DE2848318A1

DE2848318A1 - CONTROLLED DISTRIBUTION

Info

Publication number: DE2848318A1
Application number: DE19782848318
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Friedrich Wilhe Dietz
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1977-11-07
Filing date: 1978-11-07
Publication date: 1979-05-10
Also published as: PL210757A1; SE7811287L; FR2408245A1; IT1100068B; JPS5927506B2; AU4123078A; CA1114943A; ATA796178A; GB2007453A; FI69734B; FI69734C; NZ188829A; FR2408245B1; US4162434A; PL117506B1; FI783349A; ZA786129B; AU520844B2; JPS5475216A; GB2007453B

Description

ECA 72 252 S/EuECA 72 252 S / Eu

ECA Corporation
Ser.JNo. 849 221
vom 7· November 1977ECA Corporation
Ser.JNo. 849 221
dated November 7, 1977

Geregelte AblenkschaltungRegulated deflection circuit

Die Erfindung betrifft Eegelschaltungen für Fernsehempfänger und bezieht sich insbesondere auf einen Eegler mit Kurzs chluß s chut ζ.The invention relates to control circuits for television receivers and relates in particular to an Eegler with a short circuit switch ζ.

Bei vielen horizontalen SCE-Ablenkschaltungen wird Energie von einer BetriebsSpannungsquelle mit der Spannung B+ über eine Eingangsdrossel zum Ablenkkreis gekoppelt, wobei die Drossel mit dem umschaltenden Schalter des Ablenkkreises gekoppelt ist. Konventionelle Eegler für derartige Schaltungen enthalten sättigbare Drosseln, deren Induktivität so gesteuert wird, daß eine Eegelung erreicht wird, oder sie enthalten verschiedene Arten von Schaltanordnungen.With many horizontal SCE deflection circuits, there is power from an operating voltage source with the voltage B + an input choke coupled to the deflection circuit, the choke being connected to the toggle switch of the deflection circuit is coupled. Conventional regulators for such circuits contain saturable chokes, the inductance of which is controlled in such a way that a regulation is achieved, or they contain different types of switching arrangements.

Eine Art eines bekannten Seglers liefert eine Vorwärtsregelung des Eingangsbetriebsstromes. Bei diesen "Vorwärtsreglern ist ein gesteuerter Silizium-Gleichrichter in Serie mit der B+ -Speisequelle und der Eingangsdrossel gekoppelt. Ein phasengesteuerter Oszillator, der auf den Energiewert in der Ablenkschaltung anspricht, schaltet den gesteuerten Silizium-Gleichrichter in den Leitzustand während des Umschaltintervals in jedem Ablenkzyklus. Der Silizium-Gleichrichter wird während des nicht schaltenden Intervals ge-One type of known glider provides feedforward control of the input operating current. These "forward regulators" have a controlled silicon rectifier in series coupled to the B + supply source and the input choke. A phase controlled oscillator that works on the energy value responds in the deflection circuit, switches the controlled silicon rectifier into the conducting state during the switchover interval in every distraction cycle. The silicon rectifier is switched on during the non-switching interval

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sperrt, da die Spannung an dem umschaltenden Schalter den Strom durch die Eingangsdrossel und den Silizium-Gleichrichter unter den Haltestromwert des Silizium-Gleichrichters abfallen läßt. Eine Regelung wird durch Änderung der Einschaltzeit des Silizium-Gleichrichters erreicht, wodurch der durch die B+-Speisequelle zur Ablenkschaltung gelieferte Energiewert geregelt wird.blocks, because the voltage on the switching switch the Current through the input choke and the silicon rectifier below the holding current value of the silicon rectifier drops off. A regulation is achieved by changing the switch-on time of the silicon rectifier, whereby the energy value supplied to the deflection circuit by the B + supply source is regulated.

Da der Silizium-Gleichrichter des Reglers durch die Umschaltspannung abgeschaltet wird, ist ein weiterer Schaltkreis erforderlich, der als Eestkörperschaltkreis-Unterbrecher fungiert, um einen Kurzschluß-Schutz zu schaffen, falls die TJmschaltspannung nicht ausreichen sollte, damit der Silizium-Gleichrichter gesperrt wird oder falls diese Umschaltspannung aufgrund eines kurzgeschlossenen Umschalters vollständig fehlt. In bekannten Schaltkreisen ist eine weitere SCR-Einheit enthalten, die in Serie zwischen dem Ausgang der Gleichrichterschaltung der VechseIstromleitung und dem B+ -Filterkondensator liegt. Wenn die Umschaltspannung verschwindet oder ein zu hoher Betriebsstrom gezogen wird, werden von dem SCR-Leistungsschalter Auftastsignale entfernt, wodurch der Energiespeisekreis geöffnet wird. Eine derartige Schutzschaltung erfordert zwei Leistungselemente, die im Stande sind, mit relativ großen Strömen zu arbeiten, die durch diese Leistungselemente durchfließen, sowie mit relativ hohen Spannungen, die diesen Leistungselementenaufgeprägt werden. Es ist wünschenswert, einen Schaltkreis zu entwickeln, welcher das Erfordernis an zwei relativ großen und teuren gesteuerten Silizium-Gleichrichtern dadurch beseitigt, daß die beiden Regler- und Leistungsschalter-Sunktionen in einer Schaltung kombiniert werden, welche nur ein einziges Leistungselement erfordert.Because the silicon rectifier of the regulator through the switching voltage is turned off, another circuit is required to act as a main body circuit breaker, to create short-circuit protection if the switch voltage should not be sufficient for the silicon rectifier is blocked or if this switching voltage is completely due to a short-circuited changeover switch is missing. In known circuits, another SCR unit is included, which is in series between the output the rectifier circuit of the VechseIstromleitung and the B + filter capacitor. When the switching voltage disappears or an operating current that is too high is drawn, the SCR circuit breaker removes opening signals, whereby the energy supply circuit is opened. Such a one Protection circuitry requires two power elements that are able to operate with relatively large currents through these power elements, as well as with relatively high voltages that are impressed on these power elements will. It is desirable to develop a circuit which meets the requirement for two relatively large and expensive controlled silicon rectifiers eliminated by the fact that the two regulator and power switch functions in a circuit which requires only a single power element.

Ein anderer, bekannter Schaltkreis kombiniert die Funktion der Vorwärtsregelung und des Schutzes durch den Leistungsschalter in Form einer einzigen Transistoreinheit, die in Serie zu der nicht geregelten B+ -Speisequelle und dem Eingangsdrosselwiderstand der horizontalten SÖR-Ablenkschaltung liegt. . Ein moduliertes Signal, das auf die Tran-Another known circuit combines the function of feedforward control and protection by the circuit breaker in the form of a single transistor unit in series with the unregulated B + supply source and the input choke resistor the horizontal SÖR deflection circuit is located. . A modulated signal that is applied to the trans-

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sistorbasis gekoppelt wird, schaltet den Transistor während des TTmschaltintervalls in den EIW-Zustand und schaltet den Translator während des nicht umschaltenden Intervalls in den AUS-Zustand, wodurch eine Regelung geschaffen wird. Sollte eine !"ehloperation vorliegen, werden die Basissignale entfernt, wodurch ein Schutz durch einen Leistungsschalter erreicht wird.sistor base is coupled, switches the transistor during the TTmschaltintervalls in the EIW state and switches the translator during the non-switching interval to the OFF state, whereby a regulation is created. If there is a! "Eh operation, the base signals removed, thereby providing protection by a circuit breaker.

Wird der Transistor im Formalbetrieb abgeschaltet anstelle in den AUS-Zustand umgepolt zu werden, d.h. anstelle der Verwendung der TJmschalt- oder Wende spannung zur Verringerung des Stromes im Kollektor-Emitter-Weg des Transistors auf lull und Vorspannung dieses Übergangs in Kückwärtsrichtung, müssen relativ große Ströme unter normalen Bedingungen fließen, wenn der Transistor abgeschaltet bzw. gesperrt ist, was einen Transistor erforderlich macht, der imstande ist, dieser Abschaltbelastung zu widerstehen. Der Kollektorstrom muß außerdem in ein dämpfendes Dämpfungsnetzwerk geführt werden, welches in unerwünschter Weise den Kollektorstrom auch unter normalen Bedingungen verbraucht.If the transistor is switched off in formal operation instead of being reversed to the OFF state, i.e. instead of the use of the switching or reversing voltage for reduction of the current in the collector-emitter path of the transistor on lull and biasing this transition in the backward direction, Relatively large currents must flow under normal conditions when the transistor is switched off or blocked is what requires a transistor that is able to withstand this turn-off stress. The collector current must also be fed into a damping damping network, which undesirably reduces the collector current consumed even under normal conditions.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist eine geregelte Ablenkschaltung eine Ablenkwicklung auf. Eine Ablenkschaltung ist mit der Ablenkwicklung zur Erzeugung eines Abtaststromes in der Ablenkwicklung gekoppelt. An einem ersten Anschluß der Ablenkschaltung wirdieine Spannung der Ablenkfrequenz erzeugt.· Eine Betriebsspannungsquelle liefert Energie zur Ablenkschaltung. Eine erste Sensorein-heit ist an eine Quelle für eine Spannung gekoppelt, welche für den Energiepegel in der Ablenkschaltung repräsentativ ist, und erzeugt ein Fehler signal. Eine Steuereinheit, welche auf das Fehlersignal anspricht, liefert erste und zweite Steuersignale.According to a preferred embodiment of the invention, a regulated deflection circuit has a deflection winding. A deflection circuit is coupled to the deflection winding for generating a sense current in the deflection winding. On one first connection of the deflection circuit becomes a voltage The deflection frequency is generated. · An operating voltage source supplies energy to the deflection circuit. A first sensor unit is coupled to a source of voltage representative of the level of energy in the deflection circuit is, and generates an error signal. A control unit which is responsive to the error signal, provides first and second control signals.

