DE2637116A1

DE2637116A1 - INDUCTION MOTOR CONTROL ARRANGEMENT

Info

Publication number: DE2637116A1
Application number: DE19762637116
Authority: DE
Inventors: Atre John Douglas D; Allan Barr Plunkett
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1975-08-19
Filing date: 1976-08-18
Publication date: 1977-03-03
Also published as: FR2321798B1; FR2321798A1; JPS6013397B2; JPS5232523A

Description

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GEiIERAL ELECTRIC COMPANY, Schenectady, N.Y., VStAGEiIERAL ELECTRIC COMPANY, Schenectady, N.Y., VStA

InduktionsmotorsteueranordnungInduction motor control arrangement

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Steuerung des Betriebs von einem oder mehreren Induktionsmotoren in einem Antriebssystem, insbesondere in einem strömgespeisten Induktionsmotorantriebssystera variabler Drehzahl.The invention relates to an arrangement for controlling the operation of one or more induction motors in a drive system, in particular in one flow-fed induction motor drive system more variable Rotational speed.

In stromgespeisten Induktionsmotorantriebssystemen •werden der Betrag und die Frequenz des Wechselstroms ge-· steuert, der zur Erregung der Statorwicklungen des Motors dient. Im Gegensatz dazu v/erden bei spannungsgesteuerten Antrieben der Betrag und die Frequenz der zugeführten Wechselspannung gesteuert. Der gesteuerte Strom wird dem induktionsmotor von den AusgangsanSchlussen einer geeigneten elektrischen Leistungsumformereinrichtung zugeführt, die ihrerseits von einer geeigneten elektrischen Energiequelle gespeist wird. Die üraformereinrichtung wird von einer zugeordneten Steuereinrichtung angesteuert, um die gewünschten Werte für den Betrag und die Frequenz des Stromes zu erstellen. Die Umformereinrichtung enthält nor-In powered induction motor drive systems • the amount and the frequency of the alternating current are controls, which is used to excite the stator windings of the motor. In contrast to this, v / ground for voltage-controlled Drives control the amount and frequency of the AC voltage supplied. The controlled current will be the induction motor from the output terminals of a suitable electrical power converter device supplied, which in turn is fed by a suitable electrical energy source. The üraformeinrichtung will controlled by an assigned control device to the desired values for the amount and the frequency of the To create electricity. The converter device contains nor-

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malerweise einen phasengesteuerten Gleichrichter, der von einer geeigneten y/echselspannungsquelle gespeist wird, einen Wechselrichter, der die Statorwicklungen des Induktionsinotors speist, und eine zwischen den Gleichstromanschlüssen des Gleichrichters und des Wechselrichters angeordnete Gleichstromverbindung mit einer stromglättenden Drosselspule. Bei einer solchen Anordnung kann der Betrag des dem Motor zugeführten Wechselstroms durch Verzögern oder Vorschieben des Zündwinkels der in dem Gleichrichter enthaltenen steuerbaren elektrischen Ventile eingestellt werden, und die Frequenz dieses Stroms kann' durch geeignetes Ändern der Schaltfrequenz der steuerbaren elektrischen Ventile des Wechselrichters gesteuert werden.sometimes a phase-controlled rectifier fed by a suitable voltage source, an inverter that powers the stator windings of the induction motor feeds, and arranged between the DC connections of the rectifier and the inverter DC connection with a current smoothing Choke coil. With such an arrangement, the amount of alternating current supplied to the motor can be increased by delaying or advance the ignition angle of the controllable electric valves contained in the rectifier is set and the frequency of this current can be 'by appropriately changing the switching frequency of the controllable electrical Inverter valves are controlled.

Durch geeignete Steuerung des Betrags und der Frequenz des Erregerstroms in Abhängigkeit von der Drehzahl des Motors kann man den Motor in einer Reihe von Betriebsarten arbeiten lassen, beispielsweise mit konstantem Drehmoment oder konstanter Leistung. Bei vielen Anwendungen ist es erwünscht, das Motordrehmoment in einem Motordrehzahlbereich von Null bis auf eine vorbestimmte Grunddrehzahl konstantzuhalten, bei der die Leistung eine Grenze erreicht, die durch die maximale Leistungsfähigkeit der Komponenten im Wechselrichter und Gleichrichter oder durch die maximale Leistungsfähigkeit der Energiequelle bestimmt, ist. Wenn Drehzahlen oberhalb dieser Grunddrehzahl erwünscht sind, nuß man auf eine Betriebsart mit konstanter Leistung übergehen, wobei das Drehmoment mit zunehmender Drehzahl hyperbolisch abnimmt, um zu verhindern, daß die Leistung des Motors die vorgegebene Grenzleistung über- . schreitet.By appropriately controlling the amount and frequency of the excitation current as a function of the speed of the engine, the engine can be made to operate in a number of modes, such as constant torque or constant power. In many applications it is desirable to have the engine torque in a range of engine speeds to keep constant from zero to a predetermined base speed at which the power is a limit achieved by the maximum performance of the components in the inverter and rectifier or by the maximum efficiency of the energy source is determined. If speeds above this basic speed are desired you have to switch to an operating mode with constant power, with the torque increasing with Speed decreases hyperbolically in order to prevent the power of the engine from exceeding the specified limit power. strides.

Das Drehmoment eines Induktionsmotors hängt vom Betrag das magnetischen Flusses im Luftspalt zx^ischen dein. Stator und dein Rotor sowie von der Schlupffrequenz ab. Die effektive Schlupffrequenz ist die Differenz zwischen derThe torque of an induction motor depends on the amount of magnetic flux in the air gap. Stator and your rotor as well as the slip frequency. the effective slip frequency is the difference between the

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Frequenz der sich drehenden Flußschwingung im Luftspalt des Motors und der äquivalenten elektrischen Frequenz, mit der sich die Motorwelle dreht, also die der Drehzahl entsprechende Frequenz. Im stationären Zustand ist die Frequenz der Luftspaltflußrotation gleich der Statorerregerfrequenz (d.h. der Frequenz der Wechselstromerregung, die dem Motor zugeführt wird). Die Größe oder der · Betrag des Luftspaltflusses ist im allgemeinen dem Betrag-Frequenz- Verhältnis der Statorspannung proportional. In einer stromgesteuerten Induktionsmotorsteueranordnung besteht bei hohen Drehmomenten, wenn der Motorstrom um nicht mehr als 30 bis 40° elektrisch außer Phase mit der Spannung ist, eine im wesentlichen direkte Beziehung zwischen dem Betrag der Wechselspannung an den Statorklemmen des Motors und dem Betrag der Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichters, also an den Gleichstromklemmen des Gleichrichters bzw. an der obengenannten Gleichstromverbindung.Frequency of the rotating flux oscillation in the air gap of the motor and the equivalent electrical frequency with which the motor shaft rotates, i.e. the speed corresponding frequency. In the steady state, the frequency of the air gap flux rotation is equal to the stator excitation frequency (i.e. the frequency of the AC excitation applied to the motor). The size or the The amount of the air gap flow is generally the amount-frequency- Proportional ratio of the stator voltage. In A current controlled induction motor control arrangement exists at high torques when the motor current is around is more than 30 to 40 degrees electrically out of phase with voltage, an essentially direct relationship between the amount of AC voltage at the stator terminals of the motor and the amount of DC voltage at the output of the Rectifier, i.e. at the DC terminals of the rectifier or at the aforementioned DC connection.

Eine Betriebsart mit konstantem Drehmoment kann man vorteilhafterweise dadurch erreichen, daß der Motorfluß auf einem vorbestimmten, im wesentlichen konstanten Pegel gehalten wird und daß die Schlupffrequenz entsprechend dem gewünschten Drehmoment gesteuert wird, das durch ein veränderbares Drehmomentbefehlssignal dargestellt wird. So ist es beispielsweise aus der US-PS 3 863 121 bekannt, einen konstanten Fluß dadurch aufrechtzuerhalten, daß der Betrag des Statorstroms als eine vorgegebene nicht lineare Funktion des Drehmomentbefehlssignals gesteuert wird, wobei diese Funktion derart -ausgewählt ist, daß der Statorstrom die geeignete Beziehung zur Schlupffrequenz hat, um unabhängig von der Drehzahl den obengenannten konstanten Pegel»des Luftspaltflusses im Motor aufrechtzuerhalten. Bei einer durch ein entsprechend hohes Drehmomentbefehlssignal verhältnismäßig hoch eingestellten Schlupffrequenz und bei konstantem Fluß besteht die Neigung, daß sich die Statorspannung des Motors mit zunehmender Drehzahl erhöht.A constant torque mode of operation can advantageously be achieved in that the motor flux is maintained at a predetermined, substantially constant level and that the slip frequency corresponding to the desired torque is controlled, which is represented by a changeable torque command signal. So it is known, for example, from US Pat. No. 3,863,121, maintain a constant flux by making the magnitude of the stator current as a predetermined non-linear Function of the torque command signal is controlled, where this function is selected such that the stator current has the appropriate relationship to the slip frequency in order to maintain the above-mentioned constant regardless of the speed Level of air gap flux in the motor. If the slip frequency is set to be relatively high by a correspondingly high torque command signal and when the flux is constant, the stator voltage of the motor tends to increase with increasing speed.

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Somit ist es erforderlich, die Gleichspannung des phasengesteuerten Gleichrichters in einer proportionalen Weise anzuheben. Schließlich kann man eine Drehzahl erreichen, bei der der Zündwinkel der Gleichrichterventile vollkommen nach vorne geschoben ist und die Gleichspannung ihren maximalen Wert hat. Beim Erreichen dieses Zustands gerät die Strombetragregelschleife in die Sättigung. Da die Strombetragregelschleife bei dieser bekannten Art der Steuerstrategie die Stabilisierung übernimmt, wird die gesamte Antriebsanordnung instabil, sobald der Sättigungspunkt erreicht ist.Thus it is necessary to use the DC voltage of the phase-controlled Rectifier in a proportional manner. After all, you can achieve a speed in which the ignition angle of the rectifier valves is pushed completely forward and the DC voltage is theirs has maximum value. When this state is reached, the current amount control loop saturates. Since the Current amount control loop in this known type of control strategy takes over the stabilization, the entire drive arrangement unstable as soon as the saturation point is reached.

