DE2725223B1

DE2725223B1 - Depth compensation amplifier for ultrasound imaging devices

Info

Publication number: DE2725223B1
Application number: DE19772725223
Authority: DE
Inventors: Dieter Dipl-Ing Hassler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1977-06-03
Filing date: 1977-06-03
Publication date: 1978-06-15
Also published as: DE2725223C2

Description

Feldeffekttransistoren zeigen zwar ein gutes Großsignalverhalten bei gleichzeitig relativ niedrigem Eigenrauschen; nachteilig ist jedoch, daß die exponentiellen Steuerkennlinien von Feldeffekttransistoren im Dynamikumfang stark eingeengt sind, daß ferner die Verstärkungskennwerte (Transconduktanz) von Feldeffekttransistor zu Feldeffekttransistor erheblich schwanken und daß eine nicht unerhebliche Temperaturabhängigkeit vorhanden ist. so daß keine einheitliche Steuerkennlinie gegeben ist. Sie muß für jeden Verstärker individuell neu eingestellt werden, so daß auch keine einheitliche Eichung des zeitlichen Verstärkungsanstiegs möglich ist Aufgabe vorliegender Erfindung ist es, einen Tiefenausgleichverstärker zu schaffen, der im Hinblick auf bessere Gewebsdifferenzierung und Standardisierung geeichte Verstärkeranstiege erlaubt. Field effect transistors show good large-signal behavior with relatively low self-noise at the same time; However, it is disadvantageous that the exponential control characteristics of field effect transistors in the dynamic range strong are narrowed, that also the gain characteristics (transconductance) of field effect transistor to field effect transistor fluctuate considerably and that a not inconsiderable temperature dependence is available. so that no uniform Control characteristic given is. It has to be set individually for each amplifier, so that too no uniform calibration of the gain increase over time is possible The present invention is to provide a depth equalization amplifier which gain increases calibrated for better tissue differentiation and standardization permitted.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mittels Exponentialzeitglied eine beliebige zeitlich abklingende Exponentialfunktion in den erwünschten Bereichen vorgebbar ist, die mittels Invertierglied in eine exponentiell ansteigende Verstärkung umwandelbar ist. The object is achieved according to the invention in that by means of an exponential timer any time decaying exponential function in the desired ranges can be specified, which is converted into an exponentially increasing gain by means of an inverting element is convertible.

Beim Gegenstand der Erfindung ist der zeitlich exponentielle Verstärkungsverlauf in inverser Form durch das Exponentialzeitglied beliebig vorgebbar. Die Verstärkung ergibt sich dann durch einfache lnvertierung mittels Invertierglied. Damit liefert jedoch auch der Verstärker in exakt definierter Weise einen exponentiellen Verstärkungsanstieg, der für alle Tiefenausgleichverstärker gleichartig ausgelegt sein kann. Im Sinne der Aufgabenstellung ist damit also eine bessere Gewebsdifferenzierung und Standardisierung geeichter Verstärkungsanstiege erreicht. Im Gegensatz hierzu erlauben bekannte Tiefenausgleichverstärker, z. B. jener der DE-OS 2062177, keine Anpassung des Verstärkungsverlaufes an eine vorgebbare exponentielle Funktion, weil die Ansteuerung der dortigen Steuerglieder (nicht linearisierte Feldeffekttransistoren) mittels Sägezahngenerator erfolgt. Eine solche Ansteuerung erlaubt jedoch keine eindeutig reproduzierbare zeitlich exponentiell wachsende Widerstandsänderung der Feldeffekttransistoren, womit auch die Verstärkungsfunktion nicht in gewolltem Maße dynamisch uneingeengt exponentiell verläuft. The subject matter of the invention is the time-exponential gain curve can be specified in inverse form by the exponential time element. The reinforcement then results from simple inversion using an inverting element. So that delivers however, the amplifier also has an exponential gain increase in an exactly defined way, which can be designed in the same way for all depth compensation amplifiers. For the purpose of The task is therefore a better tissue differentiation and standardization calibrated gain increases achieved. In contrast to this, known depth compensation amplifiers allow z. B. that of DE-OS 2062177, no adaptation of the gain curve to one specifiable exponential function, because the control elements there are controlled (non-linearized field effect transistors) by means of a sawtooth generator. However, such a control does not allow a clearly reproducible time exponentially increasing change in resistance of the field effect transistors, with what the gain function is not dynamically unconstrained exponentially to the desired extent runs.

