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'Verfahren zur Entfernungsmessung und Einrichtung hiezu"
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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entfernungsmessung mittels
elektromagnetischer Strahlen, vorzugsweise vom Ultrav iolettbere ich bis in den
Infrarotbereich, und einem Sender und Empfänger mit vorzugsweise elektrooptischen
Wandlern, wobei eine Messung nach einem Impulslaufzeitverfahren mit periodisch ausgesandten
Impulsen durchgeführt wird. Fernerhin betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur
Durchführung dieses Verfahrens mit einem Sender und Empfänger zur Emission bzw.
zum Empfang von Impulsen, wobei aus der Laufzeit der Impulse die Entfernung des
Meßobjektes ermittelt wird.
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Beim Einsatz elektrooptischer Wandler für. Sender und Empfänger eines
Entfernungsmeßsystems unter Benutzung kurzer Sende impulse ist eine relativ hohe
Genauigkeit des Entfernungsmeßwertes erzielbar, wobei auch bei nicht zu hoher Impulsfolgefrequenz
ein großer Eindeutlgkeltsberelch des Meßergebnisses erzielbar ist. Der erzielbaren
Meßgenauigkeit sind bisher technische Grenzen gesetzt, da die Signalverarbeitung
im Echtzeitbereich erfolgt, wobei aussteuerungsabhängige Laufzeitfehler der vom
Sender abgestrahlten und vom Meßobjekt reflektierten Impulse bei einer Zeitmessung
nie in nachteiliger Weise ganz vermeidbar sind.
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Wird eine äußerst hohe Genauigkeit des Meßwertes gefordert, so verwendet
man Einrichtungen zur Entfernungsmessun,. die nach dem Dauerstrichprinzip arbeiten.
Bei derartigen, beispielsweise optischen Abstandsmeßgeräten wird ein Lichtstrahl
kontinuierlich ausgesandt, der in seiner Intensität sinusförmig moduliert ist, wobei
die Abstandsmessung in Form einer Messung der Phasenlage der Modulationsschwingung
von Sende- und Empfangssignal zueinander durchgeführt wird. Hiebei ist zur Erzielung
einer hohen Meßgenauigkeit eine hohe Modulationsfrequenz und zum Erzielen eines
hohen Eindeutigkeitsbereiches hingegen eine nidrige Modulationsfrequenz erforderlich.
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Darüber hinaus ist der Zeitaufwand für einen Meßvorgang nach einem
Dauerstrichverfahren größer als bei einer Laufzeitermittlung.
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Nachteilig ist darüber hinaus, daß die Reichweite von Dauerstrich-Meßeinrichtungen
wesentlich geringer ist als von Impulsmeßgeräten, daß beispielsweise die senderseitig
verwendete Laserdiode im Dauerstrichbetrieb nur wesentlich geringer belastbar ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Entfernungsmeßverfahren
bzw. eine Einrichtung hiezu bei dem bzw. bei der eine Impulslaufzeitmessung durchgeführt
wird, derart zu verbessern, daß die an sich große Reichweite der Impuls messung
aufrecht erhalten wird und im wesentlichen die Genauigkeit einer Dauerstrichmessung,
d. h. einer Messung mit kontinuierlich ausgesandtem senderseitigen Signal, erreicht
wird.
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Gemäß der Erfindung wird daher bei einem Verfahren der eingangs erwähnten
Art vorgeschlagen, daß aus der gegenüber dem Sendesignal zeitverzögerten Impulsfolge
des Empfangssignals ein periodisch wiederkehrendes Signal gewonnen wird, das zumindest
in einem Teilbereich monoton steigend oder fallend ist, wie vorzugsweise ein sinusförmiges
Signal und daß auch aus der Impulsfolge des Sendesignals ein gleichartiges, periodisch
wiederkehrendes Signal gewonnen wird, wonach die beiden Signale verglichen werden
und die durch die Laufzeit der Impulse bzw. der Entfernung des Meßobjektes bedingte
Phasenverschiebung
der Signale insbesondere zur Entfernungsfeinbestimmung herangezogen wird.
