DE2661035C2

DE2661035C2 -

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Publication number: DE2661035C2
Application number: DE19762661035
Authority: DE
Inventors: Leonard Richard Freeport N.Y. Us Kahn
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1975-05-02
Filing date: 1976-05-03
Publication date: 1987-06-11
Also published as: JPS62247638A; NL189793C; CA1057357A; JPS51142202A; JPS6046580B2; NL189793B; DE2619440A1; AU1347776A; GB1516433A; NL7604698A; JPS637065B2; AU498794B2; DE2619440C2

Description

Die Erfindung betrifft einen kompatiblen AM-Stereoempfänger zum Empfang einer Trägerwelle, die mit dem Stereo-Summensignal amplitudenmoduliert und mit dem Stereodifferenzsignal phasen moduliert ist, nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.The invention relates to a compatible AM stereo receiver for receiving a carrier wave with the stereo sum signal amplitude modulated and phase with the stereo difference signal is modulated according to the preamble of claim 1.

Bei einem derartigen AM-Stereoempfänger (DE-AS 14 16 141) treten wegen der multiplikativen Arbeitsweise des Codierers des Senders, die sich dadurch ergibt, daß auf die Phasenmodu lation eine Amplitudenmodulation folgt, im Stereodifferenz kanal Verzerrungen auf. Bei dem bekannten AM-Stereoempfänger wird durch einen Begrenzer die gesamte Amplitudenmodulation aus dem Eingangssignal des Phasen-Demodulators entfernt. Die vollständige Entfernung der Amplitudenmodulation aus dem Eingangssignal des Phasen-Demodulators ist jedoch wegen der vorhandenen multiplikativen Terme nicht geeignet, alle wesent lichen Verzerrungen zu beseitigen.In such an AM stereo receiver (DE-AS 14 16 141) occur because of the multiplicative mode of operation of the encoder of the transmitter, which results from the fact that the phase mod amplitude modulation follows, in stereo difference channel distortions. In the well-known AM stereo receiver is the entire amplitude modulation by a limiter removed from the input signal of the phase demodulator. The complete removal of the amplitude modulation from the Input signal of the phase demodulator, however, is due to the existing multiplicative terms not suitable, all essential to eliminate distortions.

Es ist ferner ein kompatibles AM-Stereosystem bekannt (US-PS 31 02 167), bei dem eine angenäherte Quadratur-Modula tionstechnik verwendet wird. Zur Verringerung der monophonen Verzerrung wird bei diesem System ein relativer Phasenwinkel zwischen dem Träger und den Seitenbändern von ±25° bis 30° verwendet, wobei die beiden Kanalsignale unter Verwendung einer phasenversetzten Trägerwelle mit angehobenem Trägeranteil und Produktmodulation, jedoch ohne Kombination der demodulierten Signale, entwickelt werden. Auch hierbei gelingt es nicht, alle wesentlichen Verzerrungen im Stereodifferenzkanal zu vermeiden. A compatible AM stereo system is also known (US-PS 31 02 167), in which an approximate quadrature module tion technology is used. To reduce the monophonic In this system, distortion becomes a relative phase angle between the carrier and the sidebands from ± 25 ° to 30 ° used, the two channel signals using a phase shifted carrier wave with increased carrier component and Product modulation, but without a combination of the demodulated ones Signals to be developed. Again, it does not succeed all significant distortions in the stereo difference channel too avoid.

Bekannt ist auch ein AM-Stereoempfänger, der Synchron demodulatoren und eine übliche Trägernachlaufschaltung ent hält (US-PS 32 31 672). Die beiden Synchrondemodulatoren werden mit gegeneinander phasenverschobenen Demodulier signalen aus der Trägernachlaufschaltung betrieben, wobei die Phasenverschiebung 90° betragen kann, vorzugsweise aber kleiner ist.Also known is an AM stereo receiver, the synchronous demodulators and a conventional carrier tracking circuit ent holds (US-PS 32 31 672). The two synchronous demodulators with phase-shifted demodulation signals operated from the carrier tracking circuit, wherein the phase shift can be 90 °, but preferably is smaller.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bei dem eingangs genannten AM-Stereoempfänger auftretenden Verzerrungen im Stereo-Differenzkanal zu verringern.The invention is based on the object at the outset mentioned AM stereo receiver occurring distortions in the Reduce stereo differential channel.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 gelöst.This task is characterized by the characteristics of the Claim 1 solved.

Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.Preferred embodiments of the invention are the subject of Subclaims.