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Eine steuerbare Schalteinrichtung ist mit der Betriebsspannung squelle und der erste Anschluß zur Lieferung des Betriebsstroms über die steuerbare Schalteinrichtung mit der Ablenkschaltung gekoppelt. Ein Steueranschluß der steuerbaren Schalteinrichtung ist mit der Steuereinrichtung gekoppelt. Ein erster Teil der ablenk, frequenten Spannung schaltet die steuerbare Schalteinrichtung in den AUS-Zustand um. Das erste Steuersignal schaltet die steuerbare Schalteinrichtung in den Leitzustand, um unter nor malen Bedingungen die Dauer des Leitzustands der steuerbaren Schalteinrichtung während jedes Ablenkzyklus zu modulieren, wodurch die !energiequelle, die mit der Ablenkschaltung gekoppelt ist, geregelt wird. Das zweite Simersignal schaltet die steuerbare Schalteinrichtung unter Störungsbedingungen ab, wenn die Ablenkratengeschwindigkeit kein Umschalten der steuerbaren Schalteinrichtung in den AUS-Zustand vor dem Auftreten des zweiten Steuersignals bewirkt.A controllable switching device is connected to the operating voltage source and the first connection for supplying the Operating current via the controllable switching device coupled to the deflection circuit. A control connection of the controllable switching device is with the control device coupled. A first part of the distracting, frequent voltage switches the controllable switching device to the OFF state. The first control signal switches the controllable switching device in the master state in order to, under normal conditions, the duration of the master state of the controllable switching device modulate during each deflection cycle, thereby reducing the power source coupled to the deflection circuit is regulated. The second simer signal switches the controllable one Switching device off under fault conditions when the deflection rate speed does not switch the controllable Switching device caused in the OFF state before the occurrence of the second control signal.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen des Ablenkschaltungsreglers zur Erläuterung weiterer Merkmale beschrieben. Es zeigen:The following are preferred embodiments of the deflection circuit controller to explain further features. Show it:

Figur 1 einen Ablenkschaltungsregler nach der Erfindung,Figure 1 shows a deflection circuit controller according to the invention,

Figur 2 und 3 Signale, die in der Schaltung nach Figur 1 auftreten,Figure 2 and 3 signals that in the circuit of Figure 1 appear,

Figur 4- eine abgewandelte Ausführungsform des Ablenkschaltungsregler ,Figure 4- shows a modified embodiment of the deflection circuit controller ,

Figur 5 Signale, die ia der Schaltung nach Figur 4- auftrete^ undFIG. 5 signals which generally occur in the circuit according to FIG. 4- and

Figur 6 und 7 andere Reglerschaltungsabschnitte nach der Erfindung.FIGS. 6 and 7 show other regulator circuit sections according to FIG Invention.

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Nach Figur 1 ist eine ungeregelte B+ -Spannungsquelle, die beispielsweise 300 Volt (Gleichstrom) an einem Eingangsanschluß 21 liefert, über einen Strom-Begrenzungswiderstand 22 und eine Diode 23 an einen Eingang eines Schaltelements 24 einer Regelschaltung 35 angeschlossen, wobei das Schaltelement 24 beispielsweise als Regeltransistor dargestellt ist. Das Leiten des Schaltelements 24 und der Betrieb der Regelschaltung 35 werden im folgenden erläutert. Parallel zur Diode 23 und dem Transistor 24 ist ein Netzwerk, bestehend aus einem Kondensator 25 und einem Widerstand 26, geschaltet, welches Einschwingvorgänge dämpft. Der Emitter des Transistors 24 ist an den Eingangsdrosselwiderstand einer horizontalen SGR-Ablenkschaltung 28 gekoppelt.According to Figure 1 is an unregulated B + voltage source, the for example 300 volts (direct current) at an input terminal 21, via a current limiting resistor 22 and a diode 23 to an input of a switching element 24 connected to a control circuit 35, the switching element 24 is shown, for example, as a regulating transistor. The conducting of the switching element 24 and the operation of the Control circuit 35 will be explained below. In parallel with the diode 23 and the transistor 24 there is a network from a capacitor 25 and a resistor 26, connected, which attenuates transient processes. The emitter of transistor 24 is coupled to the input choke resistor of a horizontal SGR deflection circuit 28.

Die Horizontal - Ablenkschaltung 28 weist einen Kommutierungs-S.chalter 29 auf, der einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter 30 und eine entgegengesetzt gepolte Diode 31 enthält, sowie eine reaktive Kommutierungs-Schaltung 36, die eine . Kommutierungs- · Drossel 32 und einen Kondensator 33 und einen Rücklauf-Kondensator 34 enthält, der in der i Figur 1 als Beispiel gezeigten Anordnung vorgesehen ist. Außerdem ist ein Rücklauf-Schalter 37? welcher einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter 38 und eine entgegengesetzt dazu gepolte Diode 39 aufweist und eine Serienkombination aus einer horizontalen Ablenkwicklung 40 und einem ein "S" bildenden Kondensator 41 vorgesehen. Eine Serienschaltung aus einer Primärwicklung 42a eines horizontalen Ausgangsübertragers 42 und einem Entkopplungskondensator 43 ist mit der Ablenkwicklung 40 gekoppelt. Eine Tertiärwicklung 42b ist an einen Hochspannungskreis 44 zur Lieferung einer Hochspannung angeschlossen.The horizontal deflection circuit 28 has a commutation switch 29 on, the one controlled silicon rectifier 30 and contains an oppositely polarized diode 31, and a reactive commutation circuit 36, the one. Commutation choke 32 and a capacitor 33 and a return condenser 34, which in the i Figure 1 is provided as an example arrangement. There is also a reverse switch 37? which one controlled Has silicon rectifier 38 and an oppositely polarized diode 39 and a series combination a horizontal deflection winding 40 and an "S" forming capacitor 41 is provided. A series connection from a primary winding 42a of a horizontal output transformer 42 and a decoupling capacitor 43 is coupled to deflection winding 40. A tertiary winding 42b is connected to a high voltage circuit 44 for supplying a High voltage connected.

Die Horizontal·*· Ablenkschaltung 28 arbeitet auf übliche Weise. Wie aus Figur 2a hervorgeht, wird ein Auftastimpuls zum Zeitpunkt t , dem Beginn des umschaltenden bzw. Kommutierungs - Intervalls, auf die Steuerelektrode desThe horizontal deflection circuit 28 operates in a conventional manner Way. As can be seen from FIG. Commutation interval on the control electrode of the

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Kommutierungs SGE 30 von dem in Figur 1 nicht gezeigten horizontalen Oszillatorkreis gekoppelt. Die Spannung am Kommutierungsschalter 29 ist in Figur 2b mit V™ dargestellt und beträgt während des Leitzustands des SchaltersCommutation SGE 30 from that not shown in Figure 1 horizontal oscillator circuit coupled. The voltage at the commutation switch 29 is shown in Figure 2b with V ™ and amounts to during the switch's conductive state

29 während des Kommutierungsintervalls t - tp etwa null Volt.29 approximately zero during the commutation interval t - tp Volt.

Das Rücklaufintervall beginnt etwas später gegenüber dem Zeitpunkt t , wenn der Rücklauf-Schalter 37 geöffnet wird, da die umlaufenden Ströme in der reaktiven Kommutierungsschal-cung 36 zuerst den Rücklauf-Gleichrichter 38 abschalten und dann die Diode 39 in Rückxtfärtsrichtung vorspannen. Das Rücklaufintervall beginnt kurz vor dem Ende des Kommutierungsintervalls, wenn sich der Rücklauf-Schalter 37 schließt, da die zirkulierenden Ströme in der Schaltung 36 die Diode 39 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorspannen. Gegen die Mitte des RücklaufIntervalls steuert ein Auftastsignal von einem übliehen,nicht dargestellten Schaltkreis den Silizium-Gleichrichter 38 zum geeigneten Augenblick in den Leitzustand.The return interval starts a little later compared to the Time t, when the return switch 37 is opened, since the circulating currents in the reactive commutation circuit 36 first switch off the return rectifier 38 and then reverse bias diode 39. The return interval begins shortly before the end of the commutation interval when the return switch 37 closes as the circulating currents in circuit 36 forward bias diode 39 to the conductive state. A push-button signal controls the middle of the return interval from a conventional circuit, not shown the silicon rectifier 38 in at the appropriate moment the leading state.

Das Kommutierungsintervall endet zum Zeitpunkt t~, wenn die zirkulierenden Ströme den Kommutierungsschalter 29 durch Vorspannung der Diode 31 in Rückwärtsrichtung umschalten. Aus Figur 2b geht hervor, daß das Nicht-Kommutierungsintervall zwischen den Zeitpunkten tp und t^ liegt. Zum Zeitpunkt to wird ein weiterer Auftastimpuls an den Silizium-GleichrichterThe commutation interval ends at time t ~ when the circulating currents bias the commutation switch 29 of the diode 31 switch in reverse direction. From Figure 2b it can be seen that the non-commutation interval lies between the times tp and t ^. At the time to another gating pulse is sent to the silicon rectifier

30 angelegt, wodurch wieder ein Kommutierungsintervall eingeleitet wird.30 applied, whereby a commutation interval is initiated again will.