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Die Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens ist in weiterer
Ausgestaltung der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die Sendeimpulse
als auch die Empfangs impulse je einem frequenzselektiven, vorzugsweise schmalbandigen
Filter zugeführt werden, dessen Resonanzfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches der
Impulsfolgefrequenz ist, wobei am Ausgang der Filter gleichartige, periodisch wiederkehrende
Signale abgreifbar sind, die zumindest in einem Teilbereich monoton steigend oder
monoton fallend sind, wie vorzugsweise sinusförmige Signale, deren Phasenverschiebung
ein Maß für die Entfernung darstellt, dessen höherer Stellenwert durch die Impulslaufzeitmessung
bestimmbar ist.
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Durch das erfindungsgemäße Verfahren bzw. mit der erfindungsgemäßen
Einrichtung, ist in vorteilhafter Weise eine Entfernungsmessung durchführbar, die
im wesentlichen sowohl die Vorteile der Laufzeitmessung als auch die Vorteile des
Dauerstrichverfahrens vereinbart, wodurch hohe Genauigkeit mit großem Eindeutigkeitsbereich
des Meßwertes erzielbar ist. Der beispielsweise senderseitig eingesetzte elektrooptische
Wandler zur Emission der Meßstrahlen wird lediglich impulsweise angesteuert, wodurch
ein guter Wirkungsgrad bzw. eine hohe Reichweite erzielbar ist. Ein kontinuierliches
Signal wird nicht abgestrahlt, wodurch sich auch der bauteilemäßige Aufwand im Bereich
der senderseitigen und empfangsseitigen elektrooptischen Wandler wesentlich verringert.
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Die Erfindung ist in den Zeichnungen in einer Ausführungsform beispielsweise
dargestellt, wobei Fig. 1 schematisch im Blockschaltbild die Schaltungsanordnung
der erfindungsgemäßen Einrichtung zur Entfernungsmessung zeigt. Fig. 2 stellt ein
abgeändertes Detail der Fig. 1 dar und die Fig. 3 und 4 zeigen Diagramme zum erfindungsgemäßen
Verfahren.
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In Fig. 1 ist mit 1 ein Oszillator bezeichnet, dessen Schwingfrequenz
f0 quarzstabilisiert ist. Dieses Signal wird im Frequenzteiler 2 in einem ganzzahligen
Verhältnis geteilt und das Ausgangssignal von geringerer Frequenz dem Impulsgenerator
3 zugeführt, der zur Steuerung des Senders 4 vorgesehen ist. Der Sender 4 umfaßt
einen elektrooptischen Wandler (nicht dargestellt ), der impulsmäßig durch das Ausgangssignal
des Impulsgenerators aktiviert wird. Dieser elektrooptische Wandler kann in vorteilhafter
Weise eine Laserdiode sein. Der vom Sender 4 emittierte Lichtstrahl wird auf das
Meßobjekt 19 ausgerichtet und von diesem reflektiert, wonach der Lichtstrahl auf
den nicht dargestellten fotoelektrismchen Wandler des Empfängers 5 fällt.
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Das Zeitintervall von der Aussendung des Impulses durch den Sender
4 bis zum Empfang dieses Impulses durch den Empfänger 5 wird durch die Zeitmeßeinrichtung
6 erfaßt und entspricht im wesentlichen der doppelten Entfernung des Sende/Empfängers
4, 5 zum Meßobjekt 19. Das Intervall, in dem eine Zeitmessung möglich ist, wird
durch den Zeitfenstergenerator bestimmt, der vom Impulsgenerator 3 angesteuert wird.
Durch die Anordnung des Zeitfenstergenerators 7 wird eine Zeitmessung mittels der
Zeitmeßeinrichtung 6 nur in jenem Zeitintervall ermöglicht, in dem ein vom Meßobjekt
19 reflektierter Impuls erwartet werden kann. Hiedurch werden Störungen durch gegebenenfalls
parasitär auftretende Impulse vermieden, die das Meßergebnis verfälschen könnten.
Das Ausgangssignal der Zeitmeßeinrichtung 6 wird der Entfernungsrecheneinrichtung
17 zugeführt, der die Anzeigeeinrichtung 18 zugeordnet ist.
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Das Ausgangssignal des Empfängers 5 wird neben der Zeitmeßeinrichtung
6 einem schmalbandigen Filter 8 mit der Mittenfrequenz f0 zugeführt.