In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist das Exponentielzeitglied ein RC-Glied. Als Invertierglied dient hingegen vorzugsweise der differentielle Widerstand einer oder mehrerer Dioden einer Diodenschaltung. Aus der Diodenkennlinie entnimmt man nämlich durch Differentiation den »differentiellen Widerstand Rdsx dU UT d J dJ = Der Diodenwiderstand ist also dem Strom JD durch die Diode umgekehn proportional. Diese Gesetzmäßigkeit gilt (je nach Diode) in einem recht großen Strombereich von mindestens vier Dekaden. Es gibt Dioden, deren Streuung hinsichtlich Urauf + 20% (d. h.In an advantageous embodiment of the invention, the exponential timing element is an RC element. In contrast, the differential resistance of one or more diodes of a diode circuit is preferably used as the inverting element. From the diode characteristic namely, if one takes the differential resistance Rdsx dU UT d J dJ = the diode resistance is inversely proportional to the current JD through the diode. This principle applies (depending on the diode) in a fairly large current range of at least four decades. There are diodes whose spread with respect to Urauf + 20% (ie

40-60 mV) eingeschränkt ist Wird Rd als Abschlußwiderstand einer spannungsgesteuerten Wechselstromquelle 1 eingesetzt, dann ist die Spannungsverstärkung Vdem Widerstand Rd direkt und dem Diodenstrom lD umgekehrt proportional. Es ergibt sich nämlich: V = = = Rd = S SUT UE wobei UE, UA Eingangs- bzw. Ausgangsspannung und S die Steilheit der Wechselstromquelle darstellen. Verändert sich der Diodenstrom nun zeitlich nach einer abklingenden Exponentialfunktion gemäß J e- e-t/T dann erhält man genau den gewünschten zeitlich exponentiellen Anstieg der Verstärkung zu V ~ S U7 e t! / Den abklingenden Diodenstrom kann man ohne Schwierigkeiten und recht genau aus einer Kondensatorumladung am RC-Glied entnehmen.40-60 mV) is limited. Rd is used as the terminating resistor of a voltage-controlled When AC source 1 is used, the voltage gain is Vdem resistance Rd directly and inversely proportional to the diode current lD. The result is: V = = = Rd = S SUT UE where UE, UA is the input or output voltage and S is the slope the AC power source. If the diode current now changes with time a decaying exponential function according to J e-e-t / T then one obtains exactly that Desired time exponential increase in gain to V ~ S U7 e t! / The decaying diode current can be obtained from a very precisely and without difficulty Take the capacitor charge from the RC element.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnung in Verbindung mit den Unteransprüchen. Es zeigt F i g. 1 die erste Verstärkerstufe eines vorzugsweise dreistufigen Tiefenausgleichverstärkers im Prinzipschaltbild, F i g. 2 die nachfolgende zweite (und vorzugsweise auch dritte) Verstärkerstufe des Tiefenausgleichverstärkers im Prinzipschaltbild. Further advantages and details of the invention emerge from the following description of an embodiment based on the drawing in Connection with the subclaims. It shows F i g. 1 the first amplifier stage a preferably three-stage depth compensation amplifier in the basic circuit diagram, F i g. 2 the subsequent second (and preferably also third) amplifier stage of the depth compensation amplifier in the basic circuit diagram.