Die Energie von der B+ -Speisequelle wird in der Eingangsdrossel 27 während eines Teils des Kommutierungsintervalls gespeichert und während des Nicht-Kommutierungsintervalls an die Ablenkschaltung 28 geleitet. Die Energiemenge, die in der Eingangsdrossel 27 gespeichert wird, wird durch die Zeit des Leitzustandes des Regeltransistors 24 bestimmt. Die Regelung wird dadurch erreicht, daß die Einschaltzeit des Transistors 24- während jedes Ablenkzyklus durch eine Steuerschaltung 45 hinsichtlich des Phasenwinkels moduliert wird.The energy from the B + supply source is in the input choke 27 during part of the commutation interval stored and passed to the deflection circuit 28 during the non-commutation interval. The amount of energy that is stored in the input choke 27 is determined by the time of the conductive state of the control transistor 24. The regulation is achieved in that the turn-on time of the transistor 24- during each deflection cycle by a control circuit 45 is modulated with respect to the phase angle.

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Ein erster Eingang 46 der Steuerschaltung 4-5 liefert Synchroni si er impulse 47 einer Horizontal - Oszillator schaltung an einen Phasenwinkel-Modulator 48 der Steuerschaltung 4-5. Ein Fehler signal V-g, welches für den Energiewert in der Ablenkschaltung 28 repräsentativ ist, wird an einen Eingang 4-9 angelegt. Die Fehler spannung wird am Ausgang eines Komparators 50 einer Sensorschaltung 60 erhalten, welche eine Bezugsspannung Vn an einer Klemme 51 mit einem Horizontal - Rücklaufimpuls 52 einer Klemme 53 vergleicht, der von einer Sekundärwicklung 4-2c des H-orizontal -A first input 46 of the control circuit 4-5 supplies Synchronize pulses 47 of a horizontal oscillator circuit to a phase angle modulator 48 of the control circuit 4-5. An error signal V-g, which for the energy value in deflection circuit 28 is applied to an input 4-9. The error voltage will be on Output of a comparator 50 of a sensor circuit 60 received, which has a reference voltage Vn at a terminal 51 a horizontal return pulse 52 compares a terminal 53, that of a secondary winding 4-2c of the H-orizontal -

- Ausgangsübertragers 24- erhalten wird. Die Größe des Rücklaufimpulses 52 ist eine Funktion sowohl der Größe der B+ -Spannung, die sich mit Schwankungen der Energie der Wechselstromleitung variiert, als auch der Hochspannungsanoden-Strahlstrombelastung und anderer Strombelastungen- Output transformer 24- is obtained. The size of the Return pulse 52 is a function of both size the B + voltage, which deals with fluctuations in energy the AC line varies, as well as the high voltage anode jet current load and other current loads

, die an den Horizontal - Ausgangsübertrager gekoppelt sind.coupled to the horizontal output transformer.

Steuersignale 59 äes Phasenwinkel-Modulators 4-8 an Klemmen 54- und 55 werden einer Primärwicklung 56a eines Steuertransformators 56 zugeführt. Eine Sekundärwicklung 56b des Steuertransformators 56 ist zwischen den Basisanschluß und den Emitter des Regeltransistors 24- über ein signalformendes Netzwerk geschaltet, das aus einem Widerstand 57 und einem Kondensator 58 besteht.Control signals 59 äes phase angle modulator 4-8 on terminals 54 and 55 become a primary winding 56a of a control transformer 56 supplied. A secondary winding 56b of the control transformer 56 is between the base terminal and the emitter of the regulating transistor 24- connected via a signal-shaping network consisting of a resistor 57 and a capacitor 58.

Aus den Figuren 2c und 2d geht hervor, daß zum Zeitpunkt t^, der innerhalb des Kommutierungsintervalls t_Q-t₂ liegt, ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59a der Steuersignalge 59 <3.sn Regeltransistor 24- in einen ersten leitenden Zustand für ein gesättigtes (vollständiges) Leiten vorspannt. Ein positiver Basisstrom beginnt am Zeitpunkt t^ zu fließen, wie dies aus Figur 2d hervorgeht. Wenn der Transistor 24 leitend ist, wird die Spannung B+ der Eingangsdrossel 27 aufgeprägt. Ein ansteigender Strom zum Betrieb in Vorwärtsrichtung fließt durch den Transistor 24 und die Eingangsdrossel 27 für den verbleibenden Zeit-From Figures 2c and 2d it can be seen that at time t ^, which lies within the commutation interval t _Q -t ₂ , a first switch-on signal section 59a of the control signal 59 <3.sn control transistor 24- in a first conductive state for a saturated (full) conducting. A positive base current begins to flow at time t ^, as can be seen from FIG. 2d. When the transistor 24 is conductive, the voltage B + of the input inductor 27 is impressed. An increasing current for operation in the forward direction flows through the transistor 24 and the input choke 27 for the remaining time.

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raum des Kommutierungsintervalls t^-tp, was in Figur 2 gezeigt ist.space of the commutation interval t ^ -tp, which is shown in FIG is shown.

Zum Zeitpunkt tp öffnet der Kommutierungs-Sohalter 29,und die Kommutierungsspannung V,™ erhöht sich im wesentlichen auf dengleichen Wert wie die Spannung am Kommutierungs- Kondensator 33, wenn ein relativ kleiner Spannungsabfall an der Kommutie:ningsdrosseL32 vernachlässigt wird. Eine Spannung entgegengesetzter Polarität - deren Wert gleich der Kommutierunsspannung V_KS minus der Spannung B+ ist - wird an der Eingangsdrossel 27 erzeugt und schaltet das Schaltelement 24- in Form des Regeltransistors zum Zeitpunkt W in den AUS-Zustand um. Wie Figur 2e zeigt, nimmt der in Vorwärts-Betriebsrichtung fließende Strom durch den Transistor 24 und die Drossel ab, bis zum Zeitpunkt t^ der Strom seine Richtung umzukehren versucht, an welchem Zeitpunkt der Transistor in den AUS-Zustand umgeschaltet wird. Zu beachten ist, daß am Zeitpunkt t-, sich der Transistor 24 noch in seinem ersten Leitzustand befindet, weil der Einschalt-Signalabschnitt 59a des Steuersignals 59 den Transistor 24 noch in Vorwärtsrichtung vorspannt, um zu leiten. Die umgekehrte Spannung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen des Transistors 24 gestattet jedoch keinen Leitzustand durch einen Strom in Vorwärtsrichtung. Die Diode 23 ist derart gepolt, daß ein Leitzustand in Rückwärtsrichtung über den Basis-Kollektor-Weg des Transistor 24 verhindert wird.At the time tp the commutation switch 29 opens and the commutation voltage V, ™ increases to essentially the same value as the voltage on the commutation capacitor 33 if a relatively small voltage drop on the commutation: ningsdrosseL32 is neglected. A voltage of opposite polarity - the value of which is equal to the commutation _{voltage V KS} minus the voltage B + - is generated at the input choke 27 and switches the switching element 24- in the form of the control transistor at time W to the OFF state. As FIG. 2e shows, the current flowing in the forward operating direction through the transistor 24 and the choke decreases until the current tries to reverse its direction at time t ^, at which time the transistor is switched to the OFF state. It should be noted that at time t-, transistor 24 is still in its first conductive state because switch-on signal section 59a of control signal 59 is still forward-biasing transistor 24 in order to conduct. However, the reverse voltage at the collector-emitter connections of the transistor 24 does not allow a conduction state by a current in the forward direction. The diode 23 is polarized in such a way that a conductive state in the reverse direction via the base-collector path of the transistor 24 is prevented.

Zum Zeitpunkt k bewirkt ein zweiter Abschalt-Signalabschnitt 59b des Steuersignals 59 eine Vorspannung der Basis-Emitter-Anschlüsse des Transistors 24 in Rückwärtsrichtung, so daß der Transistor in einen zweiten Zustand, einen nicht leitenden Zustand, geschaltet wird. Ein Strom kann nicht weiterhin durch den Transistor 24 fließen, auch wenn die Vorspannung in Rückwärtsrichtung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen entfernt werden sollte. Der Modulator 48 ist so aufgebaut, daß die Pulsdauer At zwischen denAt time k, a second shutdown signal section causes it 59b of the control signal 59 is a bias voltage of the Base-emitter connections of the transistor 24 in the reverse direction, so that the transistor is in a second state, a non-conductive state. A current cannot continue to flow through transistor 24, either when the bias is reverse on the collector-emitter terminals should be removed. The modulator 48 is constructed so that the pulse duration At between the

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Zeitpunkten t/i - t^ des Eins ehalt signals 59a ausreichend groß ist, daß es sich über den Zeitpunkt t,,an welchem eine Kommutierung in den AUS-Zustand erfolgt, unter normalen Betriebsbedingungen hinaus erstreckt. Warum ein derartiger Aufbau erwünscht ist, wird im folgenden noch beschrieben.Points in time t / i - t ^ of the one-stop signal 59a are sufficient it is great that it is about the point in time t ,, at which a commutation to the OFF state under normal operating conditions. Why such a one Structure is desired will be described below.