Eine mögliche Lösung dieses Instabilitätsproblems besteht darin, die maximale Statorspannung auf einen Pegel zu begrenzen, der wesentlich niedriger als die maximal erreichbare Spannung des phasengesteuerten Gleichrichters ist. Eine solche Steuerstrategie ist aus der US-PS 3 769 564 bekannt, nach der die Schlupffrequenz des Motors proportional mit der Drehzahl erhöht wird, wenn die Wechselspannung am Motorstator die Neigung-hat, einen vorbestimmten Grenzwert zu überschreiten. Dadurch ist es möglich, daß sich der Motorfluß oberhalb der Grunddrehzahl, bei der die Spannungsgrenze erreicht wird, umgekehrt mit der Drehzahl ändern kann. Dadurch wird eine Betriebsart erreicht, bei der die Leistung verhältnismäßig konstant ist. Die Schwierigkeit dieser Lösung im Hinblick auf das· Stabilitätsproblem besteht darin, daß die volle Leistungsfähigkeit der Energiequelle und des phasengesteuerten Gleichrichters nicht ausgenutzt werden kann. Darüberhinaus kann es bei kurzzeitigen Spannungseinbrüchen der Energiequelle zu Betriebsstörungen kommen. Weiterhin benutzen die bekannten stromgesteuerten Wechselrichteraotorantriebssysteme für jeden stromgesteuerten Wachselrichter-Motor-Satz einen getrennten phasengesteuerten Gleichrichter. Dies ist mit einem erhöhten Aufwand verbunden. Es besteht somit ein Bedürfnisρ die oben erwähnten Schwierigkeiten zu überwinden.One possible solution to this instability problem is to reduce the maximum stator voltage to a level to limit, which is much lower than the maximum achievable voltage of the phase-controlled rectifier is. Such a control strategy is known from US Pat. No. 3,769,564, according to which the slip frequency of the motor is increased proportionally with the speed, if the AC voltage at the motor stator has the tendency to a predetermined To exceed limit value. This makes it possible that the motor flux is above the base speed, at which the voltage limit is reached, can change inversely with the speed. This becomes an operating mode achieved at which the performance is relatively constant. The difficulty of this solution with regard to the Stability problem is that the full capacity of the energy source and the phased Rectifier cannot be used. In addition, there may be short-term voltage drops in the energy source operational disruptions occur. Furthermore, the known current controlled inverter motor drive systems use for each current controlled inverter motor set a separate phased rectifier. This is associated with increased effort. There is thus a Need to overcome the difficulties mentioned above.

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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Induktionsrnotorsteueranordnung zu schaffen, die die Stabilität und Betriebssteuerung von stroragesteuerten Wechselrichterinduktionsmotorantriebssystemen veränderlicher Drehzahl verbessert.The invention is based on the object of an induction motor control arrangement to provide the stability and operational control of power controlled inverter induction motor drive systems variable speed improved.

Insbesondere wird nach der Erfindung auch die' Schaffung einer Steueranordnung angestrebt, die mit Hilfe eines einzigen phasengesteuerten Gleichrichters die Ansteuerung einer Vielzahl von stromgesteuerten Wechselrichter- Induktionsmotor-Sätzen ermöglicht, wodurch eine hohe Wirtschaftlichkeit des Gesamtantriebssystems erreicht werden soll.In particular, the invention also seeks to create a control arrangement which, with the help a single phase-controlled rectifier, the control of a large number of current-controlled inverter Induction motor sets enabled, whereby a high economic efficiency of the overall drive system can be achieved target.

Eine Induktionsmotorsteueranordnung zeichnet sich nach der Erfindung grundsätzlich dadurch aus, daß der tatsächliche Wert des im Stator-Rotor-Spalt des Induktionsmotors erzeugten Motorflusses abgefühlt und zur Regelung der Frequenz des Statorerregerstroms verwendet wird, der dem Induktionsmotor von dem gesteuerten Strorawechselrichter für Stabilisationszwecke zugeführt wird.An induction motor control arrangement stands out according to the invention basically characterized in that the actual value of the motor flux generated in the stator-rotor gap of the induction motor is sensed and used for regulation the frequency of the stator excitation current is used, the induction motor of the controlled Strora inverter is supplied for stabilization purposes.

Eine bevorzugte Weiterbildung dieser Induktionsmotorsteueranordnung enthält im Rückführzweig, der die Frequenz des Erregerstroms steuert, der jedem Induktionsmotor von seinem zugeordneten Wechselrichter zugeführt wird, eine phasenverriegelte Schleife.A preferred development of this induction motor control arrangement contains in the feedback branch, which controls the frequency of the excitation current that each induction motor fed from its associated inverter is a phase locked loop.

Eine nach der Erfindung ausgebildete Induktionsmotorstsueranordnung enthält mindestens einen Wechselstrom-Induktionsmotor. Ein Wechselrichter sorgt für die Wechselstromerregung des Motors. Der Wechselrichter ist eingangsseitig an eine Gleichstromverbindungseinrichtung angeschlossen, über die dem Wechselrichter Gleichstrom zugeführt wird. In der Gleichstromverbindungseinrichtung sind Steuermittel enthalten, die den Betrag des dem Wechsel-An induction motor control assembly formed in accordance with the invention contains at least one AC induction motor. An inverter provides the alternating current excitation of the motor. The inverter is connected on the input side to a direct current connection device, via which direct current is supplied to the inverter. In the DC link device are Contain tax funds that cover the amount of the bill of exchange

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richter zugeführten Gleichstroms und damit den Betrag der Wechselstromerregung steuern, die der Wechselrichter an den Induktionsmotor abgibt. Die Steuermittel sprechen auf eine Befehlseinrichtung an, die vom Bedienungspersonal gesteuert wird und von der die Steuerbefehle für den Gleichstrom stammen. In entsprechender Weise wird dann die Amplitude des Stroms eingestellt, die der Wechselrichter dem Induktionsmotor zuführt, um das im Motor entwickelte Drehmoment zu steuern.rectifier supplied direct current and thus the amount of Control the AC excitation that the inverter delivers to the induction motor. The tax means speak up a command device controlled by the operator and from which the control commands for the direct current come. The amplitude of the current that the inverter supplies to the induction motor is then set in a corresponding manner to control the torque developed in the engine.

Zum Erxindungsgegenstand wird insbesondere auf den Anspruch 1 und die übrigen Ansprüche verwiesen.With regard to the subject of the invention, reference is made in particular to claim 1 and the other claims.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt:Preferred exemplary embodiments of the invention are explained using a drawing. It shows:

Fig. 1 ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines stromgesteuerten Induktionsmotorantriebssystems mit veränderlicher Drehzahl nach der Erfindung,1 is a schematic functional block diagram of a current controlled induction motor drive system variable speed according to the invention,

Fig. 2 ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines abgewandelten Antriebssystems nach der Erfindung,· das von einer Drehmomentrückfuhrschaltung Gebrauch macht, um den Betrag des Gleichstroms in veränderlicher Weise zu steuern, der von einem gemeinsamen phasengesteuerten Gleichrichter einer Vielzahl von stromgesteuerten Wechselrichter-Motor- Sätzen zugeführt wird,2 shows a schematic functional block diagram of a modified drive system according to the invention, that makes use of a torque return circuit, to variably control the amount of direct current supplied by a common phased rectifier is fed to a large number of current-controlled inverter-motor sets,

Fig. 3 ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines weiteren Antriebssystems nach der Erfindung, das von einer phasenverriegelten Schleife in einem Frequenzsteuerrückführzweig der Steueranordnung und von einem Stromfühler Gebrauch macht, der den Strom abfühlt, der von jedem Leistungswechselrichter dem zugehörigen Motor zugeführt wird,Fig. 3 is a schematic functional block diagram of a further drive system according to the invention, which of a phase locked loop in a frequency control feedback branch makes use of the control arrangement and a current sensor which senses the current flowing from each power inverter is fed to the associated motor,

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Fig. 4 ein schematisches Funktionsblockschaltbild einer Abwandlung des Systems nach der Fig. 2, wobei im Frequenzsteuerrückführzweig des Systems in Verbindung mit einer Drehmomentregelung mit Hilfe des gemeinsamen phasengesteuerten Gleichrichters von einer phasenverriegelten Schleife Gebrauch gemacht wird,4 is a schematic functional block diagram a modification of the system according to FIG. 2, wherein in the frequency control feedback branch of the system in Connection with a torque control with the help of the common phase-controlled rectifier from one phase-locked loop is used,

Fig. 5 ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem ein Rückführsignal, das den tatsächlichen Motorfluß darstellt, verwendet wird, und zwar nur in Verbindung mit einem geeignet ausgelegten Kompensationsnetz^tferk, um die Arbeitsfrequenz des Wechselrichters in jedem Wechselrichter-Motor-Satz des Systems zu steuern,5 shows a schematic functional block diagram of a further exemplary embodiment of the invention, in which a feedback signal that the actual motor flux represents, is used, and only in connection with a suitably designed compensation network ^ tferk, to control the working frequency of the inverter in each inverter-motor set of the system,

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines autosequentiell kommutierten, stromgesteuerten Wechselrichters, der i"n Verbindung mit der Induktionsmotorsteueranordnung nach der Erfindung verwendet werden kann, und6 shows a schematic circuit diagram of a preferred embodiment of an auto-sequentially commutated, current controlled inverter, the i "n connection with the induction motor control arrangement according to the invention can be used, and

Fig. 7A bis 7E Betriebskennlinien eines Befehlslogikmoduls, der in dem Antriebssystem nach der Fig. 1 zusammen mit resultierenden Antwortcharakteristiken der Steueranordnung für das besondere, in den Modul eingearbeitete Steuerprogramm verwendet werden kann.7A to 7E operating characteristics of a command logic module; in the drive system according to FIG. 1 together with the resulting response characteristics of the Control arrangement for the special control program incorporated into the module can be used.

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In der Fig. 1 ist schematisch ein Funktionsblockschaltbild eines nach der Erfindung ausgebildeten stromgesteuerten, wechselrichtergespeisten Induktionsmotorantriebs veränderlicher Drehzahl dargestellt. Bei dem in der Fig. 1 gezeigten Induktions- oder Asynchronmotor M. handelt es sich um einen üblichen Dreiphasen-Käfigläufermotor. Der Induktionsmotor MLj kann somit von üblicher Bauart sein und kann zusammen mit weiteren ähnlichen (nicht dargestellten) Induktionsmotoren in ein Gesamtmotorantriebssystem eingeschaltet sein. Obwohl die Erfindung vor allem zur Verwendung in einem Mehrmotorantriebssystem erläutert wird, soll dadurch der Schutzumfang nicht auf die Steuerung einer Vielzahl von Induktionsmotoren in Antriebs systemen variabler Drehzahl beschränkt sein, sondern vielmehr auch die Steuerung der Betriebsweise irgend eines Induktionsmotors auch in Motorantriebssystemen konstanter Drehzahl umfassen.1 is a schematic functional block diagram of a current-controlled, Inverter-fed induction motor drive with variable speed is shown. The in the induction or asynchronous motor M. it is a common three-phase squirrel cage motor. The induction motor MLj can thus of the usual And can be combined with other similar induction motors (not shown) in an overall motor drive system to be on. Although the invention is primarily for use in a multi-motor drive system is explained, the scope of protection is not intended to apply to the control of a large number of induction motors in drive systems of variable speed be limited, but rather also the control of the operation of any one Induction motor also more constant in motor drive systems Include speed.