In der ersten Verstärkerstufe mit der Signaleingangsspannung U1 am Koppeltransformator Trl und der Zwischenausgangsspannung U2 arbeiten die Transistoren T 1 und T2 als spannungsgesteuerte Stromquellen auf je eine Serienschaltung von fünf Dioden D1 bis D5 und 06 bis D 10 im Kollektorkreis. Der Dioden-Steuerstrom ist gleich dem Kollektor-Gleichstrom. Dieser wird durch den Ladevorgang eines Kondensators C1 in folgender Weise definiert: In der Zeit des Zeilenrücksprungs wird der Kondensator C I vom Transistor T4 (mit Logikansteuerung L 1) über den Schutzwiderstand R4 entlanden (bis auf die kleine Transistor-Restspannung). Mit dem Ende des Sendeimpulses wird die Aufladung von C1 über R 1, R 2, R 3 freigegeben, indem T4 in dem gesperrten Zustand gesteuert wird. Die Dioden D1 bis 0 10 werden somit von einem exponentiell abklingenden Strom durchflossen. Damit das Exponentialgesetz auch noch bei kleinen Strömen hinreichend genau eingehalten werden kann, wird das Emitterpotential durch die Schaltung aus T3 und dem Operationsverstärker OP 1 mit den Beschaltungselementen R 7, R 7', C2 auf der Spannung des Punktes A gehalten (z. B. -3V). Dies gelingt (bis auf 10-20 mV Restspannung), weil die Transistoren T1, T2, T3 vorzugsweise gepaart (gleiche Kennlinienverläufe) und zudem in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind und deshalb allenfalls nur die geringe Offset-Spannungs-Drift des Operationsverstärkers TOP 1 als Fehler eine Rolle spielen kann. Bei einer Stromvariation von z. B. 10 mA auf 0,4 mA steigt der Kollektorwiderstand von 25 Ohm auf 625 Ohm. Die wechselstrommäßige Gegenkopplung von T1, T2 über R 1, R2 ist so groß gewählt, daß auch bei hoher Eingangsspannung Ul (+1OV) und kleinster Verstärkung nicht mehr als ca. In the first amplifier stage with the signal input voltage U1 am Coupling transformer Trl and the intermediate output voltage U2 work the transistors T 1 and T2 as voltage-controlled current sources each on a series circuit of five diodes D1 to D5 and 06 to D 10 in the collector circuit. The diode control current is equal to the collector direct current. This is achieved by charging a capacitor C1 is defined in the following way: At the time of the line jump back, the capacitor C I discharged from transistor T4 (with logic control L 1) via protective resistor R4 (except for the small residual voltage of the transistor). With the end of the transmission pulse The charge from C1 is released via R 1, R 2, R 3 by placing T4 in the blocked State is controlled. The diodes D1 to 0 10 are thus exponential from one decaying current flowed through it. So that the exponential law even with small ones Currents can be maintained with sufficient accuracy, the emitter potential is through the circuit from T3 and the operational amplifier OP 1 with the circuit elements R 7, R 7 ', C2 held at the voltage of point A (e.g. -3V). This works (up to 10-20 mV residual voltage), because the transistors T1, T2, T3 are preferably paired (same characteristics) and also housed in a common housing are and therefore only the small offset voltage drift of the operational amplifier TOP 1 can play a role as a mistake. With a current variation of z. B. 10 mA to 0.4 mA, the collector resistance increases from 25 ohms to 625 ohms. The alternating current The negative feedback from T1, T2 via R 1, R2 is selected to be so large that even with a high input voltage Ul (+ 1OV) and smallest gain no more than approx.