Gegenstand des Stamm-Patentes 26 19 440 ist ein ähnlicher kompatibler AM-Stereoempfänger, bei dem anstatt oder zusätz lich zu der Trägeranhebung eine Verringerung der Verzerrung im Stereo-Differenzkanal durch einen Amplitudenmodulator erfolgt, der die dem Quadratur-Demodulator zugeführte ampli tuden- und phasenmodulierte Trägerwelle mit einem Teil des Ausgangssignals des AM-Demodulators amplituden-gegenmoduliert.The subject of master patent 26 19 440 is a similar one compatible AM stereo receiver, which instead of or additional a reduction in the distortion to the beam increase in the stereo differential channel by an amplitude modulator takes place, the ampli fed to the quadrature demodulator tudent and phase modulated carrier wave with part of the Output signal of the AM demodulator amplitude-counter-modulated.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Exemplary embodiments of the invention are described below the drawing explained in more detail.

Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen kompatiblen AM- Stereoempfänger. In diesem Empfänger ist eine Anhebung des Trägeranteils in der amplituden- und phasenmodulier ten Trägerwelle vor dem Phasendemodulator vorgesehen, wozu der Empfänger eine Träger-Nachlaufschal tung mit Trägerselektion durch eine phasenverriegelte Schaltung, aufweist. Als AM-Demodulator dient ein Hüllkurvendetektor zur Ableitung des Stereo-Summensi gnals (L + R). Als Phasen-Demodulator dient ein Quadratur-Demodulator, dem die Trägerwelle mit angehobenem Trägeranteil zur Ableitung eines Stereo-Differenzsignals (L - R) niedriger Verzerrung zugeführt wird. Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger besitzt ferner eine Demodulationseinrichtung für einen Infraschall ton und elektronische Schalteinrichtungen, die auf diesen an sprechen und automatisch die Betriebsweise des Empfängers ändern. Fig. 1 shows in a block diagram a compatible AM stereo receiver. In this receiver, an increase in the carrier portion in the amplitude and phase modulated carrier wave is provided in front of the phase demodulator, for which purpose the receiver has a carrier tracking circuit with carrier selection by means of a phase-locked circuit. An envelope detector serves as an AM demodulator to derive the stereo summing signal (L + R) . A quadrature demodulator serves as the phase demodulator, to which the carrier wave with an increased carrier component is fed in order to derive a stereo difference signal (L - R) with low distortion. The receiver shown in Fig. 1 also has a demodulation device for an infrasonic sound and electronic switching devices that respond to this and automatically change the operation of the receiver.

Fig. 2 ist eine Darstellung des Spektrums des empfangenen Si gnals mit angehobenem Trägeranteil wie es in Fig. 1 beim Eingang 26 des Quadraturdemodulators 36 auftritt, und zwar für den Fall, daß die empfangene Trägerwelle in einem Stereokanal (L) vollständig moduliert ist (Phasenmodu lation von 0,5 Radiant und Amplitudenmodulation von 50%), im anderen Stereokanal (R) dagegen keine Stereomodulation aufweist. Fig. 2 is a representation of the spectrum of the received Si gnals with increased carrier component as it occurs in Fig. 1 at the input 26 of the quadrature demodulator 36 , in the event that the received carrier wave is completely modulated in a stereo channel (L) (phase mod tion of 0.5 radians and amplitude modulation of 50%), in the other stereo channel (R), however, has no stereo modulation.

Fig. 3 zeigt in einem Blockdiagramm im Detail ein Beispiel einer Träger-Nachlaufschaltung, wie sie in Fig. 4 verwendet wird; Fig. 3 shows in detail in a block diagram an example of a carrier tracking circuit as used in Fig. 4;

Fig. 4 zeigt im Detail einen abgeänderten Teil der in Fig. 3 gezeigten Schaltung. FIG. 4 shows in detail a modified part of the circuit shown in FIG. 3.

Fig. 5 zeigt im Blockdiagramm eine andere Ausführungsform des in Fig. 1 gezeigten Empfängers, wobei statt des Hüll kurvendetektors ein Produkt-Demodulator als AM-Demodulator der das L + R-Signal ableitet, verwendet wird. FIG. 5 shows in the block diagram another embodiment of the receiver shown in FIG. 1, a product demodulator being used as the AM demodulator which derives the L + R signal instead of the envelope curve detector.

In Fig. 1 ist die Antenne 10 über eine Leitung 12 mit einer herkömmlichen HF-ZF- Superhet-Schaltung 14 verbunden, die ein Zwischenfrequenz- Ausgangssignal 16 erzeugt, von dem ein Teil zu einem AM- Demodulator 18 geführt wird, z. B. ei nem Hüllkurvendetektor, als welcher sich ein herkömm licher Dioden-Detektor eignet. Das ZF-Ausgangs signal 16 wird zur Trägerselektion ohne Einführung von Pha senverzerrung auch zu einer Träger-Nachlaufschaltung 20 geführt, z. B. einer an sich bekannten phasenverriegelten Schaltung (PLL).In Fig. 1, the antenna 10 is connected via a line 12 to a conventional RF IF superhet circuit 14 which generates an intermediate frequency output signal 16 , part of which is led to an AM demodulator 18 , e.g. B. egg nem envelope detector, as a conventional Licher diode detector is suitable. The IF output signal 16 is also carried out for carrier selection without the introduction of phase distortion to a carrier tracking circuit 20 , for. B. a known phase-locked circuit (PLL).