Eine Phasenwinkelmodulation zur Regelung wird durch eine Impuls-, lagenmodulation des Einschalt-Signals 59a erreich, wodurch die Einschaltzeit des Transistors 24- variiert xvird. Im folgenden wird die Situation einer niedrigen Leitungsspannung (der Wechselstromleitung) betrachtet, wobei die Spannung B+ niedriger als die Kennspannung B+ ist. Die Größe der Rücklaufimpulse nimmt ab, wodurch die Pehirspannung in einer Richtung geändert wird, die den Start des ersten Signalabschnitts 59a in Richtung des Zeitpunktes t vorverlagert, dem Beginn des Umschaltintervalls. Wie in den Figuren 2f und 2g gezeigt ist, liegt der Start des Leitens des Transistors 24 zum Zeitpunkt t* ' vor, der zum Zeitpunkt t* vorverlagert ist, dem Start des Leitens für eine Nennspannung B+.A phase angle modulation for regulation is achieved by means of a pulse, position modulation of the switch-on signal 59a, as a result of which the switch-on time of the transistor 24 is varied. In the following, the situation of a low line voltage (the AC line) is considered, where the voltage B + is lower than the characteristic voltage B +. The size of the flyback pulses decreases, as a result of which the Pehir voltage is changed in a direction which moves the start of the first signal section 59a forward in the direction of time t, the start of the switchover interval. As shown in FIGS. 2f and 2g, the start of conduction of transistor 24 occurs at time t * ', which is advanced at time t * , the start of conduction for a nominal voltage B +.

Da die Spannung, die der Drossel 27 aufgeprägt wird, geringfügig unter den Bedingungen für niedrige Leitungsspannung gegenüber der Spannung ist, die bei Nennleitungsbedingungen vorliegt, ist die Neigung des Betriebsstroms nach Figur 2g zwischen den Zeiten t' - to weniger steil als die entsprechende Neigung in Figur 2e. Weil, die Eimschalt-Zeit auf den Zeitpunkt t^' vorverlagert ist, ist der Spitzenstrom, der am Zeitpunkt to erreicht wird, dem Ende des Umschaltintervalls, im wesentlichen gleich dem Strom, der in Figur 2e für die Nennleitungsbedingungen erreicht wird. Der Energiewert, der in der Drossel 27 gespeichert wird, ist im wesentlichen der gleiche,unabhängig von Wechselstrom-Leitungsänderungen, wodurch der Energiewert, welcher der Ablenkschaltung 28 zugeführt wird, geregelt wird.Since the voltage impressed on the reactor 27 is slightly under the low line voltage condition is compared to the voltage that is present at nominal line conditions, is the slope of the operating current according to Figure 2g between times t '- to less steep than the corresponding one Slope in Figure 2e. Because the switch-on time is up the point in time t ^ 'is advanced, is the peak current, which is reached at time to, the end of the switchover interval, essentially equal to the current achieved in Figure 2e for the nominal line conditions. The energy value, which is stored in the choke 27 is essentially the same regardless of AC line changes, whereby the amount of energy supplied to deflection circuit 28 is regulated.

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Der Transistor 24 wird zum Zeitpunkt t-,¹ in den AUS-Zustand umgeschaltet, wobei dieser Zeitpunkt vor dem Zeitpunkt t^ auftritt, und der zweite Abschalt-Signalabschnitt 59b des Steuersignals 59 tritt zum Zeitpunkt t^' auf, welcher vor dem Zeitpunkt t^. liegt. Die Dauer At des Einschaltsignals 59a bleibt jedoch zwischen den Zeiten t^ ' - t^,¹ unverändert. Es ist zu beachten, daß eine Phasenwinkelmodulation ähnlicher Art unter Bedingungen von sich ändernder Strahlstrombelastung vorliegt.The transistor 24 is switched to the OFF state at the time t-, ¹ , this time occurring before the time t ^, and the second switch-off signal section 59b of the control signal 59 occurs at the time t ^ ', which occurs before the time t ^. lies. The duration At of the switch-on signal 59a remains unchanged between the times t ^ '- t ^, ¹ . It should be noted that phase angle modulation of a similar nature exists under conditions of changing beam current loading.

Durch "Verwendung eines Schaltungselements, das sowohl auf die Einschalt- und Ausschalt-Signale anspricht, kann ein Kurzschlußschutz ohne dem Erfordernis einer zweiten, leistungsbemessenen Einrichtung erhalten werden, wie dies im folgenden erläutert wird. In der Eegierschaltung 35 ist eine Serienschaltung aus einer Diode 61 und einem Dämpfungs-und Eückkopplungswiderstand 62 vorgesehen. Die Kathode der Diode 61 ist an eine Verbindung zwischen der Drossel 27 und dem Emitter des Transistors 24 angeschlossen. Es wird im folgenden als Beipsiel ein Stör-Zustand betrachtet, in welchem der Kommutierungsschalter 29 während des Betriebs durch Kurzschluß versagt. Wie in Figur 3c gezeigt ist, bewirkt ein Einschalt-Signal 59a zum Zeitpunkt t^ eine Torspannung des Transistors 24 in Vorwärtsrichtung in den gesättigten Leitzustand, wobei der Betriebsstrom in.einem ersten Hauptleitweg fließt, der den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 24 enthält. Der durch den Transistor 24 fließende Strom beginnt anzusteigen, wie in Figur 3d dargestellt ist. Da der Schalter 29 kurzgeschlossen ist, tritt keine Kommutierungsspannung zum Zeitpunkt t, auf, um den Transistor 24 in den ATJS-Zustand umzuschalten, wie in Figur 3b dargestellt ist. Der Strom erhöht sich weiterhin, jedoch nicht unendlich. Zum Zeitpunkt t^ beendet das Ausschalt-Signal 59b den Leitzustand des Transistors 24, wobei der Strom in dem Transistor kurz danach auf null abfällt.By "using a circuit element that has both responds to the switch-on and switch-off signals, short-circuit protection can be implemented without the need for a second, performance-based protection Establishment can be obtained as explained below. In the control circuit 35 is a A series circuit comprising a diode 61 and a damping and feedback resistor 62 is provided. The cathode of the diode 61 is to a connection between the throttle 27 and the Emitter of transistor 24 connected. In the following, a disturbance state is considered as an example in which the Commutation switch 29 failed during operation due to a short circuit. As shown in Figure 3c, a Switch-on signal 59a at time t ^ a gate voltage of the Transistor 24 in the forward direction into the saturated conduction state, with the operating current in a first main conduction path which contains the collector-emitter path of the transistor 24. The current flowing through transistor 24 begins to rise as shown in Figure 3d. There the switch 29 is short-circuited, no commutation voltage occurs at time t, in order to switch the transistor 24 into the ATJS state, as shown in FIG. 3b. The current continues to increase, but not indefinitely. At time t ^, the switch-off signal 59b ends the control state of transistor 24, the current in the transistor dropping to zero shortly thereafter.

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Um die Stromleitung durch den Drosselwiderstand 27 "beizubehalten, geht die Spannung an der Kathode der Diode 61 zum Zeitpunkt t^, ausreichend ins Negative, um die Diode 61 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, damit ein zweiter Hauptleitweg geschaffen wird, wenn der durch den Transistor 24 fliessende, plötzlich verringerte Strom die Drossel 27 die Spannung mit dieser Polarität erzeugen läßt. Wie durch den Dioden-Stromverlauf nach Figur 3e gezeigt ist, fließt der Strom in einem Stromkreis, der die Diode 61, die Drossel 27, den Schalter 29 und den Widerstand 62 enthält. Nach dem Zeitpunkt t^ fällt der Strom in der Diode 61 exponentiell abhängig von den Werten des Widerstands 62 und dem Drosselwiderstand 27 ab.In order to maintain the power conduction through the inductor resistor 27 ", the voltage at the cathode of the diode 61 at time t ^ goes sufficiently negative to make the diode 61 in Forward bias to create a second main conduction when the flowing through transistor 24 suddenly reduced current the inductor 27 can generate the voltage with this polarity. Like the diode current curve is shown according to Figure 3e, the current flows in a circuit which the diode 61, the choke 27, the Switch 29 and resistor 62 contains. After the time t ^ the current in the diode 61 falls exponentially as a function of the on the values of the resistor 62 and the choke resistor 27.

Eine Störungserfassungsschaltung 63,ii& .folgenden Detektorschaltung 63 genannt, die eine übliche Verriegelungs .Anordnung darstellen kann, ist an die Verbindung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62 angeschlossen. Die Detektorschaltung 63 erfaßt die negative Spannung am Widerstand 62 im Betrieb bei Vorliegen eines Störzustandes und liefert ein Sperrsignal an den Phasenwinkelmodulator 48, um unter Störungsbedingungen die zum Transistor 24 geführten Steuersignale zu entfernen, wodurch der Stromweg für die B+ -Zuführung geöffnet wird.A failure detection circuit 63, ii & the following detection circuit 63 called, which is a common locking arrangement can represent is connected to the connection between the diode 61 and the resistor 62. The detector circuit 63 detects the negative voltage at resistor 62 during operation in the presence of a fault condition and delivers a blocking signal to the phase angle modulator 48 to control signals fed to transistor 24 under disturbance conditions to remove, whereby the current path for the B + feed is opened.

