resistor Ri and the transistor TZ. During the negative half cycle of the carrier, the current / 1 flows through the resistor R 2 and the transistor T4 and the current / 2 flows through the resistor R 1 and the transistor 7 5. Since the currents / 1 and / 2 also flow through the transistors 7 * 1 or T2 flow, these currents are proportional to the input voltage Ue. To explain this demodulation process, FIG. 5 is used, which shows the demodulation process for a sinusoidal input signal in the left column and for an idealized digital signal as an input signal in the right column. In both cases, the same carrier vibration shown at σ is used. The input signal Ue and the carrier voltage Um are related to a rest potential Ur , which occurs at the two input terminals when there is no external signal voltage. In this case, half of the current / 1 flows via the transistor 7 * 3 and the transistor T4 to the transistor Ti and the current / 2 correspondingly via TS and TS to the transistor TZ. The resulting output voltages Ua ι and Ua 2 are then equal and correspond to the voltage LW This voltage is used as a reference potential for the output voltages in FIG. 5c, 5d related.

Im Betriebsfall wird dieses Bezugspotential durch die Signale überlagert und muß durch Mittelwertbildung erzeugt werden. Dabei ist ersichtlich, daß der Mittelwert der Ausgangsspannungen der Zeilen c und d jeweils einen konstanten Wert ergibt Dieser Mittelwert wird durch die beiden Operationsverstärker V\ bzw. VI erzeugt Der eine Signaleingang des Operationsverstärkers Vi ist über die beiden Widerstände R 2 und R 3 mit den Ausgangsanschlüssen des Doppelgegentaktmodulators verbunden und wirkt als Addierer. Das Äusgangssignal des ersten Operationsverstärkers wird über einen mittels Spannungsteiler mit der Speisespannungsquelle verbundenen Ausgangsanschluß einem der beiden "j Eingänge des zweiten Operationsverstärkers V2 zugeführt, der als Inverter geschaltet ist. Der Ausgangsänschluß des zweiten Operationsverstärkers ist außerdem über einen Spannungsteiler mit der Speisespannungsquelle verbunden. Die an den Mittelanschlüssen der beiden Spannungsteiler erzeugten Spannungen stellen die Referenzspannungen für die beiden Amplitudenentscheiderteile des Basisbnndregenerators dar. Aus diesem Grunde ist der erste Amplitudenentscheiderteil AEi mit dem Mittelabgriff des aus den Widerständen R 11 und R 12 gebildeten und an den Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers angeschlossenen Spannungsteiler verbunden, in entsprechender Weise ist der zweite Amplitudenentscheiderteil AE2 an den ausDuring operation, this reference potential is superimposed by the signals and must be generated by averaging. It can be seen that the average value of the output voltages of the lines c and d are each a constant value is obtained This average value is determined by the two operational amplifiers V \ or VI produces a signal input of the operational amplifier Vi is via the two resistors R 2 and R 3 with the Output connections of the double push-pull modulator and acts as an adder. The output signal of the first operational amplifier is fed via an output terminal connected to the supply voltage source by means of a voltage divider to one of the two "j inputs of the second operational amplifier V2 , which is connected as an inverter. The output terminal of the second operational amplifier is also connected to the supply voltage source via a voltage divider Voltages generated at the center connections of the two voltage dividers represent the reference voltages for the two amplitude decision parts of the base band regenerator. For this reason, the first amplitude decision part AEi is connected to the center tap of the voltage divider formed from the resistors R 11 and R 12 and connected to the output connection of the second operational amplifier. in a corresponding manner, the second amplitude decision part AE2 is off

Ηρη WiHprclänrjpn .ff 9 und R 10 "^bildeten prcipn Spannungsteiler angeschlossen. Der Ausgangsanschluß des zweiten Operalionsverstärkers dient außerdem als virtueller Massepunkt für das Tiefpaßfilter TP. Dieses Tiefpaßfilter ist im vorliegenden Falle als Gauss-Tiefpaß geschaltet, dessen Eingang mit dem zweiten Ausgangsanschluß des Doppelgegentaktmischers M und dessen Ausgang mit Signaleingängen des ersten und des zweiten Ampliludenentscheiderteils AE1. AE2 verbunden ist Oas Tiefpaßfilter 7Pstellt im vorliegenden Falle ein wenig aufwendiges unsymmetrisches Filter zur Impulsformung dar, an dessen Ausgang das regenerierfähige Duobinärsignal abgegeben wird.Ηρη WiHprclänrjpn .ff 9 and R 10 "^ formed prcipn voltage dividers connected. The output connection of the second operational amplifier also serves as a virtual ground point for the low-pass filter TP M and the output of which is connected to the signal inputs of the first and second amplitude decision parts AE 1. AE2 .