200 mV über der Serienschaltung von fünf Dioden abfällt (-3 dB Verzerrungsgrenze). Diese starke Gegenkopplung (R 1, R 2 1 kOhm) bewirkt auch, daß der Transistor praktisch als spannungsgesteuerte Stromquelle aufgefaßt werden darf, welche unabhängig von der Variation des Kollektorstromes arbeitet (maximal 100/o Abweichung). In der Verstärkerstufe der Fig. 1 dienen die Widerstände R 5 und R 6 als zusätzliche Stromquellen zur Kompensation eines Teiles möglicherweise auftretender Verstärkungsverluste. Die Widerstände bewirken nämlich, daß im wesentlichen nur bei kleinen Dioden-Steuerströmen lediglich ein Teilstrom über die Dioden, ein anderer Teilstrom hingegen über die Widerstände fließt. Die Dioden erhalten somit im hochohmigen Zustand weniger Strom als es dem Exponentialgesetz entspricht; sie werden damit auch geringfügig hochohmiger. Damit steigt jedoch auch die Verstärkung, so daß eventuelle Verstärkungsverluste auf diese Weise wieder ausgeglichen werden. Die Verstärkerstufe der F i g. 1 ist ferner speziell als Differenzstufe aufgebaut. Dies hat folgenden Vorteil: Beim Durchfahren der Steuerkennlinie entsteht an den Dioden des Inversgliedes ein Störsignal, das in der Größenordnung des stärksten Nutzsignals liegt. Bei einfach ausgebildeter Transistorstufe würde jedoch bei raschem Rücksprung von hoher auf niedrige Verstärkung das Störsignal in voller Höhe auf die gesamte Verstärkerkette wirken und zur Übersteuerung führen.200 mV drops across the series connection of five diodes (-3 dB distortion limit). This strong negative feedback (R 1, R 2 1 kOhm) also makes the transistor practical may be regarded as a voltage-controlled current source, which is independent of the variation of the collector current works (maximum 100 / o deviation). In the amplifier stage 1, the resistors R 5 and R 6 serve as additional current sources for compensation a part of possibly occurring gain losses. The resistances cause namely, that essentially only with small diode control currents only one partial current through the diodes, another partial current through the resistors flows. The diodes thus receive less current in the high-resistance state than they do Corresponds to exponential law; they are thus also slightly higher resistance. In order to however, the gain also increases, so that possible gain losses on this Way to be balanced again. The amplifier stage of FIG. 1 is also special constructed as a differential stage. This has the following advantage: When driving through the control characteristic there is an interference signal at the diodes of the inverse link, which is of the order of magnitude of the strongest useful signal. With a simple transistor stage would however, if there is a rapid jump back from high to low gain, the interference signal act in full on the entire amplifier chain and lead to overdrive.

Da im Verstärkerzug unvermeidlich Koppelkondensatoren vorhanden sind, ergeben sich jeweils nach Übersteuerung störend lange Erholzeiten bis zur Rückkehr in den normalen Arbeitsbereich. Durch den Aufbau als Differenzstufe kann jedoch der Übersteuerungsgrad herabgesetzt werden, so daß sich auch verkürzte Erholzeiten ergeben. Die Differenzstufe ermöglicht ferner die wechselstrommäßige Gegeneinanderschaltung der Diodenwiderstände, so daß sich Verzerrungen bei zu großer Aussteuerung in vorteilhafter Weise weitgehend kompensieren. Since coupling capacitors are inevitable in the amplifier train, After overriding, there are annoyingly long recovery times until return in the normal work area. However, due to the structure as a differential stage the degree of oversteer can be reduced, so that the recovery times are also shortened result. The differential stage also enables the alternating current connection against one another of the diode resistors, so that distortions are more advantageous if the modulation is too high Way to largely compensate.

In der zweiten (bzw. auch dritten) Verstärkerstufe der F i g. 2 entsprechen die Transistoren T5, T6 nach Aufbau und Wirkungsweise wieder den Transistoren Tl und T2 der ersten Verstärkerstufe der Fig. 1. Die Transistoren T5, T6 erhalten über R10, R11 einen konstanten Arbeitsstrom. Wechselstrommäßig ist der Widerstand R 8 (z. B. 400 Ohm) als Emitter-Gegenkopplungswiderstand wirksam. C 10 bildet die Koppelkapazität. Die variablen Diodenwiderstände D11 bis D13, 014 bis D 16 sind über Koppelkapazitäten C3 bzw. C4 angeschlossen. Die gleichstrommäßige Entkopplung der Dioden vom Kollektorkreis der Verstärkertransistoren T5, T6 läßt sich jedoch indirekt auch dadurch erreichen, daß bei Verzicht auf Koppelkondensatoren C3, C4 direkt angekoppelt wird, dafür jedoch zwei Stromquellen T5, T9 bzw. T6, T10 so gegeneinandergeschaltet werden, daß sich unabhängig vom Dioden-Steuerstrom, der über die Transistoren T11, T12 separat eingekoppelt wird, nur noch ein kleiner unvermeidbarer Diodengleichstrom vom Kollektorkreis her ergibt. An den Anschlußpunkten der Koppelkapazitäten C3 bzw. In the second (or also third) amplifier stage of FIG. 2 correspond the transistors T5, T6 according to structure and mode of operation again the transistors Tl and T2 of the first amplifier stage of FIG. 1. The transistors T5, T6 receive over R10, R11 have a constant working current. In terms of alternating current, the resistor R 8 is (e.g. 400 Ohm) effective as emitter negative feedback resistor. C 10 forms the coupling capacitance. The variable diode resistors D11 to D13, 014 to D 16 are via coupling capacitors C3 or C4 connected. The DC decoupling of the diodes from the collector circuit the amplifier transistors T5, T6 can, however, also be achieved indirectly by that if coupling capacitors C3, C4 are dispensed with, it is coupled directly, but instead two current sources T5, T9 or T6, T10 are switched against one another in such a way that independent of the diode control current, which is coupled in separately via the transistors T11, T12 only a small unavoidable diode direct current from the collector circuit results. At the connection points of the coupling capacitors C3 or