Das Ausgangssignal 22 der Träger-Nachlaufschaltung 20 ist kennzeichnend für den Trägeranteil der empfangenen Trägerwelle und wird zu der Summierschaltung 24 geführt, in der dieses Aus gangssignal 22 der empfangenen Trägerwelle (bei ZF) hinzu gefügt wird. Ein Teil des Ausgangssignals 16 der HF/ZF-Stu fen 14 wird ebenfalls als ein Eingangssignal zu der Summier schaltung 24 geführt. Das Ausgangssignal 26 der Summierschaltung 24 weist eine derartige Trägeranhebung auf, daß der angehobene Trägeranteil etwa die Hälfte hö her ist als der empfangene Trägeranteil, d. h. in dem speziellen dargestellten Beispiel eine relative Spannung von 1,5 Volt im Vergleich zu einem relativen Trägerpegel in dem empfange nen Signal von 0,9415 Volt besitzt, wie es in Fig. 2 beispielhaft dargestellt ist. The output signal 22 of the carrier tracking circuit 20 is characteristic of the carrier portion of the received carrier wave and is fed to the summing circuit 24 , in which this output signal 22 of the received carrier wave (at IF) is added. Part of the output signal 16 of the RF / IF stages 14 is also fed to the summing circuit 24 as an input signal. The output signal 26 of the summing circuit 24 has such a carrier boost that the raised carrier component is about half higher than the received carrier component, ie in the particular example shown a relative voltage of 1.5 volts compared to a relative carrier level in the receiver NEN signal of 0.9415 volts, as exemplified in Fig. 2.

Das Ausgangssignal 22 der Träger-Nachlaufschaltung 20 wird einem Phasenschieber 30 zugeführt, der die Trä gerphase um 90° versetzt. Das Ausgangssignal 32 des Phasenschiebers 30 wird dann dem Produktdemo dulator 34 zugeführt. Der Phasenschieber 30 und der Produktdemodulator 34 bilden zusammen einen an sich bekannten Quadratur-Demodulator 36. Der Phasenschieber 30 kann von herkömmlicher Bauart sein, s. "Radio Engineer Handbook", Keith Henny, 5. Ausgabe, McGraw-Hill Company, New York, New York, 1959, Kapitel 12, und Seiten 16-52.The output signal 22 of the carrier tracking circuit 20 is fed to a phase shifter 30 , which displaces the carrier phase by 90 °. The output signal 32 of the phase shifter 30 is then fed to the product demodulator 34 . The phase shifter 30 and the product demodulator 34 together form a quadrature demodulator 36 known per se. The phase shifter 30 can be of a conventional type, see FIG. "Radio Engineer Handbook," Keith Henny, 5th Edition, McGraw-Hill Company, New York, New York, 1959, Chapter 12, and pages 16-52.

Das Ausgangssignal 38 des AM-Demodulators 18 ist die Ampli tudenmodulations-Hüllkurve der empfangenen Trägerwelle und ist insbesondere die Grundschwingung davon, da die Amplitudenmodu lations-Hüllkurve bei dieser Art von AM-Stereoübertra gung eine im wesentlichen verzerrungsfreie Wiedergabe des Ste reo-Summensignals (L + R) in den Seitenbändern der empfangenen Trägerwelle ergibt. The output signal 38 of the AM demodulator 18 is the amplitude modulation envelope of the received carrier wave and is in particular the fundamental wave thereof, since the amplitude modulation envelope with this type of AM stereo transmission provides a substantially distortion-free reproduction of the stereo re-sum signal (L + R) in the sidebands of the received carrier wave.

Eine an sich bekannte Phasenschieberschaltung wird zum Ver einigen des Stereo-Differenz-Ausgangssignals (L - R) 50 mit dem Hüllkurven-Grundschwingungs-Ausgangssignal (L + R) 38 verwendet, um in an sich bekannter Weise weitgehend verzerrungsfreie Stereosignale (L und R) zu erzeugen.A phase shifter circuit known per se is used for ver some of the stereo difference output signal (L - R) 50 with the envelope curve fundamental oscillation output signal (L + R) 38 in order to produce largely distortion-free stereo signals (L and R) in a manner known per se. to create.