Die Statorwicklungen des Induktionsmotors 1L· v/erden von einem Leistungswechselrichter 11 angesteuert, der von üblicher Bauart sein kann, wie es beispielsweise in dem Fachbuch mit dem Titel "Principles of Inverter Circuits", B. D. Bedford und R. G. Hoft, herausgegeben von John Wiley & Sons, Inc. 1964, Library of Congress, Katalogkartennummer 64-20078, beschrieben ist. Bei den Ausführungsbeispielen der Erfindung wird allerdings für den Leistungs\*echselrichter 11,die Verwendung eines autosequentiell kommutierten, gesteuerten Stromwechselrichters bevorzugt, wie er in der Fig. 6 dargestellt ist.The stator windings of the induction motor 1L · v / are driven by a power inverter 11, which can be of conventional design, for example in the textbook with the title "Principles of Inverter Circuits", BD Bedford and RG Hoft, published by John Wiley & Sons , Inc. 1964 Library of Congress catalog card number 64-20078. In the exemplary embodiments of the invention, however, the use of an auto-sequentially commutated, controlled current inverter, as shown in FIG. 6, is preferred for the power converter 11.

Der Wechselrichter 11 wird von einem gemeinsamen, phasengesteuerten Gleichrichter 12 gespeist. Der Gleichrichter 12 kann von üblicher Bauart sein und ist an eine geeignete Wechselspannungsquelle angeschlossen. Der phasengesteuerte Gleichrichter 12 ist derart ausgelegt, daß er eine Gleichspannung veränderlicher Größe an eineThe inverter 11 is fed by a common, phase-controlled rectifier 12. The rectifier 12 can be of conventional design and is connected to a suitable AC voltage source. Of the phase-controlled rectifier 12 is designed in such a way that it is a direct voltage of variable magnitude to a

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Gleichstromsaimnelschiene abgibt, die eine Anzahl von Wechselrichter-Motor-Sätzen des Gesamtmotorantriebssystems parallel speist. Der Gleichrichter 12 ist zur Erfüllung dieser Aufgabe entsprechend ausgelegt. Jeder Wechselrichter-Motor-Satz ist über eine Gleichstromverbindung mit einer geeigneten Sperr- oder Trenndrosselspule 13 und, sofern es erwünscht ist, mit einem Stromfühler 14 an den phasengesteuerten Gleichrichter 12 angeschlossen. Die Trenndrosselspule 13 vermindert die Welligkeit im Gleichstrom der Gleichstromverbindung auf einen gewünschten niedrigen Prozentsatz und verhindert, daß es zu irgendwelchen Wechselwirkungen zwischen einigen der Leistungswechselrichter untereinander und zwischen den Wechselrichtern und dem phasengesteuerten Gleichrichter 12 kommt. Zu diesem Zweck filtert die Trenndrosselspule 13 irgendwelche Leitungs- oder Motorfrequenzströme aus, die an den Gleichstroraversorgungsleitungen zwischen dem phasengesteuerten Gleichrichter 12 und d.en Wechselrichtern 11 auftreten können.DC power bus that emits a number of Inverter motor sets of the total motor drive system feeds in parallel. The rectifier 12 is designed accordingly to fulfill this task. Everyone The inverter motor set is via a direct current connection with a suitable blocking or isolating reactor 13 and, if desired, connected to the phase-controlled rectifier 12 with a current sensor 14. The isolating reactor 13 reduces the ripple in the direct current of the direct current connection a desired low percentage and prevents any interactions between some the power inverters among themselves and between the inverters and the phase controlled rectifier 12 is coming. For this purpose, the isolating reactor 13 filters any line or motor frequency currents on the DC supply lines between the phase-controlled rectifier 12 and the inverters 11 can occur.

Der Stromfühler 14 ist an den Eingang eines Stromfühlerfilter- und Verstärker-Netzwerks 15 angeschlossen. Der Ausgang des Netzwerks 15 führt an einen der Eingänge einer Stromsteuerschaltung 16. Die Ausgänge von entsprechenden Stromfühlern von anderen Wechselrichter-Motor-Sätzen sind ebenfalls an die Stromsteuerschaltung 16 angeschlossen, die alle ihr zugeführten Stromfühlereingangssi gnale ausmittelt, um ein gemitteltes Iststrompegel-Steuersignal abzuleiten. Dieses Iststrompegel-Steuersignal wird dann mit einem Sollstrompegel-Steuersignal eines Befehlslogikmoduls 17 verglichen. Aufgrund dieses Vergleichsergebnisses gibt die Stromsteuerschaltung 16 ein Stromfehler-Steuersignal V_R ab. Das Steuersignal V_R wird zur Steuerung der Zündwinkel der steuerbaren elektrischen Ventile im phasengesteuerten Gleichrichter 12 in an sichThe current sensor 14 is connected to the input of a current sensor filter and amplifier network 15. The output of the network 15 leads to one of the inputs of a current control circuit 16. The outputs of corresponding current sensors from other inverter-motor sets are also connected to the current control circuit 16, which averages out all current sensor input signals supplied to it in order to derive an averaged actual current level control signal. This actual current level control signal is then compared with a setpoint current level control signal of a command logic module 17. On the basis of this comparison result, the current control circuit 16 outputs a current error control signal V _R. The control signal V _R is used to control the ignition angle of the controllable electric valves in the phase-controlled rectifier 12 in itself

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bekannter Weise benutzt, urn den mittleren Betrag der Spannung an den Gleichstromklemmen des Gleichrichters zu steuern. Diese Spannung wird als gemeinsame Spannung allen Wechselrichter-Motor-Sätzen zugeführt. Mit dieser Anordnung kann die Größe des dem Induktionsmotor M₁ und seinen Gegenstücken in dem Motorantriebssystem zugeführten Erregerstroms wirksam von einem Bedienungsmann gesteuert werden, um dadurch das Drehmoment zu steuern, das von all den Motoren gemeinsam entwickelt wird.used to control the average value of the voltage at the DC terminals of the rectifier. This voltage is fed to all inverter-motor sets as a common voltage. With this arrangement, _{the amount of exciting current supplied to the induction motor M 1} and its counterparts in the motor drive system can be effectively controlled by an operator to thereby control the torque developed in common by all of the motors.

Um eine stabile Arbeitsweise der in der Fig. 1 gezeigten Steueranordnung sicherzustellen, fühlt ein Flußfühler-, Integrator- und Gleichrichter-Netzwerk 18 den Betrag oder die Größe des tatsächlichen elektromagnetischen Flusses ab, der im Stator-Rotor-Spalt des zugeordneten Induktionsmotors M^ erzeugt wird. Das Netzwerk 18 gibt an seinem Ausgang ein Istflußsignal 0. ab, das dem einen Eingang einer Summierschaltung 19 zugeführt- wird. Einem zweiten Eingang der Summierschaltung 19 wird ein Sollflußsignal 0 zugeführt, das von dem Befehlslogikmodul 17 stammt, der vom Bedienungsmann gesteuert wird. Die Summierschaltung 19 kombiniert das gemessene Istflußsignal 0. mit dem befohlenen Sollflußsignal 0_ und leitet χ cIn order to ensure stable operation of the control arrangement shown in FIG. 1, a flow sensor, Integrator and rectifier network 18 the amount or the size of the actual electromagnetic Flux generated in the stator-rotor gap of the associated induction motor M ^. The network 18 emits an actual flow signal 0 at its output, which is fed to one input of a summing circuit 19. A second input of the summing circuit 19 is a Setpoint flow signal 0 supplied by the command logic module 17, which is controlled by the operator. The summing circuit 19 combines the measured actual flow signal 0. with the commanded target flow signal 0_ and conducts χ c

daraus ein Flußfehlersignal (0„ - 0.) ab, das als Eingangssignal einem Kompensatornetzwerk 22 zugeführt wird. Das Kompensatornetzwerk 22 sieht für das Flußfehlersignal eine Verstärkung und eine geeignete Kompensation vor, um daraus ein Schlupffrequenzsignal 0) ,. abzuleiten, das während des Motorbetriebs relativ positiv und während des Bremsbstriebs relativ negativ ist, wie es durch einen geeigneten Vorzeichenumkehrer 20 bestimmt wird.from it a flow error signal (0 "- 0.), which is used as the input signal a compensator network 22 is fed. The compensator network 22 looks for the flux error signal an amplification and a suitable compensation in order to generate a slip frequency signal 0),. derive that is relatively positive during engine operation and relatively negative during braking operation, as indicated by an appropriate Sign reverser 20 is determined.

Das Schlupffrequenzsignal tu -,. wird einem Eingang einer zweiten Summierschaltung 23 zugeführt. An einen zxveiten Eingang der Summierschaltung 23 ist das Ausgangssignal eines Tachogenerators 24 oder einer ähnlichen Mo-The slip frequency signal tu - ,. is fed to an input of a second summing circuit 23. At a second input of the summing circuit 23 is the output signal of a tachometer generator 24 or a similar mo-

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tordrehzalilfühlereinrlchtung gelegt, die ein Rotorfrequenzsignal tu . liefert, das die Istdrehzahl des Motors ML darstellt. Die zweite Summierschaltung 23 kombiniert das Rotorf rsquenzsignal Co _r^ mit dem Schlupffrequenz signal GJ₃^* um ein Frequenzsteuersignal OJ abzuleiten, das zur Steuerung der Frequenz des Wechselrichters 11 dient. Im eingeschwungenen oder stationären Betriebszustand entspricht das Schlupffrequenzsignal (o -,· der tatsächlichen Schlupffrequenz des Motors und es hat einen Wert, der aus der Statorerregerfrequenz resultiert, die notwendig ist, um zwischen den Rückführ- und Befehlswerten des Motorflusses Gleichheit zu erzielen (d.h. ein Flußfehlersignal von Null), gleichgültig mit welcher Drehzahl der Motor läuft.tordrehzalilsensorereinrlchtung placed, which does a rotor frequency signal . supplies that represents the actual speed of the motor ML. The second summing circuit 23 combines the rotor frequency signal Co _r ^ with the slip frequency signal GJ ₃ ^ * in order to derive a frequency control signal OJ which is used to control the frequency of the inverter 11. In the steady-state or steady-state operating state, the slip frequency signal (o -, from zero), regardless of the speed at which the engine is running.

Der Kompensator 22 hat eine Eingangs-Ausgangs-Übertragungscharakteristik, die durch die Beziehung K^(s+A^)/s gegeben ist, wobei K^ und A^ Konstanten sind und s der Laplace-Operator Ist.The compensator 22 has an input-output transfer characteristic, which is given by the relationship K ^ (s + A ^) / s, where K ^ and A ^ are constants and s is the Laplace operator.