C4 oder auch bei Direktanschluß muß der parasitäre Schaltungswiderstand groß gegen den höchsten Diodenarbeitswiderstand sein, um Fehler klein zu halten.C4 or with direct connection the parasitic circuit resistance must be large compared to the highest diode working resistance in order to keep errors small.

Dies erreicht man mit einem »aktiven Kollektorwiderstand«, der aus den Transistoren T9, T10 und den Widerständen R 17 bis R 24 gebildet ist. Er arbeitet wie eine geregelte Stromsenke, die genau den Gleichstrom aufnimmt, der von T5 und T6 über T7, T8 angeboten wird. Eine Stromerhöhung von jl bewirkt z.B. ein Sinken der Kollektorspannungen von T9, T7, womit die Teilspannung über R 18 steigt; dies führt zu einer entsprechenden Stromerhöhung durch T9 so lange, bis gleiche Ströme fließen (Gegenkopplungsprinzip). Der Widerstand R 20 kann so groß gewählt werden, daß er nicht mehr stört (100 kOhm). Es verbleiben als Fehlerquellen nur noch die realtiv hochohmigen Kollektor-Wechselstromwiderstände von T7, T8, T11 (je ca. 20 kOhm) und die kleinen Kollektorkapazitäten (je ca. 3 pF). Die Kondensatoren C7, C8 nehmen den Wechselanteil aus der Regelung heraus, so daß Verstärkungsabsenkungen durch Gegenkopplung verhindert werden. Statt dessen werden die Transistoren T9, T10 über C5, C6 wechselstrommäßig angesteuert und arbeiten genauso verstärkend wie T5, T6 bei einem Emitter-Gegenkopplungswiderstand R 9 = R 8 (und Koppelkapazität C11). Die Verstärkung wird so verdoppelt. Der Abgriff der Hochfrequenz-Signale von den Emittern der Transistoren T5, T6 (statt Basen) verhindert eine merkliche Absenkung des Eingangswiderstandes der Stufe. Dem gleichen Ziel dient die Einfügung der Transistoren T7, TS (Kaskodeschaltung). Durch diese Transistoren wird der Spannungshub von den Kollektoren der Transistoren T5, T6 ferngehalten, so daß die Kollektor-Basis-Kapazität nur einfach, d. h. nicht mit der Verstärkung dynamisch vergrößert, auf den Eingangswiderstand absenkend wirken kann.This can be achieved with an »active collector resistance«, which consists of the transistors T9, T10 and the resistors R 17 to R 24 is formed. Developed like a regulated current sink that takes exactly the direct current from T5 and T6 is offered over T7, T8. An increase in current of jl, for example, causes a decrease the collector voltages of T9, T7, with which the partial voltage rises above R 18; this leads to a corresponding current increase through T9 until the same currents flow (negative feedback principle). The resistance R 20 can be chosen so large, that it no longer disturbs (100 kOhm). The only remaining sources of error are the Relatively high-ohmic collector alternating current resistances of T7, T8, T11 (each approx. 20 kOhm) and the small collector capacities (each approx. 3 pF). The capacitors C7, C8 take the change component out of the control, so that gain reductions can be prevented by negative feedback. Instead, the transistors T9, T10 controlled via C5, C6 alternating current and work just as amplifying as T5, T6 with an emitter negative feedback resistor R 9 = R 8 (and coupling capacitance C11). The gain is doubled. The tap of the high-frequency signals from the emitters of the transistors T5, T6 (instead of bases) prevent a noticeable lowering the input resistance of the stage. The insertion of the transistors serves the same purpose T7, TS (cascode connection). The voltage swing of the Collectors of the transistors T5, T6 kept away, so that the collector-base capacitance just simple, d. H. not dynamically increased with the gain, on the input resistance can have a lowering effect.