Auch Tirenn es nicht erwünscht ist, die Steuersignale vom Transistor 24 zu entfernen, liefert die Schaltung nach Figur 1 eine Begrenzung des maximalen Energiebetrages, der unter KurzSchlußbedingungen von der B+ -Speisequelle übertragen wird. Da die Einschaltzeit des Transistors 24 relativ konstant ist, wird nur ein fester Energiebetrag zur Drossel 27 gekoppelt. Diese Energie kann im Widerstand 62 während des Ausschalt-Zeitintervalls verbraucht werden.It is also undesirable to have the control signals from To remove transistor 24, the circuit of Figure 1 provides a limit on the maximum amount of energy transferred from the B + supply source under short-circuit conditions will. Since the turn-on time of the transistor 24 is relatively constant, only a fixed amount of energy is used Throttle 27 coupled. This energy can be consumed in resistor 62 during the switch-off time interval.

Sollte ferner beispielsweise die Fehlerspannung aus Vg niedrig sein oder fehlen, dann könnte der Regeltransis-Should the error voltage from Vg be low or absent, then the rule trans-

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tor 24- frühestens zum Zeitpunkt t eingeschaltet werden. Lter Strom im Transistor 24- und in der Drossel 27 erhöht sicli weiterhin bis zum Zeitpunkt t +/It, wobei ^ t der Henn-Einschaltabschnitt der Steuer-Wellenform 59 ist, die von dem Hiasenwinkelmodulator 4-8 erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der Ausschalt-Signalabschnitt der Wellenform 59 cLen Transistor 24-ab schalen wodurch die Dauer, über welche Energie in der Drossel 27 gespeichert wird,auf ein Intervalle anstelle des gesamten Kommutierungsintervalls begrenzt wird.tor 24- can be switched on at the earliest at time t. The current in transistor 24- and in choke 27 continues to increase until time t + / It, where ^ t der Henn turn-on portion of control waveform 59 is the is generated by the Hiasenwinkelmodulator 4-8. To this Time, the turn-off signal portion of waveform 59 cLen transistor 24-peel off causing the duration to over which energy is stored in the throttle 27 on a Intervals limited instead of the entire commutation interval will.

Die Schaltung nach Figur 4- zeigt eine detaillierte Ausführungsform, welche erfindungsgemäße Herkmale der Schaltung nach Figur 1 enthält und eine Detektorschaltung 63 liefert, die eine normale Regeloperation wiederherstellt, falls der Störzustand nur übergangsweise vorliegen sollte. Ihnlich funktionierende Elemente in Figur 1 und Figur 4- sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.The circuit according to Figure 4- shows a detailed embodiment, which contains features according to the invention of the circuit according to FIG. 1 and provides a detector circuit 63, which restores a normal control operation if the fault condition should only exist temporarily. Similar functioning elements in Figure 1 and Figure 4- are provided with the same reference numerals.

Negative Rücklaufimpulse 52, die an die Eingangsklemme 53 des Komparators 50 angelegt werden, werden von einer Diode 121 gleichgerichtet und über einen einstellbaren Linearisierungswiderstand 123 "Lind eine Schwellwert-Begrenzungzenerdiode 124- (Clipping-Diode) einem Filterkondensator 122 zugeführt. Die Spannung am Filterkondensator 122 wird über einen Widerstand 125 der Bezugsspannung Y^ hinzuaddiert, die an der Klemme 51 erhalten wird; die Kondensatorspannung wird dabei über einen einstellbaren Arm des Widerstands 125 zugeführt. Die Summenspannung weist eine Fe&erspannung V_E auf, die an die Eingangsklemme 4-9 geführt wird. Die Fehler spannung am Eingang 4-9 wird einem üblichen Univibrator 126 zugeführt, ebenso wie Synchronisierimpulse 4-7 von der Eingangsklemme 46. Der Ausgang des Univibrators an einem Anschluß 128 liefert eine horizontale Ablenkfrequenz, 1/Tttj d.h.eine sich v/iederholende einseitige C one-shot) Wellenform 127 mit einer vorderen, positiven Kante, die entsprechend der Eingangsfehlerspannung V^Negative flyback pulses 52, which are applied to the input terminal 53 of the comparator 50, are rectified by a diode 121 and fed to a filter capacitor 122 via an adjustable linearization resistor 123 "and a threshold-limiting zener diode 124 (clipping diode). The voltage at the filter capacitor 122 is added via a resistor 125 to the reference voltage Y ^ obtained at terminal 51, and the capacitor voltage is supplied via an adjustable arm of resistor 125. The sum voltage has a Fe voltage V _E which is fed to input terminal 4-9 The error voltage at input 4-9 is fed to a conventional univibrator 126, as is sync pulses 4-7 from input terminal 46. The output of the univibrator at terminal 128 provides a horizontal deflection frequency, 1 / Tttj, i.e. a repetitive one-sided C one-shot) waveform 127 with a leading, positive edge corresponding to the Input error voltage V ^

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■bezüglich, der Impulsdauer moduliert ist, wie dies in Figur 2h durch gestrichelte Linien gezeigt ist. Der maximale Umfang der Modulation während der normalen Univibratoroperation liegt zwischen "b^¹- t^.' '. Die Dauer des positiven Abschnitts des Impulses 127 reicht bis zum Beginn des nächsten Umschaltintervall s t,-.■ with respect to the pulse duration is modulated, as shown in Figure 2h by dashed lines. The maximum amount of modulation during normal univibrator operation is between "b ^ ¹ - t ^. ' The duration of the positive section of the pulse 127 extends until the beginning of the next switchover interval st, -.

Um den bezüglich der Impulsdauer modellierten Impuls in einen bezüglich, der Impuls lage modulierten Impuls mit relativ konstanter Impulsbreite zu ändern, wird der Impuls 127 auf die Basis eines formenden bzw. signalformenden Transistors 129 über ein integrierendes Hetzwerk geführt, welches einen Widerstand 130 und einen Kondensator 131 enthält. Eine Diode 199 ist parallel zum Widerstand 130 geschaltet. Der Impuls wird über einen Widerstand 139 an den Kollektor des Transistors 129 geführt.To convert the modeled pulse with respect to the pulse duration into a with respect to changing the pulse position modulated pulse with a relatively constant pulse width, the pulse 127 is on the base of a shaping or signal shaping transistor 129 passed through an integrating Hetzwerk, which one Resistor 130 and capacitor 131 includes. A diode 199 is connected in parallel with resistor 130. The pulse is passed through a resistor 139 to the collector of the transistor 129 led.

Wie in Figur 2i dargestellt ist, steigt die Spannung an der Basis des Transistors 129 vom Zeitpunkt t^, mit der Ladung des Kondensators 131 an. Am Zeitpunkt t^ reicht die Spannung am Kondensator 131 aus, um den Transistor 129 zur Leitung in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Der Transistor 129 leitet weiterhin,und die Spannung am Kondensator I3I bleibt bis zum Zeitpunkt t[- nahezu konstant, an welchem die Impulsspannung 127 am Anschluß 128 auf null abfällt.. Der Kondensator 131 beginnt sich über den Vorwärtswiderstand der Diode 199 zu entladen, wie dies in Figur 2i zwischen den Zeiten t - t. dargestellt ist, wodurch der Transistor 129 S^e~ sperrt wird.As shown in FIG. 2i, the voltage at the base of transistor 129 increases from time t ^, with the charge of capacitor 131. At time t ^ the voltage across capacitor 131 is sufficient to forward bias transistor 129 to conduct. The transistor 129 continues to conduct, and the voltage on the capacitor I3I remains almost constant until time t [- at which the pulse voltage 127 on the terminal 128 drops to zero. The capacitor 131 begins to discharge through the forward resistance of the diode 199, as this in Figure 2i between the times t - t. is shown, whereby the transistor 129 S ^e ~ is blocked.

Wie durch die Spannungswellenform 132 in Figur 2j dargestellt ist, liegt die Spannung an einem Anschluß 133» dem Kollektor des Transistors 129, auf seinem oberen Wert nur zwischen den Zeiten t^ - t^, während des Ladeintervalls des Kondensators I3I· Während der übrigen Intervalle beträgt die Spannung am Punkt 133 null, entweder, weil der Transis-As shown by voltage waveform 132 in Figure 2j, the voltage at terminal 133 "the collector of transistor 129" is at its upper level only between times t ^ - t ^, during the charging interval of capacitor I3I * during the remaining intervals the voltage at point 133 is zero, either because the transistor

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tor 129 leitend ist oder weil die Spannung am Anschluß null ist. Da somit das Ladeintervall· des Kondensators I3I unverändert bleibt, bleibt auch, die Impulsbreite der Spannung 132 unverändert, wobei nur die Startzeit der ins Positive gehenden Vorderkante der Spannung 132 moduliert ist, wie es durch den Spannungsrert am Anschluß V^-des Univibrators 126 bestimmt ist.gate 129 is conductive or because the voltage at the terminal is zero. Since the charging interval · of the capacitor I3I remains unchanged, the pulse width of the voltage 132 also remains unchanged, with only the start time of the positive going leading edge of voltage 132 is modulated, as indicated by the voltage at connection V ^ of the univibrator 126 is determined.