Der in Fig. 1 gezeigte Empfänger spricht auf einen Infra schallkennton der Trägerwelle an, zeigt das Vorhandensein ei nes Stereosignals an und kann selbsttätig den Empfänger auf Stereo-Arbeitsweise einstellen. Das Umschalten des Empfängers wird mittels eines elektronischen Schalters 58 erreicht. Im geschlossenen Zustand verbindet der elektronische Schalter 58 das Quadratur-Demodula tor-Ausgangssignal 50 mit einem Φ - 45°-Phasenschieber 60, dessen Ausgangssignal 62 zu der Summierschaltung 64 und der Differenzschaltung 66 geführt wird. Das Stereosummensignal (L + R), das als AM-Demodulator-Ausgangssignal 38 auftritt, wird in gleicher Weise einem zugeordneten Φ + 45°-Phasenverschieber 68 zugeführt, dessen Ausgangssignal 70 ebenfalls zu den Sum mier- und Differenzschaltungen 64, 66 geführt wird. Wie an gegeben, sind die Phasenschieber 60 und 68 ein Phasenschie berpaar (Φ - 45° und Φ + 45°), das von bekannter Bau art ist und eine konstante relative Phasendifferenz von im wesentlichen 90 Grad innerhalb des wirksamen Hör frequenzbereiches liefert und konstante Signalampli tuden beibehält. Bei dieser Bauart erzeugt im allgemeinen die Summierschaltung 64 das Stereosignal des linken oder L-Kanals für den L-Lautsprecher 69. In ähnlicher Weise erzeugt die Differenzschaltung 66 das Stereosignal des rechten oder R-Kanals für den R-Lautsprecher 71. Wie be kannt, tritt stereophonisch nicht unterscheidbare Information in den empfangenen Signalseitenbändern (d. h. ein monophones Signal) einfach als doppelte Seiten bänder erster Ordnung in der empfangenen Trägerwelle auf, d. h. als herkömmliche Doppelseitenband-Amplitudenmo dulation und erscheint als Teil der demodulierten Hüll kurve und treibt sowohl den L-Lautsprecher 69 als auch den R-Lautsprecher 71 monophon.The receiver shown in Fig. 1 responds to an infrasonic sound of the carrier wave, indicates the presence of a stereo signal and can automatically set the receiver to stereo mode of operation. Switching the receiver is achieved by means of an electronic switch 58 . In the closed state, the electronic switch 58 connects the quadrature demodulator output signal 50 to a Φ - 45 ° phase shifter 60 , the output signal 62 of which is fed to the summing circuit 64 and the differential circuit 66 . The stereo sum signal (L + R) , which occurs as an AM demodulator output signal 38 , is fed in the same way to an associated Φ + 45 ° phase shifter 68 , the output signal 70 of which is also routed to the sum and difference circuits 64, 66 . As indicated, the phase shifters 60 and 68 are a pair of phase shifters ( Φ - 45 ° and Φ + 45 °), which is of known construction and provides a constant relative phase difference of essentially 90 degrees within the effective hearing frequency range and constant signal amplitudes tuden maintains. In this type, the summing circuit 64 generally generates the stereo signal of the left or L channel for the L speaker 69 . Similarly, the differential circuit 66 generates the stereo signal of the right or R channel for the R speaker 71 . As is known, stereophonically indistinguishable information in the received signal sidebands (ie a monophonic signal) simply occurs as double sidebands of the first order in the received carrier wave, ie as conventional double sideband amplitude modulation and appears as part of the demodulated envelope and drives both the L speaker 69 and the R speaker 71 monophonic.

Der elektronische Schalter 58 wird durch den Stereo-Kennton (z. B. 15 Hz) gesteuert, der als Modulation des empfangenen Signals auftritt. Wird der Kennton durch Amplitudenmodulation der Trägerwelle gesendet, so ist der Schalter 72 in Fig. 1 in der richtigen Stellung für das Ansprechen auf die Stereo-Kennung dargestellt, da die Infra schall-Hüllkurvenkomponente, die in dem AM-Demodulator-Ausgangs signal 38 auftritt, durch den Schalter 72 zu dem Bandpaß filter 74 geführt wird, der das isolierte Infraschall- Ausgangssignal 76 zu dem Verstärker 78 führt, dessen Aus gangssignal 80 die Stereo-Anzeige 82 steuert. Das Ausgangssignal 80 wird auch dem Detektor 84 zugeführt, der ein Gleichspannungssignal am Ausgang 86 er zeugt, das den elektronischen Schalter 58 schließt, wenn der Stereo-Kennton vorhanden ist.The electronic switch 58 is controlled by the stereo identification tone (e.g. 15 Hz) which occurs as a modulation of the received signal. If the characteristic tone is transmitted by amplitude modulation of the carrier wave, the switch 72 in FIG. 1 is shown in the correct position for the response to the stereo identifier, since the infrasound envelope component which occurs in the AM demodulator output signal 38 , passed through the switch 72 to the bandpass filter 74 , which leads the isolated infrasound output signal 76 to the amplifier 78 , the output signal 80 of which controls the stereo display 82 . The output signal 80 is also fed to the detector 84 , which generates a DC voltage signal at the output 86 which closes the electronic switch 58 when the stereo identification tone is present.