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Da die Sende-Impulsfolgefrequenz über den Teiler 2 von einem stabilen
Oszillator' 1 derselben Frequenz 9 abgeleitet wird, kommt es am Ausgang des Filters
8 zur Aufschaukelung eines Sinussignals, dessen Amplitude weitgehend konstant ist,
soferne die Einschwingzeit des Filters groß genug gegen den Kehrwert der Sende-Impulsfolgefrequenz
fO/n ist, und dessen Phasenlage
direkt proportional der Laufzeit
des Sendesignals vom Sender 4 zum Meßobjekt 19 und von dort zurück zum Empfänger
ist. Dieses nunmehr sinusförmige Empfangssignal kann in üblicher Weise auf eine
niedrigere Frequenz fZF transportiert werden, wozu die Mischstufe 10 und der Oszillator
mit der Sc/l:lwingfrequenz O + fz vorgesehen sind. Zur Feststellung der Phasenlage
dieses beliebig niederfrequenten und daher mit höchster Genauigkeit verarbeitbaren
Empfangssignals ist ein zweiter Kanal mit einem sehr schmalbandigen Filter 9 und
einer Mischstufe 11 vorgesehen, der in sinngemäß entsprechender Art zum ersten Kanal
des Empfängers direkt vom Sendesignal abgleitet wird.
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Nach Verstärkung und Formung in den Verstärkerstufen 13 bzw. 14 kann
somit in der Phasenvergleicherstufe 16 ein Phasenvergleich zur genauen Bestimmung
der Laufzeit des Signals vorgenommen werden. In der Entfernungsrecheneinrichtung
17 werden schließlich die Meßwerte sowohl aus dem Phasenvergleich als auch aus der
Laufzeit in geeigneter Art kombiniert und der Entfernungsanzeigeeinrichtung 18 zugeführt.
Die Kombination kann in der Weise erfolgen, daß das von der Zeitmeßeinrichtung abgeleitete
Signal dem Grobmeßwert und das aus dem Phasenvergleich abgeleitete Signal dem Feinmeßwert
bzw. einerseits dem hohen Stellenwert und andererseits dem niederen Stellenwert
zugeordnet wird.
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Am Ausgang des Empfängers 5 tritt sowohl der in periodischer Folge
wiederkehrende Empfangs impuls, als auch das physikalisch bedingte Empfängerrauschen
auf. Um zu vermeiden, daß dieses Empfängerrauschen auch dann am Eingang des schmalbandigen
Filters 8 liegt, wenn mit Sicherheit keine Torschaltung 15 eingefügt, die ebenfalls
vom Zeitfenstergenerator 7 gesteuert wird. Auf diese Weise kann eine wesentliche
Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses am Ausgang des Filters 8 erreicht werden.
Darüber hinaus gestattet es diese Torschaltung bei geeigneter Wahl der Breite des
Zeitfensterimpulses, die Mehrdeutigkeit der reinen Phasenmessung zu beseitigen:
Empfangs impulse, die außerhalb des durch R < c/2f0 (mit der
Entfernung
R und der Ausbreitungsgeschwindiglceit c ) begrenzten Eindeutlgkeitsbereichs liegen,
werden unterdrückt und somit von einer Weiterverarbeitung ausgeschlossen. Damit
wird gegebenenfalls auch die zusätzliche Impuls-Zeitmeßeinrichtung 6 nicht notwendig.
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Die Vorteile des beschriebenen Verfahrens sind offensichtlich, soferne
durch die Schmalbandfilterung selbst keine untragbare Verschlechterung der theoretischen
erzielbaren Zeit- bzw. Entfernungsmeßgenaulgkeit bewirkt wird. Dies wird nachstehend
rechnerisch untersucht.
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Das Spektrum Y (f) eines periodisch wiederholten Impulssignals hat
das Aussehen
Darin bedeutet T die Periodendauer der Sende-Impulsfolgefrequenz F = 1/T, G (f)
beschreibt das Spektrum eines Einzelimpulses, und die Dirac' sche Deltafunktion
d (x ) gehorcht der Definitionsgleichung
= 1 für x = 0 - O für x # 0 Y (f) ist also ein diskretes Linienspektrum, wie beispielsweise
in Fig. 3 skizziert.
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Grundvoraussetzung dafür, daß das Schmalbandfilter mit der Mittenfrequenz
f0 überhaupt einen Teil eines Signalspektrums erfassen kann, ist natürlich ein Einhalten
der Bedingung f0 = n . F (2 )
mit dem im Prinzip beliebig wählbaren,
positiv ganzzahligen Parametern.