Die Spannung i32 wird auf die Basis eines verstärkenden und invertierenden Treibertransistors 134· über einen Widerstand I35 angelegt. Die vorstehend erwähnten Steuersignale 59, die in Figur 2c dargestellt sind, werden am Kollektor des Treiber- oder Steuertransistors 134- erhalten und werden der Pirmärwicklung 56 a des Steuertransformators 56 zugeführt, um eine Phasenwinkelmodulation des Leitzustandes des Regeltransistors 24- zu liefern. Ein Netzwerk zum Dämpfen von Einschwingvorgängen weist einen Widerstand 136 und eine Diode 137 auf, die parallel zur Primärwicklung 56a geschaltet sind, sowie einen Kondensator 138, der zwischen Masse und den Kollektor des Transistors 134- geschaltet ist.The voltage i32 is based on an amplifying and inverting driver transistor 134 · through a resistor I35 created. The control signals mentioned above 59, which are shown in Figure 2c, are obtained at the collector of the driver or control transistor 134- the primary winding 56 a of the control transformer 56 fed to provide a phase angle modulation of the conduction state of the control transistor 24-. A network to dampen of transients has a resistor 136 and a Diode 137 connected in parallel with the primary winding 56a and a capacitor 138 connected between ground and the collector of transistor 134-.

Die Fehlerdetektorschaltung 63 ist zwischen einen Anschluß 14-0 an der Basis des Treibertransistors 134· und ; . einen Bückkopplungsanschluß 14-1 an der Verbindung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62 angeschlossen. Die Schaltung 63 weist zwei in Serienschaltung verbundene Dioden 142 und 14-3 und zwei in Serienschaltung verbundene Widerstände 144 und 145 auf, die zwischen die Anschlüsse 140 und 141 geschaltet sind. Ein Integrationskondensator 146 liegt zwischen Masse und der Verbindung zwischen den Widerständen 144 und 145 an einem Anschluß 147 an.The error detection circuit 63 is connected between a terminal 14-0 at the base of the driver transistor 134 and; . a Feedback connection 14-1 at the connection between the Diode 61 and resistor 62 connected. The circuit 63 has two series connected diodes 142 and 14-3 and two series connected resistors 144 and 145, which are connected between the terminals 140 and 141. An integration capacitor 146 is connected to a terminal 147 between ground and the connection between the resistors 144 and 145.

Es wird ein Fehler- bzw. Störungszustand betrachtet, in welchem der Schalter 29 während des Betriebs der Ablenkschaltung kurzgeschlossen ist. Dabei besteht keine Kommutierungsspannung, um den Regeltransistor 24 in den AUS-Zustand z% kom- A fault condition is considered in which the switch 29 is short-circuited during operation of the deflection circuit. There is no commutation voltage to switch the control transistor 24 to the OFF state z%.

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mutieren. Der Strom im Transistor 24 erhöht sich, "bis der Ab schalt-Signalabschnitt des Steuersignals 59 den Transistor 24 abschaltet. Der Stromfluß wird zur Diode 61 und dem Widerstand 62 geführt. Die Rückkopplungsspannung am Anschluß 141 geht ins Negative und wird vom Kondensator 146 in eine negative Spannung am Anschluß 147 integriert, die ausreichende Größe hat, um- die Dioden 142 und 14$ in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, um den Basisstrom vom Trexbertransistor 134 \ireg nebenzuschließen.mutate. The current in transistor 24 increases "until the From switching signal section of the control signal 59 the transistor 24 turns off. The current flow is led to the diode 61 and the resistor 62. The feedback voltage on the connector 141 goes negative and is integrated by capacitor 146 into a negative voltage at terminal 147, which is sufficient Size to - forward bias the diodes 142 and 14 $ in the conduction state in order to draw the base current from the Trexbertransistor 134 \ ireg to close.

Auch wenn der Univibrator 126 am Anschluß 128 Signalimpulse 127 erzeugt, lassen diese Signale unter der Voraussetzung, daß ein ausreichend großer Strom noch durch den Widerstand 62 fließt, zu keinem Zeitpuntk während des Ablenkzyklus die Spannung ander Basis des Transistors 134 soweit ansteigen daß der Transistor 134 durch eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung in den Leitzustand gebracht wird. Es werden keine Steuersignale 59 an den Übertrager 56 angelegt,und der Regeltransistor 24 bleibt im . Abschaltzustand, wodurch der Kurz schloß schutz erreicht wird.Even if the univibrator 126 generates signal pulses 127 at connection 128, these signals can be given, provided that that a sufficiently large current is still flowing through resistor 62 at no time during the deflection cycle Increase voltage at the base of transistor 134 so far that the transistor 134 is brought into the conductive state by a bias in the forward direction. There won't be any Control signals 59 applied to the transmitter 56, and the Control transistor 24 remains in. Shutdown state, whereby the short circuit protection is achieved.

Wie in Figur 5c an einem gegenüber dem Zeitpunkt T^ späteren Zeitpunkt dargestellt ist, ist der exponentiell abfallende Strom durch die Diode 61 und den Widerstand 62 ausreichend hinsichtlich seiner Größe abgefallen,und die integrierte negative Spannung am Anschluß 147 ist ebenfalls hinsichtlich ihrer Größe ausreichend reduziert, um die vordere positive Flanke des Signalimpulses 127 den Transistor 134 in den Leitzustand durch eine Vorspannung in Vorwärts-richtung schalten zu lassen, obgleich er notwendigerweise nicht in einen gesättigten Zustand vorgespannt ist, wie dies in den Figuren 5b und 5d dargestellt ist; die Figur 5f veranschaulicht die Spannungswelle Vjwy an der Basis des Transistors 134. Ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59a¹ des Steuersignals 59" wird dem Steuertransformator 56 zugeführt und spannt den Regel-As shown in FIG. 5c at a later point in time compared to the point in time T ^, the exponentially decreasing current through the diode 61 and the resistor 62 has fallen sufficiently in terms of its size, and the integrated negative voltage at the terminal 147 is also sufficiently reduced in terms of its size in order to have the leading positive edge of the signal pulse 127 switch the transistor 134 into the conducting state by a bias in the forward direction, although it is not necessarily biased into a saturated state, as shown in FIGS. 5b and 5d; FIG. 5f illustrates the voltage wave Vjwy at the base of the transistor 134. A first switch-on signal section 59a ^{1 of} the control signal 59 ″ is fed to the control transformer 56 and tensions the control

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transistor 24 in Vorwärtsrichtung in den Leitzustand vor, so daß der Strom der Speisequelle B+ beginnend mit dem. Zeitpunkt T^ geleitet wird, wie durch die Figuren 5cL und 5© dargestellt ist.transistor 24 in the forward direction into the conductive state, so that the current of the supply source B + starting with the. Time T ^ is passed, as shown by Figures 5cL and 5 © is shown.

Die tatsächliche B+ -Spannung am Emitter des Transistors 24 spannt die Diode 61 in Rückwärtsrichtung vor, und der fließende Drosselstrom und die Rückkopplungsspannung werden vom Widerstand 62 entfernt. Die Spannung V-, ^₀ an der Basis des Treiber-Transistois 134 am Arm 140 repräsentiert die integrierte Kollektorspannung des Formungstransistors 129 und wird einer langsam sich ändernden Durchschnitts spannung überlagert, wie dies in Figur 5f gezeigt ist. Bei Vernachlässigung der Speicherzeit des Transistors 134 ist die ΞΙΙΤ-Zeit T^ - T₂ des Transistors 134 gleich dem Intervall, während welchem die Spannung V-j^q die Spannung V₁Q₇ überschreitet, die V^ des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 134, wie dies in Figur ^f durch ^140 ^zwi^scnen &^en Zeiten T. - To gezeigt ist.The actual B + voltage at the emitter of transistor 24 reverse biases diode 61 and the flowing inductor current and feedback voltage are removed by resistor 62. The voltage V-, ^ ₀ at the base of driver transistor 134 on arm 140 represents the integrated collector voltage of shaping transistor 129 and is superimposed on a slowly changing average voltage, as shown in Figure 5f. If the storage time of the transistor 134 is neglected, the ΞΙΙΤ time T ^ - T _{2 of} the transistor 134 is equal to the interval during which the voltage Vj ^ q _{exceeds the voltage V 1} Q ₇ , the V ^ of the base-emitter junction of the transistor 134, as shown in Figure ^ f ^ by 140 ^betw i ^scnen & ^s time T. - to shown.

Während des Intervalls T^ - T-, während welchem der Transistor 24 leitend ist, erhöht sich der Strom in der Drossel 27,Ms zu einem Zeitpunkt T- der Strom gleich I (Figur 5e) ist. Wenn der regelnde Transistor 24 zum Zeitpunkt Tp abgeschaltet wird, leitet die Diode 61 den Drosselstrom, und eine langsam hinsichtlich der Größe abnehmende negative Rückkopplungsspannung wird am Anschluß 141 erzeugt und vom Kondensator 146 in eine langsam abnehmende negative Spannung am Anschluß 147 integriert.During the interval T ^ - T- during which the transistor 24 is conductive, the current in the choke 27, Ms increases at a point in time T- the current is equal to I. (Figure 5e). If the regulating transistor 24 is switched off at time Tp, the diode 61 conducts the inductor current, and a slowly decreasing negative feedback voltage is generated at terminal 141 and integrated into a slowly decreasing negative voltage at terminal 147 by capacitor 146.