Mit dem Infraschallton, der das Vorhandensein eines Stereosignals anzeigt, kann die Träger welle auch phasenmoduliert sein. Bei dieser Arbeitsweise enthält der Quadratur-Demodulator 36 des in Fig. 1 gezeigten Empfängers als Teil seines Ausgangs signals 50 den Stereo-Kennton, und der Schalter 72 ist in seine zwei te Position 72′ gelegt, um das Ausgangssignal 50 an das Bandpaßfilter 74 zu geben, wobei das Aus gangssignal 76 die Stereo-Anzeige 82 und den elektronischen Schalter 58 in der gleichen Weise wie oben angegeben steuert. Wenn zur Modulation des Trägers mit dem Infraschallton Phasenmodula tion oder dergleichen (z. B. Quadratur-Modulation) verwendet wird, so muß die Träger-Nachlaufschaltung 20 in ihrem Ausgangssignal 22 genügend schmal sein, damit sie nicht der Infraschallmodulation des Trägers folgt. Wenn sie folgen würde, so wäre nämlich der Infraschallton stark gedämpft und die Stereo-Ansprechschaltung der elektronische Schalter 58, würde öffnen. In Fig. 1 ist ferner ein Handschalter 88 gezeigt, der geschlossen wird, falls der Empfänger nur für Stereo-Empfang verwendet werden soll. Bei dieser Arbeitsweise mit geschlossenem Handschalter 88 sind der Schalter 72, das Bandpaßfilter 74, der Verstärker 78, die Stereo-Anzeige 82, der Detektor 84 und der elektronische Schalter 58 unnötig, da der Handschalter 88 das Ausgangssignal 50 des Produkt-Demodulators 34 und den zugeordneten Phasenschie ber 60 unmittelbar verbindet. With the infrasonic sound, which indicates the presence of a stereo signal, the carrier wave can also be phase-modulated. In this mode of operation, the quadrature demodulator 36 of the receiver shown in FIG. 1 contains the stereo identification tone as part of its output signal 50 , and the switch 72 is placed in its second position 72 ' to the output signal 50 to the bandpass filter 74 give, with the output signal 76 controls the stereo display 82 and the electronic switch 58 in the same manner as indicated above. If phase modulation or the like (e.g., quadrature modulation) is used to modulate the carrier with the infrasonic sound, the carrier tracking circuit 20 must be sufficiently narrow in its output signal 22 that it does not follow the carrier's infrasonic modulation. If it followed, the infrasound tone would be severely damped and the stereo response circuitry of the electronic switch 58 would open. In Fig. 1, a manual switch 88 is also shown, which is closed if the receiver is to be used only for stereo reception. In this mode of operation with the hand switch 88 closed, the switch 72 , the bandpass filter 74 , the amplifier 78 , the stereo display 82 , the detector 84 and the electronic switch 58 are unnecessary since the hand switch 88 outputs the output signal 50 of the product demodulator 34 and the assigned phase shifter over 60 connects directly.

Fig. 2 zeigt schematisch das Spektrum der amplituden- und phasenmodulierten Trägerwelle, die durch den in Fig. 1 gezeigten Empfänger empfangen wird, wobei der Trägeranteil durch die Träger-Nachlaufschaltung 20 vergrößert ist. Bei dem hier gezeigten Spektrum des empfangenen Si gnals ist die Trägerwelle in dem einem Stereokanal (L) voll ständig moduliert und in dem anderen Stereokanal (R) nicht moduliert. FIG. 2 schematically shows the spectrum of the amplitude- and phase-modulated carrier wave which is received by the receiver shown in FIG. 1, the carrier portion being increased by the carrier tracking circuit 20 . In the spectrum of the received signal shown here, the carrier wave is completely continuously modulated in one stereo channel (L) and not modulated in the other stereo channel (R) .

Die theoretische Analyse zeigt, daß die Demodulation dieses Signals durch einen Quadratur-Demodulator und ohne jede zu sätzliche Amplitudenmodulation, d. h. wenn das empfangene Si gnal mit dem einen vergrößerten Trägeranteil aufweisenden Ausgangssignals 26 in Fig. 1 ohne jede zusätzliche Modulation in dem Amplitudenmodulator 28 unmittelbar dem Produkt-Demodulator 34 zugeführt würde, ein Stereo-Differenzausgangssignal 50 liefert, das einen Klirrfaktor zweiter Ordnung von etwa 13% (genau 13,05%) und einen Klirrfaktor drit ter Ordnung von 2,5% (genau 2,33%) aufweist. The theoretical analysis shows that the demodulation of this signal by means of a quadrature demodulator and without any additional amplitude modulation, ie if the signal received with the output signal 26 having an increased carrier component in FIG. 1 directly without any additional modulation in the amplitude modulator 28 Product demodulator 34 would be supplied, provides a stereo differential output signal 50 , which has a second order distortion factor of about 13% (exactly 13.05%) and a third order distortion factor of 2.5% (exactly 2.33%).