Die gezeigte Schaltungsanordnung ist gegen Störsignale ausreichend unempfindlich. Treten beispielsweise am Eingang der Schaltungsanordnung Störsignale auf. dann bleibt der arithmetische Mittelwert weiterhin konstant, da die beiden im Doppelgegentaktmischer auftretenden Ströme /1 und /2 gegenphasig und proportional zur Eingangsstörspannung sind und dadurch deren Summe einen konstanten Wert ergibt.The circuit arrangement shown is sufficiently insensitive to interference signals. Kick, for example interference signals at the input of the circuit arrangement. then the arithmetic mean remains constant, since the two currents / 1 and / 2 occurring in the double push-pull mixer are in phase opposition and are proportional to the input interference voltage and the sum of these results in a constant value.

Um Störungen auf die Mittelwertbildung während der Polaritätsumschaltung durch den Demodulationsträger am Demodulatorausgang zu vermeiden, ist am Eingang des ersten Operationsverstärkers ein r".uiiuetibaiur C i als Kurzschluß für Störspannungen, die auf Grund von Unsymmetrien des Mischers entstehen, vorgesehen. Da der Bezugspunkt für die Schwellwerlentscheidung im Amplitudenentscheider durch den arithmetischen Mittelwert der Ausgangsspannungen bestimmt wird, geht eine Gleichspannungsverschiebung des Mischerausgangssignals nicht in die Amplitudenentscheidung ein. Die auftretende Gleichspannungsverschiebuf-r des virtuellen Massepunktes wird nur durch die Operationsverstärker bestimmt und kann in der Praxis vernachlässigt werden. Auch beispielsweise durch Bandbegrenzung im unteren Frequenzbereich des Eingangssignals entstandene Verzerrungen, die sich als langgezogene, über mehrere Bitpositionen verteilte Schwingungen äußern, haben keinen Einfluß auf das Entscheidersignal. Diese Verzermngen äußern sich als höherfrequente Störung am Demodulatorausgang, die außerhalb der Durchlaßkurve des Tiefpaßfilters liegen und dadurch unwirksam werden.In order to avoid interference with the mean value formation during polarity switching by the demodulation carrier at the demodulator output, a r ".uiiuetibaiur C i is provided at the input of the first operational amplifier as a short circuit for interference voltages that arise due to asymmetries in the mixer. Since the reference point for the If the threshold decision in the amplitude decision maker is determined by the arithmetic mean value of the output voltages, a DC voltage shift of the mixer output signal is not included in the amplitude decision Distortions that arise in the lower frequency range of the input signal and are expressed as elongated oscillations distributed over several bit positions have no influence on the decision-making signal n express themselves as higher-frequency disturbances at the demodulator output, which lie outside the transmission curve of the low-pass filter and thus become ineffective.

Hierzu 5 Blatt ZeichnungenIn addition 5 sheets of drawings

Claims

29 OO claims:

1. A method for regenerating the main energy range used for transmission of a carrier-frequency digital signal that is present in a pseudo-ternary code and when it is generated, initially for Uimcoding in a duobinary code position, a carrier with a frequency equal to half the bit frame frequency of the digital signal is used, the phase of which is around 0 ° is shifted compared to the phase of an oscillation that occurs in the digital signal with a frequency equal to half the Bitfoigefrefrequenz and also a further recoding with a further carrier with a frequency equal to a multiple of half the bit frequency and a phase shift of the initial phase of 0 ° or 180 ° takes place, which after the transmission the received main energy area esi'.errt and amplified and at the same time a motivation device and an arrangement for clock and carrier derivation is fed and in the modulation device the received and equalized main energy area in a re generated digital signal is converted and this signal is then regenerated in terms of amplitude and time, with a carrier oscillation with a frequency equal to the multiple of half the bit frame frequency of the digital signals used on the transmit side being derived from the received signal and by multiplying this carrier oscillation with the received, equalized sideband the stimulable digital signal is generated according to claim 1 of patent (file number: P 27 44 126.5), characterized in that the arithmetic mean of the generated regenerable digital signal is formed and an asymmetrical low-pass filter in which the pulses of the generated regenerable digital signal are converted from the square to the cos ² form, is supplied.

2. The method according to claim 1, characterized in that the generated ground reference signal is also fed to a downstream amplitude decider (AE) for controlling these amplitude threshold voltages.

3. Regenerator arrangement for carrying out the method according to claim 1 or 2 with an input-side bandpass filter with connected controlled equalizer, an arrangement for carrier discharge, a modulator arrangement. a low-pass filter and a baseband regenerator set up for the regeneration of signals subject to direct current, characterized in that the modulator arrangement contains an asymmetrical double push-pull mixer (M) with a signal input, a clock input and at least two outputs and a downstream arrangement (MWB) for averaging with at least two inputs and that the output of the arrangement (MWB) for averaging is connected to a reference voltage connection of the low-pass filter (TP) and a reference voltage connection of the amplitude decider (AE) of the baseband regenerator, that the signal path of the low-pass filter (TP) with one of the outputs of the double push-pull mixer (M) and the output of the low-pass filter with a signal input of the amplitude decider
connected isu