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Für diese Frequenz f0 gilt dann Y (fg) = (f0/n ) . G (f0 ) (3) und
es muß weiters untersucht werden, welchen Wert das Einzel-Impulsspektrum G <
f ) an der Stelle f = fr) annimmt. Dazu wird hinsichtlich der Impulsform auf einen
konkreten Kurvenverlauf spezialisiert. Eine gute Nährung stellt beispielsweise in
vielen Fällen ein Cosinus-Quadrat-Verlauf dar, wie in Fig. 4 skizziert.
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Der zeitliche Verlauf eines derartigen Impulses ist darzustellen als
| Acos t ( t/ t ) ?) -ff/2\½ t + |
| 5(t) |
| 0 außerhalb |
| O |
und das zugehorige Spektrum hat die Form
in Abhängigkeit von der Frequenz f, von der als vorgegeben angesehenen Impulsamplitude
A und von der Impuls-Basisbreite # laut Fig. 4.
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Für den vom Schmalbandfilter ausgesichten Frequenzteil errechnet
@@@ ein relatives Maximum in Abhängigkeit von der Impulsbreite # durch Null-@@@@@@
der gestellen Ableitung nach @@ ( f0 ) / # # 0, und nach einiger Zwischenrechnung
folgt als Ergebnis #opt = 1/f0 (5)
sowie
Beschreibt man die tatsächliche Impulsbreite r in Relation zu r opt durch ein Tastverhältnis
v,
so ergibt sich
worin der Zahlenfaktor α in Abhängigkeit von V aus Glg. 4 berechnet werden
kann. Man erhält beispielsweise
| v 1,75 1,5 1 0,5 0,25 < 0,25 |
| α 0,12 0,34 1 1,7 1,92 # 2 |
und ersieht daraus, daß es vergleichsweise günstiger ist, mit kleinem Tastverhältnis,
also mit nicht optimaler Impulsbreite # << # opt zu arbeiten.
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Kombination der Gleichungen (3 ), (6 ) und (10 ) liefert somit
Die Veränderung der Signalamplitude aufgrund der Schmalbandfilterung kann nunmehr
durch einen Faktor ß beschrieben werden gemäß
# = Y (f0) / A, (12)
man erhält
oder für kleines Tastverhältnis v
Das Schmalbandfilter bewirkt weiters natürlich auch eine Veränderung der Rauschamplitude:
Durch die schmale Bandbreite Bo des Filters gegenüber. der Bandbreite Bb des vom
Impulsempfänger herrührenden Breitbandrauschens kommt es zunächst zu einer Reduktion
der Rauschspannung UR, A am Filterausgang um den Faktor
bezogen auf die Rauschspannung am Eingang, uR, E Wenn außerdem das Rauschsignal
während jeder Taktperiode T nur für den Zeitraum r zu des Zeitfensters dem ZF Filter
zugeführt wird, wie in Fig. 2 erläutert, kommt es zu einer weiteren Abschwächung
der Rauschamplitude am Ausgang des Filters, und zwar aus Gründen der Energiebilanz
grob abgeschätzt um einen Faktor
Insgesamt folgt also für die Abschwächung der Rauschamplitude durch Zeitfensterung
und nachfolgende Schmalbandfilterung ein Faktor
Damit kann die Veränderung des Slgnal-Rausch-Verhältntsses des ursprünglichen Impulssignals,
SNRtmp, durch die beschriebenen, erfindungsgemäßen Maßnahmen angegeben werden: Mit
SNRimp = A/uR, E (16)
und SNRcw = A. ß /uR, E . γ (17) erhält
man einen Gesamtwirkungsgrad # für Zeitfensterung und Filterung,
angeschrieben für kleines v folgt daraus einfach
Durch Einsetzen von Zahlenwerten für die einzelnen Parameter kann man aus dieser
Gleichung (19 ) für den Gesamtwirkungsgrad # unmittelbar ersehen, inwieweit das
Signal-Rausch-Verhältnis verändert wird. Dies ist von Interesse im Hinblick auf
die Erkennbarkeit des Radar-Empfangssignals und die dabei zu erwartende Fehlalarmrate.