Fig. 3 zeigt im Detail eine Träger-Nachlauf schaltung 20 der in Fig. 1 verwendeten Bauart. Geht man davon aus, daß ein Empfänger Trägerfrequenzfehlern und einer Trägerfrequenzdrift im Bereich von etwa ±800 Hz folgen oder nachlaufen muß, so erfordert ein guter Träger-Nachlauf zur Realisierung einer Trägerwelle mit angehobenem Trägeranteil ohne wesentli che Phasenverzerrung, daß die Trägernachlaufschaltung we sentlich schmäler als ±800 Hz ist, da ein solcher Durchlaß bereich zusätzlich zu dem gewünschten Träger viele Seiten bandsignalkomponenten durchlassen würde, insbesondere da die se Seitenbandkomponenten im Stereobetrieb nicht notwendiger weise symmetrisch sind und die Träger-Nachlaufschaltung 20 der sich ergebenen Phasenmodulationskomponenten des Stereosignals folgen würde, anstatt nur den Träger durchzulassen, wenn der Durchlaßbereich zu breit ist. Die in Fig. 3 gezeigte Träger- Nachlaufschaltung führt aus diesem Grunde das Eingangssignal 16 der empfangenen Trägerwelle zuerst einer ersten phasenverriegelten Schaltung (PLL A) 100 zu, (z. B. Si gnetics IC Nr. 562 B), die einen Durchlaßbereich von ±800 Hz besitzt. Das Ausgangssignal 102 der phasenverriegelten Schaltung 100 wird dann einem Frequenzteiler 104 zugeführt, in dem die Frequenz des Trägers durch eine geeignete ganze Zahl, z. B. 16, geteilt wird. Die Frequenzteilung dient da zu, auch den Frequenzfehler durch eine gleiche Größe zu tei len (die Seitenbänder werden dabei jedoch nicht näher zusam mengeschoben, da der Seitenbandabstand durch Frequenzteilung oder Frequenzvervielfachung nicht geändert wird). Mit dem Trä ger und jedem Frequenzfehler durch die gewählte ganze Zahl ge teilt, wird das Ausgangssignal 106 verringerter Frequenz einer zweiten phasenverriegelten Schaltung (PLL B) 108 zugeführt, die in dem gewählten Beispiel einen Durchlaßbereich von ±50 Hz besitzt und als ein Träger-Nachlauf filter das ist ein Bandpaßfilter, dessen Mittenfrequenz dem Mittelwert der Frequenz des Eingangs signals entspricht wirkt, jedoch ausreichend schmal ist, um keinen wesentlichen Betrag an Seitenbandmodulation durchzulassen, so daß das gefilterte Ausgangssignal 110 im wesentlichen nur aus einer Subharmonischen des zu isolierenden Trägers besteht. Zur Isolierung der ursprünglichen Trägerfrequenz wird das gefil terte Ausgangssignal 110 dann zu einem Frequenzvervielfacher 112 geführt, in dem es mit einer geeigneten ganzen Zahl multipliziert wird (im gewählten Beispiel mit 16) und der das Ausgangssignal 22 liefert, das der gewünschte Träger bei der empfangenen Trägerfrequenz ist und das der Summier schaltung 24 und dem Phasenschieber 30 (Fig. 1) zugeführt wird. Fig. 3 shows in detail a carrier tracking circuit 20 of the type used in Fig. 1. If one assumes that a receiver must follow or follow carrier frequency errors and a carrier frequency drift in the range of approximately ± 800 Hz, a good carrier tracking requires to realize a carrier wave with an increased carrier component without substantial phase distortion that the carrier tracking circuit is considerably narrower than ± 800 Hz, since such a passband would pass many side band signal components in addition to the desired carrier, especially since these side band components in stereo operation are not necessarily symmetrical and the carrier tracking circuit 20 would follow the resulting phase modulation components of the stereo signal instead of only let the beam through if the pass band is too wide. For this reason, the carrier tracking circuit shown in FIG. 3 first feeds the input signal 16 of the received carrier wave to a first phase-locked circuit (PLL A) 100 (e.g. Si gnetics IC No. 562 B) which has a passband of ± Owns 800 Hz. The output signal 102 of the phase-locked circuit 100 is then fed to a frequency divider 104 , in which the frequency of the carrier is represented by a suitable integer, e.g. B. 16 is shared. The frequency division serves to divide the frequency error by the same size (however, the sidebands are not pushed closer together since the sideband spacing is not changed by frequency division or frequency multiplication). With the carrier and each frequency error divided by the selected integer, the output signal 106 of reduced frequency is fed to a second phase-locked circuit (PLL B) 108 , which in the selected example has a pass band of ± 50 Hz and as a carrier wake filter is a bandpass filter, the center frequency of which corresponds to the mean value of the frequency of the input signal, but is sufficiently narrow to not allow any significant amount of sideband modulation to pass, so that the filtered output signal 110 essentially consists only of a subharmonic of the carrier to be isolated. To isolate the original carrier frequency, the filtered output signal 110 is then passed to a frequency multiplier 112 , in which it is multiplied by a suitable integer (16 in the selected example) and which provides the output signal 22 that the desired carrier at the received carrier frequency is and that the summing circuit 24 and the phase shifter 30 ( Fig. 1) is supplied.