Auch Im folgenden wird bei der Beschreibung von anderen tJbertragungsfunktionsnetzwerken, die in den Figuren auftreten, der Laplace-Operator durch s dargestellt. Ferner sind G) ^ und GJ^ gewisse Kreisfrequenzen, die zur Bestimmung der Elngangs-Ausgangs-Übertragungsfunktion beitragen. Im. Hinblick auf das Kompensatornetzwerk 22 bedeutet die Transfer funkt Ion K₁ (s+A,j )/s, daß das Schlupf frequenzsignal $)_s]_jj eine Komponente hat, die dem Wert des Flußfehlersignals (0. - 0.) proportional ist, und eine Komponente hat, die dem Integral des Flußfehlersignals (0„ -'0-r) proportional 1st. Diese beiden Komponenten sind Übergangskomponenten oder transiente Komponenten des Schlupffrequenzsignals <*> -, ., die zu Null werden, wenn das Flußfehlersignal auf Null herabgesetzt wird. Das Schlupffrequenssignal hat noch eina stationäre Komponente, die dem stationären Wert der Schlupffrequenz entspricht, wieAlso in the following, in the description of other transfer function networks that appear in the figures, the Laplace operator is represented by s. Furthermore, G) ^ and GJ ^ are certain angular frequencies that contribute to the determination of the input-output transfer function. With regard to the compensator network 22, the transfer func ion K ₁ (s + A, j) / s means that the slip frequency _{signal $) s} ] _jj has a component which is proportional to the value of the flux error signal (0-0) and has a component proportional to the integral of the flux error signal (0 "-'0-r). These two components are transient components or transient components of the slip frequency signal <*> -,., Which become zero when the flux error signal is reduced to zero. The slip frequency signal also has a stationary component which corresponds to the stationary value of the slip frequency, such as

es bereits angegeben wurde.it has already been specified.

7 0 9 '6 U 9 / U 3 5 27 0 9 '6 U 9 / U 3 5 2

Die Schlupffrequenzsignal-Erzeugimgseinrichtung, d.h. die erste Summierschaltung 19 und das Kompensatornetzwerk 22 (einschließlich des Vorzeichenumkehrers 20), kann man als einen Teil eines Frequenzsteuersignal-(üj .)-Erzeugungskanals betrachten, der zusätzlich die zweite Summierschaltung 23 und den Tachogenerator 24 (oder einige andere Mittel, die ein der Motordrehzahl entsprechendes Signal liefern, "wie es noch an Hand von anderen Figuren ■beschrieben wird) enthält. Der Frequenzsteuersignal-Erzeugungskanal, der im Zusammenhang mit anderen Figuren beschrieben wird, kann zwischen der zweiten Summierschaltung 23 und dem Wechselrichter 11 zusätzliche Funkionsblöcke enthalten. Im folgenden wird zunächst nur auf die vereinfachte Form des in der Fig. 1 dargestellten Frequenzsteuersignal-Erzeugungskanals Bezug genommen. Dieser Frequenzsteuersignal-Erzeugungskanal ist in vieler Hinsicht Einrichtungen ähnlich, die bereits in der DT-OS 2 551 671 und in der DT-OS 2 615 782 beschrieben sind. Die Unterschiede betreffen im wesentlichen die Art der Signale, die dem ersten Summiernetzwsrk zugeführt werden, die hier als Summierschaltung 19 bezeichnet ist. Bei der DT-OS 2 551 671 erhält das erste Suinmiernetzwerk als Eingangssignale ein Sollmotorstromsignal und Istrnotorstromsignal, das ein Rückführsignal ist_o Die Grundlage für die Erzeugung des Schlupffrequenzsignals bildet daher der Motorstrom bzw. der Motorstromfehler. Bei der DT-OS 2 615 werden dem ersten Suinraiernetzwerk als Eingangssignale ein befohlenes Sollmotordrehuiomentsignal und ein rückgeführtas Istmotordrehmomentsignal zugeführt. Die Grundlage der Schlupffrcquenzsignalerzeugung ist daher das Motordrehmoment bzw. der Motordrehmomentfehler, Hier baruht die Schlupffrequenzsignalerzeugung auf dem Motorfluß bzw. dem Motorflußfehler,The slip frequency signal generation device, ie the first summing circuit 19 and the compensator network 22 (including the sign reverser 20), can be regarded as part of a frequency control signal (üj.) Generation channel which additionally includes the second summing circuit 23 and the tachometer generator 24 (or some other means which supply a signal corresponding to the engine speed, "as will be described with reference to other figures). The frequency control signal generation channel, which is described in connection with other figures, can be between the second summing circuit 23 and the inverter 11 In the following only reference is made to the simplified form of the frequency control signal generation channel shown in Fig. 1. This frequency control signal generation channel is in many respects similar to devices already described in DT-OS 2 551 671 and in DT-OS 2 615 782. The Un The differences essentially relate to the type of signals which are fed to the first summing network, which is referred to as summing circuit 19 here. In the DT-OS 2551671 the first Suinmiernetzwerk receives as input signals a target motor current signal and Istrnotorstromsignal, which is a feedback signal _o The basis for the generation of the slip frequency signal therefore forms the motor current or the motor current error. In DT-OS 2 615, a commanded target engine torque signal and a feedback actual engine torque signal are fed to the first Suinraiernetzwerk as input signals. The basis of the slip frequency signal generation is therefore the engine torque or the engine torque error, here the slip frequency signal generation is based on the engine flow or the engine flow error,

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I3ei einigen Ausführungsbeispielen (Fig. 1, 3 und 5) v/erden auch der Kotorstrom und der Motorstromfehler herangezogen, jedoch für einen anderen Zweck, nämlich als Grundlage zur Erzeugung des Motorstromfehler-Steuersignals V„. Andere Ausführungsbeispiele (Fig. 2 und 4) machen vom Motordrehmoment bzw. vom Motordrehmomentfehler Gebrauch, allerdings ebenfalls für einen anderen Zweck, nämlich als Grundlage zur Erzeugung des Motorstromfehler-Steuersignals V_R. In der DT-OS 2 551 671 und auch in der DT-OS 2 615 782 ist die Grundlage für die Steuerung der Größe der Motorerregung das Integral des Flußfehlers. Dieses Flußfehlersignal ist hier mit 0 - 0. bezeichnet. Das Integral des Flußfehlersignals wird in Einheiten von Volt/Hertz ausgedrückt. Die Bildung des rückgeführten Istflußsignals 0. durch das Netzwerk 18 der Fig. 1 - vgl. auch Fig* 2 bis 5 für weitere Einzelheiten ~ ist der Bildung des Flußrückfuhrsignals (vor der Integration in Volt/ Hertz) in der DT-OS 2 551 671 und in der DT-OS 2 615 782 ähnlich. Die Bildung eines rückgeführten Istdrehmomentsignals T in den Fig. 2 und 4 ist der Bildung des Dreha In some exemplary embodiments (FIGS. 1, 3 and 5) the motor current and the motor current error are also used, but for a different purpose, namely as the basis for generating the motor current error control signal V ". Other embodiments (FIGS. 2 and 4) make use of the motor torque and the motor torque error, respectively, but also for a different purpose, namely as a basis for generating the motor current error control signal V _R. In DT-OS 2 551 671 and also in DT-OS 2 615 782, the basis for controlling the magnitude of the motor excitation is the integral of the flux error. This flow error signal is labeled 0-0 here. The integral of the flux error signal is expressed in units of volts / hertz. The formation of the returned actual flow signal 0 by the network 18 in FIG. 1 - see also FIGS. 2 to 5 for further details - is the formation of the flow return signal (before integration in volts / Hertz) in DT-OS 2 551 671 and in DT-OS 2 615 782 similarly. The formation of a feedback actual torque signal T in FIGS. 2 and 4 is the formation of the rotation

momentrückführsignals in der DT-OS 2 615 782 ähnlich.torque feedback signal in DT-OS 2 615 782 is similar.

Mit der Beschreibung der Anordnung nach der Fig.- 1 wird jetzt fortgefahren.The description of the arrangement according to FIG. 1 will now be continued.

• Mit der an Hand der Fig. 1 beschriebenen Anordnung wird eine Steuerung des Gesamtsystems erreicht, und zwar dadurch, daß die Frequenz der aufgedrückten Statorerregerströme einzeln in einer Weise gesteuert wird, die einer Regelung des Flußpegels in jedem Induktionsmotor, wie dem Induktionsmotor M.,, sehr nahe kommt;, und daß die gemeinsame phasengesteuerte Gleichrichterausgangsspannung gesteuert wird, um für alle Motoren des Systems gemeinsam eine gewünschte mittlere Statorerregerstromgröße und daiait einen entsprechenden DrsJomomentpegel aufrechtzuerhalten. Somit wird die Amplitude" des aufgedrückten Statorstroias, derWith the arrangement described with reference to FIG. 1, control of the overall system is achieved, specifically in that the frequency of the impressed stator excitation currents is individually controlled in a manner capable of regulating the level of flux in each induction motor such as the Induction motor M. ,, comes very close ;, and that the common phased rectifier output voltage controlled is to create a desired mean stator excitation current size and daiait for all motors in the system together appropriate torque level to maintain. Consequently becomes the amplitude "of the imposed stator current, which

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jedem Induktionsmotor, wie dem Induktionsmotor JL, des Antriebssystems zugeführt wird, durch Änderung der phasengesteuerten Gleichrichterausgangsspannung gemeinsam gesteuert, um von allen Induktionsmotoren ein gewünschtes Gesamtdrehmoment zu erhalten. Sine weitere Steuerung und Stabilisierung des Antriebssystems wird dadurch erreicht, daß die Frequenz des aufgedrückten Statorerregerstroms für jeden einzelnen Induktionsmotor, wie den Motor M₁, in einer solchen Weise eingestellt wird, daß der Flußpegel jedes Motors auf einen individuell eingestellten Sollwert geregelt wird, der für einen stabilen Betrieb des betreffenden Motors erforderlich ist, was von den Konstruktionsparametern abhängt. Bei der Anordnung nach der Fig. 1 wird somit ein Signal, das den tatsächlichen Flußpegel in Form des Istflußsignals 0. jedes Induktionsmotors angibt, mit einem für den betreffenden Motor gewünschten oder befohlenen Flußpegel in Form des Sollflußsignals 0 verglichen, und zwar für.den fraglichen Arbeitspunkt des Motors. Irgendein auftretendes Flußfehlersignal 0 - 0. wird dem Kompensatornetzwerk 22 zugeführt, um für den Arbeitszustand des Motors einen gewünschten Wert für das Schlupffrequenzsignal ω ,. zu bestimmen. Dieses Schlupffrequenzsignal wird dem Rotorfrequenzsignal Cd· . hinzuaddiert, das die tatsächliche Rotordrehzahl des betreffenden Motors angibt, und aufgrund dieser Addition ergibt sich für den Wechselrichter das Frequenzsteuersignal "G> ■= W -f (0> . 'each induction motor, such as induction motor JL, of the drive system is commonly controlled by changing the phase-controlled rectifier output voltage in order to obtain a desired total torque from all induction motors. Sine further control and stabilization of the drive system is achieved in that the frequency of the impressed stator excitation current for each individual induction motor, such as the motor M ₁ , is set in such a way that the flux level of each motor is regulated to an individually set target value, which for stable operation of the motor in question is required, which depends on the design parameters. In the arrangement according to FIG. 1, a signal which indicates the actual flux level in the form of the actual flux signal 0 of each induction motor is compared with a desired or commanded flux level for the relevant motor in the form of the desired flux signal 0, specifically for the one in question Working point of the engine. Any flux error signal 0-0 is fed to the compensator network 22 in order to obtain a desired value for the slip frequency signal ω,. to determine. This slip frequency signal becomes the rotor frequency signal Cd ·. added, which indicates the actual rotor speed of the relevant motor, and based on this addition, the frequency control signal "G> ■ = W -f (0 >. '"