Die Durchschnittsspannung am Anschluß 140, der Basis des Transistors 134, ist proportional der langsam hinsichtlich der Amplitude abnehmenden negativen Rückkopplungsspannung, die proportional zu der festen, positiven Durchschnittsspannung am Anschluß 133 addiert ist. Somit ist die Durch- The average voltage at terminal 140, the base of transistor 134, is proportional to the slow in terms the amplitude decreasing negative feedback voltage, which is added proportionally to the fixed, positive average voltage at terminal 133. Thus, the through

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schnittsspannung unmittelbar nach dem Leiten des Regeltransistors 24- negativer als vor dem Leiten und ausreichend negativ bei den nächsten beiden Augenblicken, beispielsweise zu den Zeiten T-, und Tn, um die positiven Spitzen der Spannung V-, ^_n unter dem .in Vorwärtsrichtung vorspannenden Wert V-TQo des Transistors 134- zu halten, wie dies in Figur 5f durch die gestrichelte Linie gezeigt ist- Der Transistor 134- bleibt bis zum Zeitpunkt T₁- nicht leitend, wenn der zirkulierende Drosselstrom ausreichend abgenommen hat, um die Amplitude der negativen Spannung am Anschluß 14-7 ausreichend zu verringern, damit die positiven Spitzen von ^V14-0 (^S^³⁷ 5f) den. Transistor 134- wiSler in Vorwärtsrichtung vor sp armen.Cut voltage immediately after the conduction of the control transistor 24- more negative than before conduction and sufficiently negative at the next two moments, for example at times T-, and Tn, to the positive peaks of the voltage V-, ^ _n below the .in the forward biasing To hold the value V-TQo of the transistor 134-, as shown in Figure 5f by the dashed line- The transistor 134- remains _{non-conductive until the time T 1} - when the circulating inductor current has decreased sufficiently to the amplitude of the negative Reduce the voltage at terminal 14-7 sufficiently so that the positive peaks of ^V 14-0 (^ S ^ ³⁷ 5f) den. Transistor 134- wiSler in forward direction before saving.

Wie aus Figur 5e hervorgeht, ist die leitende Zeit des Regeltransistors 24- nach der Zeit T^ relativ kurz und dauert nur zwischen den Zeiten T^, und T₂ an, über das Intervall,in welchem - unter Vernachlässigung der Speicherzeitwirkungen des Transistors 134- - die Spannung am Anschluß 14-0 ausreichend positiv ist, um. den Tran si stör 134- in den Leit zustand in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Dieses Intervall ist relativ klein, da eine Abnahme von nur 0,1 oder 0,2· Volt typischerweise benötigt wird, um. den Transistor 134- aus dem Leit zustand vorzuspannen. Der KurzSchlußschutz wird dadurch erreicht, dander Spitzenstrom, der von der B+ -Speisequelle über den Regeltransistor 24- geführt wird, aufgrund der relativ kurzen Leitzeit des Transistors relativ klein ist.As can be seen from Figure 5e, the conducting time of the control transistor 24 - after the time T ^ and lasts only between the times T ^, and T ₂ , over the interval in which - neglecting the storage time effects of the transistor 134- - the voltage at terminal 14-0 is sufficiently positive to. to bias the Tran si stör 134- in the control state in the forward direction. This interval is relatively small since a decrease of only 0.1 or 0.2 volts is typically required. bias the transistor 134- from the conductive state. The short-circuit protection is achieved because the peak current which is carried from the B + supply source via the control transistor 24- is relatively small due to the relatively short conduction time of the transistor.

Abhängig von verschiedenen Faktoren wie beispielsweise der L/R -Zeitkonstante des zirkulierenden Drosselstromkreises, leitet der Regeltransistor 24- den Strom von der Speisequelle B+ nur einmal bei mehreren Ablenkzyklen; Figur 5e zeigt als Beispiel, daß dieser Zeitzustand nur einmal je drei Ablenkzyklen vorliegt. Der Kurzschlußschutz wird außerdem dadurch erreicht, daß die Frequenz begrenzt wird, daß die Energie, welche von der B+ -SpeisequelleDepending on various factors such as the L / R time constant of the circulating throttle circuit, the control transistor 24- conducts the current from the supply source B + only once for several deflection cycles; As an example, FIG. 5e shows that this time state is only there is once every three deflection cycles. The short circuit protection is also achieved in that the frequency is limited that the energy which is from the B + supply source

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geliefert wird, einmal für jeweils mehrere Ablenkzyklen vorliegt.is delivered, is present once for each several deflection cycles.

Bei einem sich wiederholenden Betrieb der Störungsdetektorschaltung nach Figur 4 in der beschriebenen Weise kann der normale Heglerbetrieb wieder aufgenommen werden, falls sich gezeigt hat, daß der Störungszustand nur übergangsweise vorgelegen hat. Da beispielsweise die Eommutierungsspannung nach Beendigung der übergangsweise vorliegenden Störungszustände am Kommutierungs schalter 29 wieder erzeugt wird, wird die Diode 61 selbst möglicherweise in den AUS-Zustand umgeschaltet, wenn der Strom durch die Diode auf null abnimmt und versucht, die Richtung umzukehren. Der normale Reglerschaltungsbetrieb tritt wieder auf, da die Einschalt-Signale 59a den Regeltransistor 24 in den Leitzustand vorspannen und die Kommutierungsspannung V^-gden Transistor in den AUS-Zustand schaltet.In the case of repetitive operation of the disturbance detector circuit according to Figure 4 in the manner described, normal Hegler operation can be resumed if has shown that the malfunction was only transient Has. For example, the eommutation voltage after the end of the transient fault conditions is generated again at the commutation switch 29, the diode 61 itself is possibly in the OFF state toggles when the current through the diode decreases to zero and tries to reverse direction. The normal one Regulator circuit operation occurs again as the power-up signals 59a bias the control transistor 24 into the conductive state and the commutation voltage V ^ -g the transistor switches to the OFF state.

Sollte der Ehasenwinkelmodulator 4-8 oder die Horizontal Ablenkschaltung 28 hinzugefügte Multivibratorschaltungen gegenüber dem monostabilen Multivibrator 126 enthalten, kann die Störungsdetektorschaltung 63 entsprechend modifiziert v/erden, um einen wiederholten Betrieb der Störungsdetektorschaltung, die solche Multivibratorschaltungen enthält, zu "bewirken. Abhängig von der Rückkopp lungs spannung am Anschluß 141 nach Figur 4 kann beispielsweise ein Einschalt-Signal zum Zeitpunkt IL (Figur ^e) dem . Tran sistor 134 über den Univibrator 126 und zum Zeitpunkt Tp ein Abschalt-Signal durch die zusätzliche Multivibrator- bzw. Univibratorschaltung zugeführt werden.Should the phase angle modulator 4-8 or the horizontal deflection circuit 28 contain added multivibrator circuits opposite the monostable multivibrator 126, the disturbance detector circuit 63 can be modified accordingly in order to cause repeated operation of the disturbance detector circuit containing such multivibrator circuits. Depending on the feedback 4, a switch-on signal at the time IL (FIG. 1) can be fed to the transistor 134 via the univibrator 126 and a switch-off signal at the time Tp by the additional multivibrator or univibrator circuit.

Das Regelschaltelement 24 muß kein Transistor sein, sondern kann durch jede beliebige andere Einrichtung, beispielsweise einen abschaltbaren Thyristor, d.h. einen GTO-Thyristor, gebildet sein, wobei ein Anoden-Kathoden-Hauptleitweg imstande ist, den Betriebsstrom zu führen und in leitenden und nicht leitenden Zustand abhängig von den zugehörigenThe control switching element 24 need not be a transistor, but can by any other means, for example a turn-off thyristor, i.e. a GTO thyristor, with an anode-cathode main conduction capable is to conduct the operating current and in conductive and non-conductive state depending on the associated

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Einschalt- und Ausschalt-Signalen zu schalten, die dem Steueranschluß dieser Einrichtung zugeführt werden. Figur 6 zeigt den Regelabschnitt 35 einer horizontalen Ablenkschaltung mit einem GTO-Thyristor 224 als Schaltelement. Die Schaltung nach Figur 6 arbeitet zum Teil ebenfalls so, daß der GTO-Thyristor 224 unter Strombelastungszuständen abgeschaltet wird.Switch on and off signals to the control terminal be fed to this facility. Figure 6 shows the control section 35 of a horizontal deflection circuit a GTO thyristor 224 as a switching element. The circuit of Figure 6 also works in part so that the GTO thyristor 224 is turned off under current load conditions.

Ein stromerfassender Widerstand 221 ist an die Kathode des Thyristors 224 und den Drosseiwiderstand 27 angeschlossen. Ein Filterkondensator 222 ist über den Widerstand 221 geschaltet. Ein gesteuerter Silizium-Gleichrichter 223 liegt zwischen der Gate-Elektrode 220 des Thyristors 224 und der Verbindung zwischen dem Widerstand 221 und der Drossel 27· Die Kathode einer Zener-Diode 225 ist an die Gate des Thyristors 224 angeschlossen, und die Anode der Zener-Diode 225 mit der Gate des Gleichrichters 223 verbunden.A current sensing resistor 221 is connected to the cathode of the Thyristor 224 and the choke resistor 27 connected. A filter capacitor 222 is connected across the resistor 221. A silicon controlled rectifier 223 is connected between the gate electrode 220 of the thyristor 224 and the Connection between resistor 221 and choke 27 The cathode of a Zener diode 225 is connected to the gate of the thyristor 224, and the anode of the Zener diode 225 connected to the gate of rectifier 223.