Die Träger-Nachlaufschaltung 20 soll allgemein eine Band breite besitzen, die den erwarteten Frequenzdriften in dem Sender und Empfänger folgen kann. Dies läßt sich in manchen Fällen nicht mit der Verwendung von Pha senmodulation für den Infraschallton vereinbaren. Aus die sem Grund wird der Träger vorzugsweise mit diesem Kennton ampli tudenmoduliert, wodurch jede Schwierigkeit der Träger-Nachlaufschaltung 20 hinsichtlich des Verfolgens des Infraschallkenntones vermieden wird.Carrier tracking circuit 20 is generally intended to have a bandwidth that can follow the expected frequency drifts in the transmitter and receiver. In some cases, this cannot be reconciled with the use of phase modulation for the infrasonic sound. For this reason, the carrier is preferably amplitude modulated with this characteristic tone, whereby any difficulty of the carrier tracking circuit 20 with regard to the tracking of the infrasonic characteristic tone is avoided.

Da die Frequenzteilung in dem Frequenzteiler 104 stattfindet, ist es notwendig, die Phase des Ausgangssigna les 22 mit der Phase der empfangenen Trä gerwelle zu vergleichen. In Fig. 3 geschieht dies dadurch, daß ein Teil des Ausgangssignales 22 zu einem Phasendetektor 114 gelangt und ein Tiefpaßfilter (TPF) 116 mit einer typischen Zeitkonstante von 15 Millisekunden durchläuft, wodurch eine Steuerspannung 118 für die phasenverriegelte Schaltung 100 ge liefert wird. Das Ausgangssignal 22 wird be züglich der Phase im Phasendetektor 114 mit der Phase des Signals 16 verglichen und die Steuerspannung 118 des Phasendetektors 114 korrigiert jeden größeren Phasenfehler zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangs signal (bei einer Frequenzteilung von 16 bestehen 16 ver schiedene phasenstabile Punkte, bei denen die phasenverriegelte Schaltung 108 einrasten kann, wenn nicht die Pha sensteuerung vorhanden wäre, die durch den Phasendetektor 114 auf die phasenverriegelte Schaltung 100 ausgeübt wird). Die durch den Phasendetektor 114 auf die phasenverriegelte Schaltung 100 aus geübte Steuerung arbeitet wegen des Tiefpaßfilters 116 relativ langsam und bewirkt, daß größere Phasenfehler korrigiert werden, die auftreten können, wenn der Empfänger eingeschaltet wird oder wenn ein beträchtlicher Trägerschwund vorhanden ist.Since the frequency division takes place in the frequency divider 104 , it is necessary to compare the phase of the output signal 22 with the phase of the received carrier wave. In Fig. 3, this is done in that part of the output signal 22 arrives at a phase detector 114 and passes through a low-pass filter (TPF) 116 with a typical time constant of 15 milliseconds, whereby a control voltage 118 for the phase-locked circuit 100 is supplied. The output signal 22 is compared with respect to the phase in the phase detector 114 with the phase of the signal 16 and the control voltage 118 of the phase detector 114 corrects any major phase error between the input signal and the output signal (with a frequency division of 16 there are 16 different phase-stable points, at which the phase-locked circuit can latch 108 would be if not sensteuerung the Pha present exerted by the phase detector 114 to the phase-locked circuit 100). The control exercised by the phase detector 114 on the phase-locked circuit 100 operates relatively slowly because of the low-pass filter 116 and causes larger phase errors to be corrected which may occur when the receiver is turned on or when there is significant carrier loss.