Die Werte für das Sollflußsignal 0 und das Sollstromsignal I werden aufgrund eines einzigen vom Bedienungsmann einstellbaren Eingangssignals, das ein gewünschtes Motordrehmoment oder eine gewünschte Motorleistung darstellt, durch den Befehlslogikmodul 17 bestimmt. Der Befehlslogikmodul 17 ist in geeigneter Weise konstruiert und ausgebildet, um die betreffenden Werte für dasThe values for the target flow signal 0 and the target current signal I are based on a single operator-adjustable input signal that is a desired Represents engine torque or a desired engine power, determined by command logic module 17. The command logic module 17 is suitably constructed and designed to store the relevant values for the

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Sollflußsignal und das Sollstromsignal in Übereinstimmung mit einem vorgegebenen Plan zu ändern und zu koordinieren, so daß der Motor in der Lage ist, einen gewünschten Drehzahl-Drehmoment-Verlauf einzuhalten. Um dies zu erreichen, erhält der Befehlslogilcmodul 17 ein Rückführsignal, das die tatsächliche Drehzahl des Motors darstellt und vom Tachogenerator 24 stammt. Es sei bemerkt, daß irgendeine vorgegebene Strategie in den Befehlslogikmodul 17 eingebaut werden kann, die von den gewünschten Betriebscharakteristiken abhängt, die die zu steuernden Motoren darbieten sollen. Sofern es gewünscht ist, kann man auch manuell betätigbare Potentiometer zum Einstellen der Sollsignale 0 und I vorsehen. Beispielshalber ist der Befehlslogikmodul 17 derart ausgelegt, daß er ein in den Fig. 7A bis 7E dargestelltes Programm vorsieht, nach dem der angetriebene Motor M,. für Drehzahlen von 0 bis 1,0 Drehzahleinheiten ein konstantes Drehmoment und für Drehzahlen oberhalb von 1,0 Drehzahleinheiten eine konstante Leistung entwikkelt. Die in der Fig. 7 (Fig. 7A bis 7E) gezeigten voll ausgezogenen Linien stellen die Beziehungen zwischen der Drehzahl und dem Betrag der angegebenen Signale und Parameter dar, und zwar für einen Zustand, bei dem das vom Bedienungsmann gesteuerte Eingangssignal auf ein gewünschtes Drehmoment von 1,0 Drehmomenteinheiten eingestellt ist. Wie man sieht, bleibt das Sollstromsignal I im wesentlichen in dem gesamten dargestellten Drehzahlbereich konstant, während das Sollflußsignal 0 nur unterhalb einer Drehzahl von 1,0 Drehzahleinheiten konstantgehalten wird und bei Drehzahlen oberhalb dieses Drehzihleckpunktes mit zunehmender Drehzahl hyperbolisch abnimmt. Die unterbrochenen Linien zeigen die Kennlinien für ein vom Bedienungsmann eingestelltes Eingangssteuersignal von 0,5 Drehmonenteinheiten. Zum Aufbau des Befehlslogikmoduls 17 kann man bekannte Funktionsgeneratorverfahren und entsprechende Schaltungen heranziehen, die dann in Übereinstimmung" mit den in d?n Fig. 7A, 7B und 7C darge-Setpoint flow signal and the setpoint current signal in correspondence to change and coordinate with a predetermined plan so that the motor is able to achieve a desired speed-torque curve to be observed. To achieve this, the command logic module 17 receives a feedback signal that represents the actual speed of the motor and comes from the tachometer generator 24. It should be noted that any predetermined strategy can be built into the command logic module 17, depending on the desired operating characteristics depends on which the motors to be controlled are to offer. If desired, you can also do this manually Provide actuatable potentiometers for setting the setpoint signals 0 and I. By way of example is the command logic module 17 designed such that it provides a program shown in FIGS. 7A to 7E, according to which the driven Motor M ,. for speeds from 0 to 1.0 speed units constant torque and constant power for speeds above 1.0 speed units. The solid lines shown in Fig. 7 (Figs. 7A to 7E) represent the relationships between the Speed and the amount of the specified signals and parameters, for a state in which the from Operator controlled input signal set to a desired torque of 1.0 torque units is. As can be seen, the setpoint current signal I remains essentially in the entire speed range shown constant, while the desired flow signal 0 is kept constant only below a speed of 1.0 speed units and at speeds above this rotational speed corner point decreases hyperbolically with increasing speed. The broken lines show the characteristics for an input control signal set by the operator of 0.5 torque units. Known function generator methods can be used to set up the command logic module 17 and use corresponding circuits, which are then shown in accordance "with the in d? n Fig. 7A, 7B and 7C.

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stellten Plänen oder in Übereinstimmung mit einer anderen gewünschten Steuerstrategie Ausgangssignale liefern.provide output signals in accordance with any other desired control strategy.

In der beschriebenen Motorsteueranordnung wird eine stabile Arbeitsweise der Wechselstrom-Induktionsmotoren erreicht, ohne daß auf die Gleichrichterspannungssteuerung zurückgegriffen werden muß, und zwar durch Steuerung der Statorerregerfrequenz als Funktion des Motorflusses. Ein beachtlicher Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß man eine Vielzahl von stromgesteuerten Wechselrichter-Motor-Sätzen von einer einzigen, gemeinsamen phasengesteuerten GIeichrichterschaltung parallel betreiben kann, wobei unter intensiver Ausnutzung der Leistungskomponenten des phasengesteuerten Gleichrichters während des Betriebs eine sehr gute Wirtschaftlichkeit und hohe Effizienz erzielt werden. Ein weiterer Vorteil der Anordnung ist darin zu sehen, daß der Betrieb nicht auf einen Bereich von Betriebscharakteristiljen des phasengesteuerten Gleichrichters beschränkt ist, wo Änderungen der Gleichrichterausgangsspannung für Stabilisationszwecke zur Verfügung gestellt werden müssen, und daß der phasengesteuerte Gleichrichter bei einem solchen Zündwinkel für seine steuerbaren elektrischen Ventile betrieben werden kann, bei dem eine maximale Gleichspannung auftritt. Diese Vorteile beruhen darauf, daß die stabile Arbeitsweise des Systems durch Steuerung des Flußpegels jedes Motors über den betreffenden Frequenzregelrückführkanal jedes Motors getrennt aufrechterhalten wird.In the described motor control arrangement, the AC induction motors operate in a stable manner achieved without affecting the rectifier voltage control must be resorted to by controlling the stator excitation frequency as a function of the motor flux. A significant advantage of this arrangement is that you can have a variety of current-controlled Operate inverter-motor sets in parallel from a single, common phase-controlled rectifier circuit can, taking full advantage of the power components of the phase-controlled rectifier very good economy and high efficiency can be achieved during operation. Another advantage The arrangement can be seen in that the operation is not limited to a range of operating characteristics of the phased-actuated Rectifier is restricted where changes in rectifier output voltage for stabilization purposes must be made available, and that the phase-controlled rectifier at such an ignition angle can be operated for its controllable electric valves, in which a maximum DC voltage occurs. These advantages are due to the fact that the stable operation of the system by controlling the flow level of each Motor is maintained separately via the relevant frequency control feedback channel of each motor.

Die Gesamtwirkung der oben angegebenen Vorteile besteht darin, daß das Gesamtantriebssystem derart betrieben werden kann, daß der Spannungssteuerrückführkanal des Systems im wesentlichen auf Systemänderungen nicht anspricht, so daß das Antriebssystem bei gesättigten Spannungspegeln gefahren werden kann. Die Stabilisation des Gesamts3/-stems wird durch Regelung der Fluxßpegel der ein-The overall effect of the advantages noted above is to have the overall propulsion system operated in this manner the system voltage control feedback channel may become substantially unresponsive to system changes, so that the drive system can be operated at saturated voltage levels. The stabilization of the Overall s3 / -stems is determined by regulating the flux level of the individual

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zelnen Motoren durch die Rückführsteuerung der Frequenz der Erregerströiae erreicht, die den Statoren der einzelnen Motoren zugeführt werden. Infolge dieser Eigenschaft ist es möglich, eine einzige phasengesteuerte Gleichrichterschaltung zu verwenden, um eine Vielzahl von Wechselrichter-Motor-Sätzen wirtschaftlich und effizient bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung einer stabilen Arbeitsweise von allen Motoren des gesamten Antriebssystems zu betreiben. Darüberhinaus wird ermöglicht, daß alle Komponenten des Antriebssystems, insbesondere des Wechselrichters, bei ihren maximalen Nennwerten oder Nenndaten betrieben werden und daß selbst bei transienten Abfällen oder Einbrüchen der Speisespannung eine stabile Arbeitsweise sichergestellt ist. Die Möglichkeit, die Motorsteueranordnung mit einem voll eingeschalteten, phasengesteuerten Gleichrichter zu betreiben, ohne daß dabei die Stabilität des Antriebssystems gefährdet wird, führt ferner zu einer Verbesserung des Leistungsfaktors und zu einer Verminderung des Fernsprechstörfaktors.Individual motors achieved by feedback control of the frequency of the excitation currents that the stators of each Motors are fed. As a result of this property it is possible to have a single phase-controlled rectifier circuit to use to make a variety of inverter motor sets economical and efficient while maintaining a stable way of working operated by all motors of the entire drive system. In addition, it is made possible that all components of the drive system, in particular the inverter, at their maximum nominal values or nominal data operated and that even with transient waste or dips in the supply voltage, stable operation is ensured. The possibility of the engine control arrangement to operate with a fully switched on, phased rectifier without affecting the stability of the drive system is endangered, also leads to an improvement in the power factor and to a Reduction of the telephone interference factor.