Der Dioden-Steuerstrom wird, ähnlich wie bei der ersten Verstärkerstufe der Fig. 1, aus einer Kondensatorumladung gewonnen und mittels des mit Beschaltungselementen R 30, R 31, C 13 versehenen Operationsverstärkers OP2 und der gepaarten Transistoren T11, T12 eingeprägt. Dies geschieht in der Weise, daß in der Zeit eines jeden Zeilenrücksprungs der Kondensator C12 vom Transistor T13 (mit Basiswiderstand R 27 und Steuerlogikanschluß L 2) über den Schutzwiderstand R 28 entlanden wird. Die Wiederaufladung wird mit dem Ende des Sendeimpulses freigegeben. Sie erfolgt über R 29 gegen das feste Potential des Punktes B, welches vom Operationsverstärker OP1 am Punkt C stabil gehalten wird. Der zeitlich exponentiell abfallende Ladestrom JL verzweigt sich nun gleichmäßig in den gepaarten Stromquellen T11, T 12 und steuert so den Diodenwiderstand zwischen den Werten ca. 50 Ohm und 1 kOhm. Die Stufenverstärkung schwankt damit zwischen 1/2 bis 10. The diode control current is similar to the first amplifier stage of Fig. 1, obtained from a capacitor charge transfer and by means of the circuit elements R 30, R 31, C 13 provided operational amplifier OP2 and the paired transistors T11, T12 embossed. This is done in such a way that at the time of each line return the capacitor C12 from the transistor T13 (with base resistor R 27 and control logic connection L 2) is discharged via the protective resistor R 28. The recharge is with released at the end of the transmit pulse. It takes place via R 29 against the fixed potential of point B, which is kept stable at point C by the operational amplifier OP1. The charging current JL, which drops exponentially over time, now branches off evenly in the paired current sources T11, T 12 and thus controls the diode resistance between the values approx. 50 ohms and 1 kOhm. The step gain thus fluctuates between 1/2 to 10.

Erwähnenswert an der Verstärkerstufe der F i g. 2 sind noch die beiden Widerstände R 16, R 25, die wieder zur Kompensation von Verstärkungsverlusten bei kleinen Diodenströmen dienen. Der ohmsche Widerstand R 26, die Dioden D17, D18 und die Kapazität C9 sind die Basiswiderstände für die Transistoren T7, T8. Entsprechend sind die ohmschen Widerstände R 12, R 13, R 14, R 15 Emitter- bzw. Basisbeschaltungswiderstände der Transistoren T11, T12. Die Hintereinanderschaltung der ersten Verstärkerstufe gemäß F i g. 1 mit einer zweiten und dritten Verstärkerstufe gemäß Fig. 2 ergibt im Gesamtkonzept bereits einen Tiefenausgleichverstärker mit zeitlich exponentiell ansteigender Verstärkung im Bereich 0 dB bis 80 dB.Worth mentioning at the amplifier stage of FIG. 2 are still the two Resistors R 16, R 25, which again help to compensate for gain losses serve small diode currents. The ohmic resistor R 26, the diodes D17, D18 and the capacitance C9 are the base resistances for the transistors T7, T8. Corresponding The ohmic resistors R 12, R 13, R 14, R 15 are emitter or base circuit resistors of transistors T11, T12. The series connection of the first amplifier stage according to FIG. 1 with a second and third amplifier stage according to FIG. 2 results in the overall concept already a depth compensation amplifier with exponential time increasing gain in the range 0 dB to 80 dB.

Claims

Claims: 1. Depth compensation amplifier for ultrasound imaging devices, the gain curve that increases exponentially over time, at least in some areas , characterized in that by means of exponential time element (R 1, R2, CI; R29, C12) any time decaying exponential function in the desired Ranges can be specified, which by means of an inverting element (D 1 to D 10; 0 11 to D 16) can be converted into an exponentially increasing gain.

2. Depth compensation amplifier according to claim 1, characterized in that that the exponential term is an RC term (R 1, R2, Cl; R29, C12).