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Zur Beurteilung der erzielbaren Entfernungsmeßgenauigkeit müssen
weitere, aus der Radartechnik bekannte Ausdrücke herangezogen werden: Die Standardabweichung
bzw R bei einem Impulssystem ist anzugeben als
mit der Ausbreitungsgeschwindigkeit c, der Impuls-Anstiegszeit #A und der Anzahl
N von Einzelmessungen, über die gemittelt wird. Für die Dauerstrich-Phasenmessung
gilt analog
Ein Vergleich dieser beiden Ausdrücke setzt gleiche Meßzeit voraus, d. h. die Zeit,
über die beim Impulsverfahren gemittelt wird, ist etwa gleich dem Kehrwert der Bandbreite
Bo des Schmalbandfilters zu setzen, das liefert N = 1/B0T Weiters ist für die, der
Rechnung zugrunde liegende näherungsweise Cosinus-Quadrat-förmige Signalform zu
schreiben #A # #/2, somit
oder #Rcw = # Rimp # µ (23) mit
Als Sender 4 findet beispielsweise ein Halbleiter-Impulslaser vom LOC-Typ ("Large
Optical Cavity" ) Verwendung, der imstande ist, verhältnismäß ig kräftige Infrarot-Lichtimpulse
bei sehr hoher Taktfrequenz abzugeben, mit vorgesetzter Sammellinse zur Bündelung
des Sendestrahls. Der Empfänger 5 besteht aus einer ähnlichen Sammellinse als Empfangsantenne,
einer Fotodiode zum Umwandeln des optischen Empfangssignals in ein elektrisches,
und nachfolgenden Verstärkerstufen. Die Torschaltung 15 kann mit Schottky-Schaltdioden
realisiert werden, und als Schmalbandfilter 8 bzw. 9 eignen sich sehr gut Quarzfilter
mit 9 MHz Mittelfrequenz, wie sie für kommerzielle SSB-Empfängerschaltungen in Gebrauch
sind. Die restlichen Baugruppen wie Mischer, Zwischenfrequenzverstärker, Phasenmeßstufe
usw. sind einfach in
integrierter Schaltungstechnik auszubilden.
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Die zur Berechnung der Eigenschaften dieses als Ausführungsbeispiel
betrachteten Gerätes erforderlichen Parameter lassen sich etwa wie folgt angeben:
SENDER: Sendeleistung PS = 1 W Wirkungsgrad der Sendeoptik nS = 0, 7 Impulsbreite
t = 30 ns Impulsfolgefrequenz F = 1/T = 1, 8 MHz EMPFÄNGER: Raus chäquivalente Eingangs
- -8 leistung NEP = 5 . 10 W bei der Bandbreite Bb = 20 MHz Wirksame Fläche der
Empfangs- -4 2 opt.ik AE = 40 . 10 m Wirkungsgrad der Empfangsoptik nE = 0, 8 Mittenfrequenz
des Schmalbandfilters f0 = 9 MHz Bandbreite des Schmalbandfilters Bo = 500 Hz Für
das Ziel wird ein diffuser Reflexionsfaktor p Z ~ 5 vorausgesetzt, die Meßzeit möge
0, 1 sec betragen. Aus der Mittenfrequenz des Bandfilters folgt ein Eindeutigkeitsbereich
von knapp über 15 m, und somit die Breite des Zeitfensterimpulses zu #ZF = 100 ns.
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Nach der Radar-Grundgleichung in einfachster Form erhält man die
optische Empfangsleistung PE zu
bei der Maximalentfernung R = 15 m somit
PE = 1, 58 : 10-7W bzw.
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SNR = 3,16 :1 imp und unter Verwendung von Glg. (20) mit #A ##/2 und
N = 0,1 x F folgt = 1,68 mm; imp Unter Benützung der Glg. (19 ) und ( 24 ) erhält
man daraus für das durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen folgende Dauerstrich-Signale
SNRcw # 12,7 . SNRimp = 40 / 1 #Rcw # 3,9 . # Rimp = 6,6 mm.
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Man ersieht eine starke Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses
um den Faktor 12, 7, was bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel im Hinblick
auf die Signalerkennung auch nötig ist, und eine nur mäßige Verschlechterung der
theoretischen Meßgenauigkeit um einen Faktor 3, 9.
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Diese Verschlechterung wird aber durch die Vorteile der Möglichkeit,
das nunmehr sinusförmige Empfangssignal in einen tieferen Frequenzbereich herunter
mischen zu können, in der Praxis bei weitem überwogen, sodaß die tatsächlich erreichte
Meßgenauigkeit durch Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens sehr deutlich gesteigert
wird.
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Grundsätzlich soll aus dem Empfängersignal bzw. Sendesignal ein periodisch
wiederkehrendes Signal gewonnen werden, das zumindest in einem Teilbereich monoton
steigend oder monoton fallend ist.
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