Von Vorteil ist auch die Vielseitigkeit der beschriebenen Motorsteueranordnung. Das Drehmoment, das sowohl vom Strom als auch vom Fluß abhängt, kann man dadurch steuern, daß entweder das Sollstromsignal I oder das Sollflußsignal 0 jeweils alleine oder zusammen geändert v/erden. Welche dieser Alternativen in der Praxis ausgewählt wird, hängt von den ZwischenbeZiehungen der Komponenten und der Parameter des Gesamtsystems ab. Wenn beispielsweise von einem Wechselrichter Gebrauch gemacht wird, dessen Kommutierungsvermögen sich mit dem Belastungsstrom ändert, wird durch die Möglichkeit einer fehlerhaften Kommutation bei relativ niedrigem Drehmoment und hoher Drehzahl die Vervrendung des Stromes allein zur Drehmomentsteuerung eingeschränkt. Da die im Motor erzeugte Wärme und die Verluste im Antriebssystem Funktionen vom Quadrat des Stromes sind, kann es andererseitsThe versatility of the engine control arrangement described is also advantageous. The torque that both Depending on the stream as well as the river, one can thereby control that either the desired current signal I or the desired flow signal 0 changed individually or together v / earth. Which of these alternatives is chosen in practice depends on the interrelationships of the Components and the parameters of the overall system. For example, if an inverter is used whose commutation capacity changes with the load current, is due to the possibility of a faulty Commutation at relatively low torque and high speed is the use of the current solely for the purpose Torque control restricted. Because the heat generated in the engine and the losses in the drive system functions are of the square of the current, on the other hand it can

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unerwünscht sein, den Fluß alleine zur Drehmomentsteuerung heranzuziehen und mit verhältnismäßig niedrigen Drehmomentpegeln bei konstantem Strom zu arbeiten.It may be undesirable to use the flux for torque control alone and with relatively low torque levels to work at constant current.

Die besondere ausgewählte Steuerstrategie bestimmt die Konstruktion des Befehlslogikmoduls 17. Eine Möglichkeit der Steuerstrategie wurde beispielshalber an Hand der Fig. 7 erläutert. Die unterbrochenen Linien geben in der Fig. 7 einen typischen Plan für das Sollstromsignal I_ und das Sollflußsignal 0_ für verschiedene Drehzahlen bei einem auf 0,5 Drehmomenteinheiten herabgesetzten Eingangssignal an, das durch den Bedienungsmann eingestellt wird. Es ist augenscheinlich, daß das Sollstromsignal oder Stromsteuersignal der Quadratwurzel aus dem Eingangssignal proportional ist. Das Sollflußsignal oder Flußsteuersignal ist ebenfalls der Quadratwurzel aus dem Eingangssignal proportional, ändert sich jedoch, für Drehzahlen oberhalb einer gewissen Eckpunktdrehzahl (die hier mit 1,0 Drehzahleinheiten angegeben ist, aber durchaus auch höher oder niedriger sein kann) zusätzlich als eine Umkehrfunktion von der Drehzahl. Durch Verwendung der Quadratwurzerbeziehungen (oder ihrer Äquivalente) wird das Drehmoment direkt proportional zum Wert des Eingangssignals gehalten und ändert sich oberhalb der Eckpunktdrehzahl umgekehrt mit der Drehzahl. Es sei bemerkt, daß sich die Schlupffrequenz-Drehzahl-Kennlinie des Motors mit dem Eingangssignal nicht ändert und daß für irgendeine vorgegebene Drehzahl die Schlupffrequenz stets die gleiche bleibt, gleichgültig ob das Drehmoment 0,5 oder 1,0 Drehmomenteinheiten beträgt.The particular control strategy selected determines the construction of the command logic module 17. One possibility the control strategy was explained by way of example with reference to FIG. 7. The broken lines indicate in the 7 shows a typical plan for the setpoint current signal I_ and the desired flow signal 0_ for different speeds an input signal reduced to 0.5 torque units set by the operator. It is evident that the desired current signal or current control signal the square root of the input signal is proportional. The desired flow signal or flow control signal is also proportional to the square root of the input signal, but changes for speeds above a certain corner point speed (which is specified here with 1.0 speed units, but also higher or can be lower) additionally as an inverse function of the speed. Using the square root relationships (or their equivalents) the torque is kept directly proportional to the value of the input signal and changes above the corner point speed inversely with the speed. It should be noted that the slip frequency-speed characteristic of the motor with the input signal does not change and that for any given Speed, the slip frequency always remains the same, regardless of whether the torque is 0.5 or 1.0 torque units.

Bei dem in allen Ausführungsbeispielen benutzten Leistungsgleichrichter 11 handelt es sich vorzugsweise um einen autosequentiell kommutierten, gesteuerten Stromwechselrienter. Eine bevorzugte Ausxührungsform eines solchen Wechselrichters ist in der Fig. 6 dargestellt. Der inThe power rectifier 11 used in all the exemplary embodiments is preferably around an auto-sequentially commutated, controlled current alternation rient. A preferred embodiment of such an inverter is shown in FIG. The in

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der Fig. 6 gezeigte Gleichrichter 12 stellt einen üblichen, phasengesteuerten Gleichrichter dar, wie er beispielsweise im Kapitel 3 der bereits erwähnten Druckschrift "Principles of Inverter Circuit" von Bedford und Hoft, beschrieben ist. Andererseits kann man auch einen Gleichstromzerhacker benutzen, und zwar von der Art, wie es im Kapitel 10 der genannten Druckschrift von Bedford und Hoft beschrieben ist, oder von der Art, die aus dem Kapitel 13 der noch später im einzelnen aufgeführten Druckschrift "SCR Manual" der General Electric bekannt ist. Es stehen somit zahlreiche Gleichrichterarten zur Verfügung, die für die Wechselrichter-Motor-Sätze einen gesteuerten Gleichstrombetrag zur Verfügung stellen. Der am Ausgang des phasengesteuerten Gleichrichters 12 auftretende, betragsmäßig gesteuerte Gleichstrom wird über die Drosselspule 13 und einen Leiter 10 dem autosequentiell kommutierten, gesteuerten Stromwechselrichter 11 zugeführt.the rectifier 12 shown in FIG. 6 represents a conventional, phase-controlled rectifier, such as, for example in Chapter 3 of the aforementioned "Principles of Inverter Circuit" by Bedford and Hoft, is described. On the other hand, you can also do one Use DC choppers of the type described in Chapter 10 of the cited Bedford reference and Hoft, or of the kind set forth in Chapter 13 of those detailed later Document "SCR Manual" known to General Electric. There are therefore numerous types of rectifiers available That provide a controlled amount of direct current for the inverter motor sets. Of the Amount-controlled direct current occurring at the output of the phase-controlled rectifier 12 is via the choke coil 13 and a conductor 10 to the auto-sequentially commutated, controlled current inverter 11 fed.

Da es sich bei dem Induktionsmotor tlj vorzugsweise um einen Dreiphasen-Käfigläufermotor handelt, enthält der Leistungsgleichrichter 11 drei getrennte Serienzweigunterschaltungen zum Speisen der drei Phasenwicklungen, wobei die Serienzweigunterschaltungen als Parallelschaltungen an die Drosselspule 13 und den Leiter 10 angeschlossen sind. Der erste Serienzweig enthält ein steuerbares elektrisches Ventil SCR,, (beispielsweise einen steuerbaren Siliciuinthyristor) und eine Diode D^ sowie eine Diode D. und ein steuerbares elektrisches Ventil SCR.. Diese Bauelemente sind in der genannten Folge in Reihe zueinander geschaltet. Der zweite Serienzweig enthält in entsprechender Weise ein steuerbares elektrisches Ventil SCRp, eine Diode D₂, eine Diode D_r und ein elektrisches steuerbares Ventil SCRj-. Gleichermaßen weist der dritte Serienzweig ein steuerbares elektrisches Ventil SCR-, eine Diode D,, eine Diode Dg und ein steuerbares elektrisches Ventil SCRg auf. An nicht dar~Since the induction motor tlj is preferably a three-phase squirrel cage motor, the power rectifier 11 contains three separate series branch subcircuits for feeding the three phase windings, the series branch subcircuits being connected as parallel circuits to the choke coil 13 and the conductor 10. The first series branch contains a controllable electrical valve SCR ,, (for example a controllable Siliciuinthyristor) and a diode D ^ and a diode D. and a controllable electrical valve SCR .. These components are connected in series with one another in the sequence mentioned. The second series branch contains in a corresponding manner a controllable electrical valve SCRp, a diode D ₂ , a diode D _r and an electrically controllable valve SCRj-. The third series branch likewise has a controllable electrical valve SCR-, a diode D ,, a diode Dg and a controllable electrical valve SCRg. At not dar ~

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gestellte Statorwicklungen des Dreiphasen-Induktionsmotors M₁ angeschlossene Motoreingangsleitungen 7, 8 und 9 führen zum Verbindungspunkt zwischen den Dioden D^ und D^, zum Verbindungspunkt zwischen den Dioden Dp und D,- und zum Verbindungspunkt zwischen den Dioden D^ und Dg. Kommutierungskondensatoren CL bis C,- dienen dazu, um ein jeweils leitendes Ventil beim Zünden des nächsten Ventils in der Folge in den gesperrten Zustand zu kommutieren. Zu diesem Zweck ist der Kommutierungskondensator C, zwischen den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCR,, mit der Anode der Diode D₁ und den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCR₂ mit der Anode der Diode Dp geschaltet. In ähnlicher Weise ist der Kommutierungskondensator Cp zwischen den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCRp mit der Anode der Diode Dp und den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCR, mit der Anode der Diode D₇ geschaltet. Der Kommutierungskondensator C^ ist zwischen den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCR,, mit der Anode der Diode D,. und den Verbindungspunkt der Kathode des Ventils SCR-, mit der Anode der Diode D^Asked stator windings of the three-phase induction motor M ₁ connected motor input lines 7, 8 and 9 lead to the connection point between the diodes D ^ and D ^, to the connection point between the diodes Dp and D, - and to the connection point between the diodes D ^ and Dg. Commutation capacitors CL to C, - are used to commutate a respective conductive valve when the next valve is triggered in the sequence into the blocked state. For this purpose, the commutation capacitor C is connected between the connection point of the cathode of the valve SCR ,, with the anode of the diode D ₁ and the connection point of the cathode of the valve SCR ₂ with the anode of the diode Dp. Similarly, the commutation capacitor Cp is connected between the connection point of the cathode of the valve SCRp with the anode of the diode Dp and the connection point of the cathode of the valve SCR with the anode of the diode D ₇ . The commutation capacitor C ^ is between the connection point of the cathode of the valve SCR ,, with the anode of the diode D ,. and the connection point of the cathode of the valve SCR-, with the anode of the diode D ^

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geschaltet. Die Kommutierungskondensatoren Ci bis Cg sind in bezug auf die Ventile SCR^ bis SCRg und die Dioden D^ bis Dg in ähnlicher Weise geschaltet, wie es aus der Fig. 6 hervorgeht.switched. The commutation capacitors Ci to Cg are with respect to the valves SCR ^ to SCRg and the diodes D ^ switched to Dg in a manner similar to that shown in the Fig. 6 is evident.