Fig. 4 zeigt in Blockform eine weitere Abänderung, die eine Vereinfachung der Träger-Nachlauf schaltung von Fig. 3 bringt. Im Grunde können die phasenverriegelte Schaltung 108 und der Frequenzvervielfacher 112 der in Fig. 3 gezeigten Schaltung durch die in Fig. 4 gezeigte Schaltung ersetzt werden, die an sich bekannt ist. Bei die ser Art von Schaltung wird nach Frequenzteilung das Ausgangssignal 106 an einen Phasendetektor 120 gelegt, dessen Ausgangssignal 122 einen spannungsgesteuerten Oszil lator (VCO) 124 treibt, der das verfolgte Ausgangssi gnal 22 bei der gewünschten Frequenz erzeugt. Der spannungs gesteuerte Oszillator 124 arbeitet bei der 16fachen Frequenz der am Ausgangssignal 106 auftretenden Frequenz. Dieses Ausgangssignal 22 wird ferner dem Frequenzteiler 126 zugeführt, der die Frequenz wiederum genau durch 16 teilt. Das Ausgangssignal 128 des Frequenzteilers 126 gelangt zu dem Phasendetektor 120, in dem die Phase des in der Frequenz geteilten Ausgangssignals 128 mit der Phase des Ausgangssi gnales 106 verglichen wird, wobei der Phasendetektor 120 das Ausgangssignal 122 erzeugt, das in dem spannungsgesteuerten Osziallator 124 dazu dient, die Phase des Ausgangssignales 22 in Phase mit dem Ausgangssignal 106 zu halten. An ders ausgedrückt, funktioniert die in Fig. 4 gezeigte Schal tung wie eine normale phasenverriegelte Schaltung, jedoch mit ei ner Frequenzteilung von 16 auf dem Rückkopplungsweg und mit einem Betrieb des spannungsgesteuerten Oszillators bei dem 16fachen der Eingangsfrequenz, wodurch exakte In-Phase-Fre quenzvervielfachung erreicht wird. Fig. 4 shows in block form another modification that simplifies the carrier tracking circuit of FIG. 3. Basically, the phase-locked circuit 108 and the frequency multiplier 112 of the circuit shown in FIG. 3 can be replaced by the circuit shown in FIG. 4, which is known per se. In this type of circuit, after frequency division, the output signal 106 is applied to a phase detector 120 , the output signal 122 of which drives a voltage-controlled oscillator (VCO) 124 , which generates the tracked output signal 22 at the desired frequency. The voltage-controlled oscillator 124 operates at 16 times the frequency of the frequency occurring on the output signal 106 . This output signal 22 is also fed to the frequency divider 126 , which in turn divides the frequency exactly by 16. The output signal 128 of the frequency divider 126 arrives at the phase detector 120 , in which the phase of the frequency-divided output signal 128 is compared with the phase of the output signal 106 , the phase detector 120 generating the output signal 122 , which is used in the voltage-controlled oscillator 124 to keep the phase of the output signal 22 in phase with the output signal 106 . In other words, the circuit shown in FIG. 4 functions like a normal phase-locked circuit, but with a frequency division of 16 on the feedback path and with an operation of the voltage-controlled oscillator at 16 times the input frequency, which results in exact in-phase frequency multiplication is achieved.

Fig. 5 zeigt einen Teil einer weiter modifizierten Form des AM-Stereo-Empfängers, der abgesehen von dem in Fig. 5 gezeigten und nachfolgend erläuterten Teil die in Fig. 1 gezeigte Schaltung besitzt. Als AM-Demodulator 18 wird bei dieser modizifierten Ausführungsform ein Produktdemodula tor 18′ zum Ableiten des (L + R)-Aus gangssignales 38 verwendet, wobei das Ausgangssignal 22 der Trägernachlaufschaltung 20 auch dem Demodulator 18′ zugeführt wird. Obwohl der Produkt-Demodulator 18′ etwas komplizier ter ist als der AM-Demodulator 18, ist er im Hinblick auf den Rauschabstand vorteilhaft. FIG. 5 shows part of a further modified form of the AM stereo receiver which, apart from the part shown in FIG. 5 and explained below, has the circuit shown in FIG. 1. As AM demodulator 18 , a product demodulator 18 'is used for deriving the (L + R) output signal 38 in this modified embodiment, the output signal 22 of the carrier tracking circuit 20 also being supplied to the demodulator 18' . Although the product demodulator 18 'is somewhat more complicated than the AM demodulator 18 , it is advantageous in terms of the signal-to-noise ratio.

Claims

1. Compatible AM stereo receiver for receiving a carrier wave, which is amplitude-modulated with the stereo sum signal (L + R) and is phase-modulated with the stereo difference signal (L - R) , with an AM demodulator ( 18 ) to obtain the stereo sum signal (L + R) from the modulated carrier wave, with a demodulator circuit for obtaining the difference signal (L - R) and with devices ( 64, 66 ) for generating the stereo sound signals (L, R) from the sum and the difference signal, characterized,
that a carrier tracking circuit ( 20 ) isolates the carrier frequency of the received modulated carrier wave,
that an adding circuit ( 24 ) combines the output signal of the carrier tracking circuit ( 20 ) with the received modulated carrier wave in such a way that a modulated carrier wave results with an increased carrier component, and
that the demodulator circuit for obtaining the differential signal is designed as a quadrature demodulator ( 36 ) to which the modulated carrier wave is carried with the carrier raised.

2. Receiver according to claim 1, characterized in that the voltage of the raised carrier portion is about half higher than the voltage of the received carrier portion gene and that the effective pass band of the carrier tracking circuit ( 20 ) is approximately ± 50 Hz.

3. Receiver according to claim 1 or 2, characterized in that the AM demodulator is an envelope detector ( 18 ).

4. Receiver according to claim 1 or 2, characterized in that the AM demodulator is a product demodulator ( 18 ' ).