3. Depth compensation amplifier according to claim 1 or 2, characterized in that that the inverter is the differential resistance (Rd) of one or more diodes (D 1 to D 10; D11 to D 16) of a diode circuit.

4. depth compensation amplifier according to claim 3, characterized in that that two or more diodes (D 1 to 05; D6 to D 10 or D11 to D 13; D 14 to D16) with amplifier transistors (T1, T2 or T5, T6) in differential circuit are switched.

5. depth compensation amplifier according to one of claims 1 to 4, characterized characterized in that in a first amplifier stage (according to FIG. 1) the control circuit for the diodes (D 1 to D10) with the collector (drain) circuit of the amplifier transistors (T1, T2) is identical.

6. depth compensation amplifier according to claim 5, characterized in that that the transistors (T1, T2) emitter (source) side by large resistors (R 1, R 2) are so strongly fed back that even with large input signal voltages (U I) on the one hand results in a gain less than one, so that there is little distortion of the alternating components in the diode circuit and, on the other hand, the practical gain is independent of the diode control current.

7. depth compensation amplifier according to claim 6, characterized in that that the negative feedback resistances (R 1, R 2) of the amplifier transistors (T1, T2) with a capacitor (C I) is the RC element for the time-decaying exponential function (Electricity) form.

8. depth compensation amplifier according to one of claims 5 to 7, characterized characterized in that the amplifier transistors (T1, T2) have another one with these paired transistor (T3) and operational amplifier (OP 1) are assigned, with the operational amplifier has the emitter potential of the further transistor (T3) holds a constant, predefinable value, which is based on the further transistor by means of a base coupling (T3) is transmitted to the emitters of the amplifier transistors (T 1, T2).

9. depth compensation amplifier according to one of claims 1 to 8, characterized characterized in that in a subsequent second or possibly also third Amplifier stage (according to Fig. 2) the control circuit for the diodes (D 11 to D 13 respectively.

D 14 to D 16) from the collector circuit of the amplifier transistors (T5, T6) either by means of coupling capacitance (C3, C4) or the like, directly or indirectly Connection of two power sources (TS, T9 or T6, T10) against each other, which only have one allow small unavoidable diode direct current independent of the diode control current, is decoupled in terms of direct current.

10. depth compensation amplifier according to claim 9, characterized in that that the amplifier transistors (T5, T6) through two further amplifier transistors (T9, T10) are added, the alternating current with respect to the first transistors are connected against each other in parallel and with direct current.

11. depth compensation amplifier according to claim 9 or 10, characterized in that that the control current for the diode pairs (D 11 to D 13 or D 14 to D16) of paired Transistors (T11, T12) are supplied, which control the exponentially decaying current an RC element (R 29, C 12) with the help of an operational amplifier (OP2), by setting the RC element against a fixed voltage at both inputs of the operational amplifier is charging.

The invention relates to a depth compensation amplifier for Ultrasound imaging devices, at least in some areas, one exponentially over time has increasing gain curve.

Ultrasound is known to be subject to when passing through an examination subject, for example biological soft tissue, which is strongly dependent on the path and frequency exponential damping. This attenuation is for different types of object tissue Experience has shown that on average approx. 1 dB / MHz cm. For example, 20 cm image depth passes through the sound with the pulse-echo method on the way there and back is a maximum of 40 cm, see above that at z. B. 2 MHz transmission frequency the echo signals from great body depth in comparison to those of structures close to the skin weakened by at least 80dB (= 104 amplitude ratio) are. To adjust the display brightness of reflections on a viewing screen, for example a cathode ray tube, as independently as possible of its depth in the body to hold, is now known to be the depth-dependent loss of amplitude by a Compensated depth compensation amplifier. The gain of such an amplifier can be controlled as a function of time according to an exponential function, in the sense that So after each transmission pulse it exponentially increases from z. B. 0 dB to 80 dB increases. The exponent can be set within certain limits on the devices, so that fluctuations the mean tissue attenuation of the examination subject can be compensated.

An older type of depth equalization amplifier, the one with tube control works is already known from DE-OS 14 73 555, for example. Modern amplifiers of this type, e.g. B. such according to DE-PS 20 62 177, however, are with field effect transistors equipped for gain adjustment.