Beim Betrieb mit einer Frequenz, die durch das am Ausgang der Summierschaltung 23 (Fig. 1) oder am Ausgang einer ähnlichen Frequenzsteuersignalerzeugungsschaltung auftretende und aufgrund der Erfindung abgeleitete Frequenzsteuersignal '(O bestimmt ist, werden die Wechselrichterventile zyklisch in der folgenden Sequenz gezündet: SCR₁, SCRg, SCR₂, SCR_/+, SCR^, SCR₅, SCR₁. Unter der Annahme, daß%die MotorStatorwicklungen als Deltaschaltung ausgebildet sind (eine Sternschaltung ist ebenfalls möglich) , wird der Erregerstrom zunächst einer Phase-A-Wicklung des Motors M₁ zugeführt, und zwar übar das Ventil When operating at a frequency which is determined by the frequency control signal '(O occurring at the output of the summing circuit 23 (FIG. 1) or at the output of a similar frequency control signal generating circuit and derived on the basis of the invention, the inverter valves are cyclically fired in the following sequence: SCR ₁ , SCRg, SCR ₂ , SCR _{/ +} , SCR ^, SCR ₅ , SCR _1. Assuming that the motor stator windings are designed as a delta connection (a star connection is also possible), the excitation current is initially a phase A winding of the Motor M ₁ supplied, namely übar the valve

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, die Diode D₁, die Leitung 7, die Leitung 9, die Diode Dr- und das Ventil SCR-, Beim Zünden des Ventils SCR,- veranlaßt die Spannung am Komniutierungskondensator Cr-, da:3 das Ventil SCRr- automatisch gesperrt wird. Wenn dann später das Ventil SCRp gezündet wird, veranlaßt die Spannung am Kommutierungskondensator C₁, daß das Ventil SCR₁ automatisch gesperrt wird. Man sieht somit, daß der Erregungsstromfluß durch eine Phasenwicklung automatisch beendet und ein neuer Strompfad durch die nächste Phasenwicklung über das Ventil SCRp, die Diode Dp, die Leitung 8, die nächste Phasenwicklung, die Leitung 9, die Diode D- und das Ventil SCRg erstellt wird. In ähnlicher Weise wird nach einem geeigneten Stromleitintervall das Ventil SCRr gezündet, wobei automatisch und sequentiell das Ventil SCRg abgeschaltet wird. Damit wird die Erregung der dritten Phasenwicklung eingeleitet und der Stromfluß durch eine vorangegangene Phasenwicklung beendet. Die Frequenz des Zündens und autosequentiellen Abschaltens der Ventile in dieser Weise entspricht der Betriebsfrequenz des Leistungswechselrichters 11 und bestimmt die Frequenz des den Statorwicklungen des Motors M₁ zugeführten Erregerstroms., the diode D ₁ , the line 7, the line 9, the diode Dr- and the valve SCR-, When the valve SCR is ignited, the voltage on the commutation capacitor Cr- causes: 3 the valve SCRr- is automatically blocked. If the valve SCRp is then ignited later, the voltage on the commutation capacitor C ₁ causes the valve SCR _{1 to be} automatically blocked. It can thus be seen that the excitation current flow through a phase winding automatically terminates and a new current path is created through the next phase winding via valve SCRp, diode Dp, line 8, the next phase winding, line 9, diode D- and valve SCRg will. In a similar way, after a suitable current conducting interval, the valve SCRr is ignited, the valve SCRg being switched off automatically and sequentially. This initiates the excitation of the third phase winding and terminates the flow of current through a preceding phase winding. The frequency of ignition and auto-sequential switching off of the valves in this way corresponds to the operating frequency of the power inverter 11 and determines the frequency of the excitation current supplied to _{the stator windings of the motor M 1.}

Es sind nichtdargestellte Torzündschaltungen vorgesehen, die das am Ausgang der Summierschaltung 23 auftretende Frequenzsteuersignal Cö .. in einen geeigneten Impuls- zug von zyklischen Zündsignalen umformen, um die Ventile SCR in der beschriebenen Weise zu zünden. Für diesen Zweck geeignete Torzündschaltungen sind im Kapitel 4 "Gate Trigger Characteristics, Ratings and Methods", der Druckschrift "SCR Manual", 5.Auflage, herausgegeben von The Semi-Conductor Products Department of the General Electric Company, Electronics Park, Syracuse, New York, 1972, beschrieben.Gate ignition circuits, not shown, are provided which convert the frequency control signal Cö .. occurring at the output of the summing circuit 23 into a suitable pulse train of cyclical ignition signals in order to ignite the valves SCR in the manner described. Gate ignition circuits suitable for this purpose are described in Chapter 4 "Gate Trigger Characteristics, Ratings and Methods" of the publication "SCR Manual", 5th edition, published by The Semi-Conductor Products Department of the General Electric Company, Electronics Park, Syracuse, New York, 1972.

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±n der Fig. 2 ist ein schenatisches Funktionsblockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Induktionsmotor-Steueranordnung dargestellt. In der Fig. 2 sind drei Wechselrichter-Motor-Sätze MJ, Kl und Mi des Motorantriebssystems gezeigt. Da die Steuerelemente, die jedem der weiteren 'Wechselrichter-Motor-Sätze ΜΛ und Mi zugeordnet sind, bezüglich ihres Aufbaus und ihrer Funktion identisch mit den Steuerelementen sind, die für den Wechselrichter-Motor-Satz MJj mit dem Induktionsmotor M^ benutzt werden, sind die Steuerelemente der Wechselrichter-Motor-Sätze ΜΛ und Mi im einzelnen nicht dargestellt.2 shows a schematic functional block diagram of a further exemplary embodiment of an induction motor control arrangement designed according to the invention. In Fig. 2, three inverter-motor sets MJ, Kl and Mi of the motor drive system are shown. Since the control elements that are assigned to each of the other 'inverter motor sets ΜΛ and Mi are identical in terms of their structure and function to the control elements that are used for the inverter motor set MJj with the induction motor M ^ the control elements of the inverter motor sets ΜΛ and Mi are not shown in detail.

Die nicht gezeigte Statorwicklung des Induktionsmotors M^ wird vom Wechselrichter 11 gespeist, der auch bei diesem Ausführungsbeispiel vorzugsweise als autosequentiell kommutierter, gesteuerter Stromwechselrichter nach Art der Fig. 6 ausgebildet ist. Der Wechselrichter 11 wird mit einem spannungsveränderlichen Gleichstrom gespeist, der von dem phasengesteuerten Gleichrichter 12 stammt und über die Drosselspule 13 und einen Leiter 10 zugeführt wird. Mehrere Motorflußfühlspulen 0., 0_ß und 0£ sind im Stator des Induktionsmotors M^ in einer solchen Weise angeordnet, daß sie den tatsächlichen Wert des elektromagnetischen Flusses abtasten, der im Stator-Rotor-Spalt des Motors erzeugt wird. Bezüglich einer genaueren Beschreibung des Aufbaus und der Arbeitsweise der Motorflußfühlwicklungen wird auf die DT-OS 2 551 671 verwiesen. Die an den Ausgängen der Motorflußfühlwicklungen 0., 0_ß und 0_C auftretenden Flußsignale werden über Integrierschaltungen 51, 52 und 53 einem Gleichrichter und einem Mittelwertbildungsnetzwerk 60 zugeführt, das dann an seinem Ausgang das Istflußsignal 0. abgibt, das den integrierten und gemittelten tatsächlichen Wert des elektromagnetischen Flusses darstellt, der im Rotor-Stator-Spalt des Induktionsnotors Ilj auftritt. Dieses Istflußsignal 0..The stator winding, not shown, of the induction motor M ^ is fed by the inverter 11, which in this exemplary embodiment is also preferably designed as an auto-sequentially commutated, controlled current inverter according to the type of FIG. The inverter 11 is fed with a voltage-variable direct current which originates from the phase-controlled rectifier 12 and is supplied via the choke coil 13 and a conductor 10. A plurality of motor _{flux sensing coils 0, 0 ß} and 0 £ are arranged in the stator of the induction motor M ^ in such a way that they sense the actual value of the electromagnetic flux generated in the stator-rotor gap of the motor. For a more detailed description of the structure and mode of operation of the motor flux sensing windings, reference is made to DT-OS 2 551 671. The flux signals occurring at the outputs of the motor _{flux sensing windings 0, 0 ß} and 0 _C are fed via integrating circuits 51, 52 and 53 to a rectifier and an averaging network 60, which then emits the actual flux signal 0 at its output, which contains the integrated and averaged actual value represents the electromagnetic flux that occurs in the rotor-stator gap of the induction motor IIj. This actual flow signal 0 ..

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wird dann dem einen Eingang der ersten Summierschaltung zugeführt.then becomes one input of the first summing circuit fed.

Weiterhin wird einem Eingang der ersten Summierschal tung 19 das Sollflußsignal 0 zugeführt, das von einem Befehlslogikmodul 21 stammt. Die erste Summierschaltung 19 vergleicht das Sollflußsignal mit dem gemessenen Istflußsignal und liefert an ihrem Ausgang ein Flußfehlersignal 0 . Dieses Flußfehlersignal wird über ein herkömm-Furthermore, one input is the first summing scarf device 19 is supplied with the desired flow signal 0, which originates from a command logic module 21. The first summing circuit 19 compares the desired flow signal with the measured actual flow signal and delivers a flow error signal at its output 0. This flow error signal is transmitted via a conventional

titi

liches Proportional- und Integralkompensatornetzwerk 22 dem Vorzeichenumkehrer 20 zugeführt, an dessen Ausgang dann das Schlupffrequenzsignal CO„j^ .auftritt, das einen gewünschten Wert der Schlupffrequenz für den Betriebszustand des Motors ML darstellt. Das Schlupffrequenzsignal %li ^v/^-^r(* zusammen mit dem Rotorfrequenzsignal W . an die zweite Summierschaltung 23 gelegt. Das Rotorfrequenz- · signal cy . stellt die tatsächliche Motordrehzahl dar und stammt vom Tachogenerator 24 oder einer anderen geeigneten Drehzahlfühleinrichtung. Die zweite Summierschaltung addiert das Istdrehzahlsignal oder Rotorfrequenzsignal ö mit dem gewünschten Schlupf frequenzsignal ft?_s-]i» um an ihrem Ausgang das Frequenzsteuersignal $> . abzugeben, das zur Steuerung der Betriebsfrequenz des Leistungswechselrichters 11 benutzt wird. Auf diese Weise wird der vom Motor M^ erzeugte Flußpegel geregelt, um für den Motor I»L einen stabilen Betriebszustand aufrecht zu erhalten. Die Betriebsweise von jede.m der anderen einzelnen Wechselrichter-Motor-Sätze M£ und M4 wird in ähnlicher Weise ebenfalls stabilisiert.Lich proportional and integral compensator network 22 is supplied to the sign inverter 20, at the output of which the slip frequency signal CO "j ^ appears, which represents a desired value of the slip frequency for the operating state of the motor ML. The slip frequency signal% li ^{v /} ^ - ^{r (} * applied together with the rotor frequency signal W. To the second summing circuit 23. The rotor frequency signal cy. Represents the actual engine speed and comes from the tachometer generator 24 or another suitable speed sensing device. The second summing circuit adds the actual speed signal or rotor frequency signal ö with the desired slip frequency signal ft? _s -] i »in order to output the frequency control signal $> Flux level regulated in order to maintain a stable operating state for the motor I »L. The mode of operation of each of the other individual inverter-motor sets M £ and M4 is likewise stabilized in a similar manner.