Sollte sich der Strom im Widerstand 221 über einen vorbestimmten Wert hinaus erhöhen, überschreitet die Spannung an der Zener-Diode 225 deren Durchbruchsspannung, wodurch eine Spannung an die Gate des Silizium-Gleichrichters 223 angelegt wird, die gegenüber der Kathode des Silizium-Gleichrichters 223 positiv ist, so daß der Silizium-GleichrichterShould the current in resistor 221 increase beyond a predetermined value, the voltage will exceed at the Zener diode 225 its breakdown voltage, thereby applying a voltage to the gate of the silicon rectifier 223 is applied opposite the cathode of the silicon rectifier 223 is positive, so the silicon rectifier

223 in den Leitzustand geschaltet wird. Wenn der Silizium-Gleichrichter 223 leitend ist, wird die Gate des Thyristors223 is switched to the conducting state. If the silicon rectifier 223 is conductive, becomes the gate of the thyristor

224 mehr negativ als dessen Kathode, so daß der Thyristor 224 nicht leitend geschaltet wird, wodurch bei Stromüberlastungsbedingungen ein Schutz durch einen Schaltkreisunterbrecher erhalten wird»224 more negative than its cathode, so that the thyristor 224 is not turned on, which in current overload conditions protection is obtained by a circuit breaker »

Figur 7 gibt einen Teil der Regelschaltung 35 wieder, die einen relativ hohen Abschaltstrom erzeugt, den bestimmte Typen von GTO-Thyristören oder Darlington-Einrichtungen erfordern können. Die Spannung an einem Abgriffsabschnitt des Drosselwiderstands 27 wird über einen Widerstand 322 einer Diode 321 zugeführt und während des Kommutierungsintervalls gleichgerichtet und durch einen Kondensator 323 gefiltert.Figure 7 shows a part of the control circuit 35, which generates a relatively high cut-off current, the specific Require types of GTO thyristors or Darlington devices can. The voltage at a tap portion of the Choke resistor 27 is fed to a diode 321 via a resistor 322 and during the commutation interval rectified and filtered by a capacitor 323.

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Ein Anschluß des Kondensators 323 ist mit der Kathode des Thyristors 224- verbunden, während der andere Anschluß über einen Gleichrichter 325 und einen Widerstand 326 mit der Gate des Thyristors 224- verbunden ist.One terminal of the capacitor 323 is connected to the cathode of the Thyristor 224- connected while the other terminal across a rectifier 325 and a resistor 326 with the Gate of thyristor 224- is connected.

Der mit einem Punkt versehene Anschluß der Sekundärwicklung 56b steht über einen Widerstand 331 mit dem Widerstand 326 in Verbindung. Die Basis und der Emitter eines Transistors 332 liegen parallel zu einem Widerstand 329» Der Kollektor des Transistors 332 ist über einen Widerstand 333 an die Gate des Silizium-Gleichrichters 325 angeschlossen.The terminal of the secondary winding marked with a dot 56b is connected to resistor 326 via resistor 331 in connection. The base and emitter of a transistor 332 are parallel to a resistor 329 »the collector of transistor 332 is connected to the gate of silicon rectifier 325 via a resistor 333.

Wenn ein Abschaltsignal der Sekundärwicklung 56b des Steuertransformators 56 zugeführt wird, wird der nicht mit einem Punkt versehene Anschluß positiv gegenüber dem mit Punkt versehenen Anschluß. Der Transistor 332 wird in Vorwärtsrichtung vorgespannt. Der Kollektor des Transistors 332 legt eine Spannung an- die Gate des Silizium-Gleichrichters 323 an, die gegenüber der Spannung an der Silizium-Gleichrichter-Kathode positiv ist,so daß der Silizium-Gleichrichter in den Leitzustand getastet wird. Wenn der Silizium-Gleichrichter 325 leitend ist, entlädt sich der Kondensator 323 über den Kathoden-Gate-Weg des Thyristors 224-, wodurch ein hoher Abschaltstrom erzeugt wird, der den Thyristor 224- in. den Ifichtleit-Zustand schaltet.When a switch-off signal of the secondary winding 56b of the control transformer 56 is applied, the non-dotted terminal becomes positive to the dotted terminal Connection. The transistor 332 is forward biased. The collector of transistor 332 sets a voltage at the gate of the silicon rectifier 323, which is opposite to the voltage at the silicon rectifier cathode is positive, so that the silicon rectifier is keyed into the conductive state. If the silicon rectifier 325 is conductive, the capacitor 323 discharges through the Cathode-gate path of thyristor 224-, creating a high Shutdown current is generated, which switches the thyristor 224 in. The Iichtleit -status.

Es ist zu beachten, daß die Schaltungen nach Figur 1, 4-, 6 und 7 nach Art einer isolierten Wechselstromleitung aufgebaut sein können, wobei der Regeltransistor oder GTG-Thyristor an die Primärwicklung und der umschaltende Schalter an die Sekundärwicklung angeschlossen ist. Bei einem solchen Aufbau kann die Eingangsdrossel 27 weggelassen werden, wobei die Streukapazität die gleiche Funktion ausführt.It should be noted that the circuits according to Figure 1, 4-, 6 and 7 can be constructed in the manner of an isolated AC line, the control transistor or GTG thyristor to the primary winding and the switching switch is connected to the secondary winding. With such a structure, the input reactor 27 can be omitted where the stray capacitance performs the same function.

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Claims

Patent attorneys

Dr. Dieter ν. Bezold

Dipl.-Ing. Feter contactor

ECA 72 252 S / fiu Dipl.-Ing. Wolfgang Heusler

RCA Corporation 8 Munich 86, P.O. Box 860668

Se-r.Mo. 849 221
dated November 7, 1977

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Claims

regulated deflection circuit , with a deflection winding, a deflection circuit connected to the deflection winding for generating a deflection current in the deflection winding, a first connection of the deflection winding generating a voltage for the deflection variable, with an operating voltage source for supplying energy to the deflection circuit, with a first Sensor device which is connected to a voltage source which generates a voltage representative of the energy value in the deflection circuit for supplying an error signal, and having a control unit which is responsive to the error signal for supplying first and second control signals,

characterized in that a controllable switching device (24; 224) for supplying an operating current to the deflection circuit via the controllable switching device is connected to the operating voltage (B +) and to the first connection ("V ^ _{0), that a control connection (20; 220} ) the switching device (24; 224) is connected to the control unit (35), that a first section of the deflection-frequency voltage (connection between resistors 26 and 57) switches the switching device to the OFF state, that the first control

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signal (52) the switching device in the control state switches to, under normal operating conditions, the duration of the conducting state of the switching device during each deflection cycle to modulate, whereby the energy supply to the deflection circuit is regulated, that the second control signal (59) switches off the switching device under fault conditions when the voltage for the deflection rate triggers the switching device has not switched to the OFF state before the occurrence of the second control signal.

Deflection circuit according to Claim 1, characterized in that a second switching device (61) is connected to the controllable switching device in order to conduct the operating current zqL when the second control signal (59) switches off the controllable switching device (24; 224).

3- deflection circuit according to claim 2, characterized in that that a damping device (62) to the second switching device (61) for damping the operating current at a Conducting the operating current through the second switching device connected.

4. deflection circuit according to claim 1 or 2, characterized in that that a current sensor device (221) is connected to the controllable switching device (224) and on the operating current responds to a shutdown signal to the to apply controllable switching device (224) when the operating current exceeds a predetermined value.

5. Deflection circuit according to Claim 2, characterized in that the second sensor device (62) is connected to the second Switching means (61) is connected to a fault detection signal to deliver to determine the fault conditions.

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6. deflection circuit according to claim 5> characterized in that a blocking circuit (142, 145, 144, 146) is connected to the second sensor device (62) is connected to a locking signal to prevent normal television receiver operation to be given in the event of fault conditions.

7. deflection circuit according to claim 5? characterized, that a blocking circuit (142, 143, 144, 146) is connected to the control device (134) and to the Fault detection signal is responsive to remove the first control signal from the control terminal (20) and conduct the controllable switching device (24) for at least a substantial period during the occurrence of the fault conditions.

8. deflection circuit according to claim 7? characterized, that the disturbance detection signal is a feedback voltage (at 62) which is representative of the flow of current through the second switching device (61), and that the Lockout circuit removes the first control signal over a period determined by the feedback voltage is.

Deflection circuit according to at least one of the preceding claims 1 to 3 ₅ 5 to 8, characterized in that the controllable switching device has a transistor (24) whose collector-emitter path is connected in series with the operating voltage source and the first connection (Vgg) is.

10. Deflection circuit according to one of the preceding claims 1, 2 or 4, characterized in that the controllable switching device contains a GTO device (224) whose anode-cathode path is in series with the operating voltage source and the first connection (Vg- _r · ) is switched.

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11. deflection circuit according to claim 10, characterized in that that a third switching device (223, 325) in series to a capacitance (222; 323) and the cathode gate path the GTO device is switched and that the third Switching device, the capacitance via the cathode-gate path as a function of the second control signal for switching off the GTO facility.

12. deflection circuit according to claim 10, characterized in that the current detecting device (221) to the gate or cathode of the GTO device is connected and on the operating current for switching off the GTO device responds when the operating current exceeds a predetermined size.

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