Um den Leistungspegel oder das· Drehmoment zu steuern, das vom Motor M^ und von den im einzelnen nicht dargestellten Motoren IV^ und M, der Wechselrichter-Motor-Sätze MJj, M£ und IU entwickelt wird, ist jedem der Motoren eine Dr ehrnoraentrückf uhr schal tung 21 zugeordnet. Die Drehmoraenfcrückführschaltung 21 erhält eine Gruppe vonTo control the power level or torque, that of the engine M ^ and of those not shown in detail Motors IV ^ and M, the inverter motor sets MJj, M £ and IU is each of the engines a rotary norm return circuit device 21 is assigned. the Torque feedback circuit 21 receives a group of

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EingangsSignalen, die von den Flußsignalintegrierschaltungen 51, 52 und 53 stammen und über Leitungen 54, 5^ und 5β zugeführt werden. Die Drehmomentrückführschaltung 31 hat eine zweite Gruppe von Eingangsanschlüssen, an die die Eingangssignale von einem Stromfühler 32 gelegt werden, der den tatsächlichen ¥ert des StatorerregerStroms abfühlt, der den Statorwicklungen des betreffenden Induktionsmotors zugeführt wird. Der Stromfühler gibt Ausgangssignale ab, die die tatsächlichen Werte der Statorerregerwicklungsströme darstellen. Die Drehmomentrückführschaltung 31 arbeitet derart, daß sie den abgefühlten tatsächlichen Wert der Stromsignale mit dem zugehörigen tatsächlich abgefühlten Wert der Flußsignale kombiniert und an ihrem Ausgang einen abgefühlten tatsächlichen Wert eines Drehmomentsignals abgibt, beispielsweise des Drehmomentsignals T^. Bezüglich der genaueren Arbeitsweise und des genaueren Aufbaus der Dr ehmoin entrückführ schaltung 31 wird auf die DT-OS 2 615 782 verwiesen.Input signals which originate from the flow signal integrating circuits 51, 52 and 53 and are supplied via lines 54, 5 ^ and 5β. The torque feedback circuit 31 has a second group of input connections to which the input signals are applied from a current sensor 32 which senses the actual value of the stator excitation current which is fed to the stator windings of the induction motor in question. The current sensor emits output signals that represent the actual values of the stator excitation winding currents. The torque feedback circuit 31 operates in such a way that it combines the actual sensed value of the current signals with the associated actually sensed value of the flux signals and outputs at its output a sensed actual value of a torque signal, for example the torque signal T ^. Reference is made to DT-OS 2 615 782 with regard to the more precise mode of operation and the more precise structure of the Dr ehmoin entrückführ circuit 31.

Die Dr ehmomentrückf uhr signale T^ , T^₂ ^und %/rx ^von allen Wechselrichter-Motor-Sätzen werden einem Mittelwertbildungsnetzwerk 33 zugeführt, das an seinem Ausgang ein gemitteltes, tatsächliches Drehmomentrückführsignal T_& abgibt, das als Istdrehmomentsignal einem Eingang einer Drehmoment summier schaltung 34 zugeführt wird. Der Drehmomentsummi er schaltung 34 wird noch ein - Solldrehmomentsignal T von dem Befehlslogikmodul 21 zugeführt. Die Summierschaltung 34 vereint die beiden ihr zugeführten Drehmomentsignale und gibt an ihrem Ausgang ein Drehmomentfehlersignal T ab. Das Drehmomentfehlersignal T wird einer üblichen Proportionalsteuer-Kompensatorschaltung 36 zugeführt, an dersn Ausgang dann ein Spannungssteuersignal Y_R auftritt, das zur Steuerung der Ausgangsspannung des Gleichrichters 12 an diesen phasengesteuerten Gleichrichter 12 gelegt wird. Damit wird der Betrag oder die Größe des Gleichstroms gesteuert, der den Wechselrichter-Mofcor-Sätzen 11}, M£ und M^ zugeführt wird.The torque return signals T ^, T ^ ₂ ^and % / rx ^from all inverter-motor sets are fed to an averaging network 33 which, at its output, _{emits an averaged, actual torque return signal T &} which, as an actual torque signal, is an input of a torque summing circuit 34 is supplied. The Drehmomentsummi he circuit 34 is still a - target torque signal T supplied from the command logic module 21st The summing circuit 34 combines the two torque signals fed to it and emits a torque error signal T at its output. The torque error signal T is fed to a conventional proportional control compensator circuit 36, at the output of which a voltage _{control signal Y R} occurs, which is applied to this phase-controlled rectifier 12 to control the output voltage of the rectifier 12. This controls the amount or magnitude of the direct current that is supplied to the inverter Mofcor sets 11}, M £ and M ^.

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Während des Betriebs der in der Fig. 2 dargestellten Anordnung leiten die Motorflußwicklungen 0., 0_ß und 0_C sowie die daran angeschlossenen dargestellten Flußverarbeitungselemente 46, 48, 50, 51, 52, 53 und 60 einen tatsächlichen Wert des elektromagnetischen Motorflusses ab, also das Istflußsignal 0., das mit dem Sollflußsignal 0 für den betreffenden Betriebszustand des fraglichen Motors verglichen wird. Aufgrund dieses Vergleichsergebnisses leitet die Rückführschaltung mit den Summierschaltungen 19 und 23 sowie dem Kompensatornetzwerk 22 das Frequenzsteuersignal (o · ab, das dem Wechselrichter 11 zur Steuerung zugeführt wird. Auf diese Weise werden die Stator-Rotor-Flußpegel der betreffenden Motoren auf einem vorbestimmten Wert für den besonderen Betriebszustand des betreffenden Motors gehalten. Unabhängig von dieser stabilisierenden Regelungswirkung, die über den Frequenzregelrückführkanal erfolgt, leiten die Drehmomentrückführschaltungen für jeden der Wechselrichter-Motor-Sätze einen abgefühlten tatsächlichen Wert für das Drehmomentrückführsteuersignal ab, das als Istdrehmomentsignal der Summierschaltung 34 im Spannungssteuerkanal zugeführt wird. Das Istdrehmomentsignal T wirdDuring operation of the arrangement shown in FIG. 2, the motor _{flux windings 0, 0 ß} and 0 _C and the flux processing elements 46, 48, 50, 51, 52, 53 and 60 shown connected to them derive an actual value of the electromagnetic motor flux, that is the actual flow signal 0. which is compared with the desired flow signal 0 for the relevant operating state of the motor in question. On the basis of this comparison result, the feedback circuit with the summing circuits 19 and 23 as well as the compensator network 22 derives the frequency control signal (o · which is fed to the inverter 11 for control purposes The particular operating state of the motor in question is maintained. Independently of this stabilizing control effect, which takes place via the frequency control feedback channel, the torque feedback circuits derive a sensed actual value for the torque feedback control signal for each of the inverter-motor sets, which is fed as an actual torque signal to the summing circuit 34 in the voltage control channel The actual torque signal T becomes

dort mit dem Solldrehmomentsignal T verglichen und dasthere compared with the target torque signal T and that

resultierende Drehciomentfehlersignal T wird einem Korapensatornetzwerk zugeführt, um ein spannungssteuerndes Eingangssignal abzuleiten, das unabhängig von dem Stabilisierungseffekt, der auf jeden einzelnen der Induktionsmotoren M^, Mp und M₇ über den jeweils zugehörigen Frequenzregelrückführsteuerkanal einwirkt, die Arbeitsweise des gemeinsamen phasengesteuerten Gleichrichters 12 steuert.The resulting torque error signal T is fed to a Korapensatornetzwerk in order to derive a voltage-controlling input signal that controls the operation of the common phase-controlled rectifier 12 _{independently of the stabilization effect that acts on each of the induction motors M ^, Mp and M 7 via the associated frequency control feedback control channel.}

Die an Hand der Fig. 1 und 2 beschriebenen Motorsteueranordnungen arbeiten im eingeschwungenen oder stationären Zustand zufriedenstellend,, Auf Übergangs zu stände oder transiente Zustände, die eine plötzliche Änderung im Wert des Flußfehlersignals 0 und damit im Frequenzsteuersignal (O^.. hervorrufen, können sie jedoch ungenau anspre-The motor control arrangements described with reference to FIGS. 1 and 2 work satisfactorily in the steady or steady state, on transition to states or transient states that cause a sudden change in the value of the flux error signal 0 and thus in the frequency control signal (O ^ .. , they can but inaccurately responsive

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chen. Bei einem transienten Vorgang besteht die Neigung, daß zwischen der Betriebsfrequenz des Wechselrichters 11 (d.h. der tatsächlichen Frequenz des dein Motor IL· zugeführten Wechselstroms) und der wahren Frequenz des Flusses im Rotor-Stator-Spalt des Motors eine Diskrepanz auftritt. Um den Wirkungen einer solchen Diskrepanz zu begegnen, kann man im Frequenzsteuerrückführkanal der Anordnung zusätzliche !Compensationsschaltungen vorsehen. Wie es aus der Fig. 3 hervorgeht, ist dort eine solche Kompensationsschaltung nach Art eines phasenverriegelten Schleifenumformers vorgesehen.chen. In a transient process, there is a tendency for a discrepancy between the operating frequency of the inverter 11 (ie the actual frequency of the alternating current supplied to the motor IL · ) and the true frequency of the flux in the rotor-stator gap of the motor. In order to counteract the effects of such a discrepancy, additional compensation circuits can be provided in the frequency control feedback channel of the arrangement. As can be seen from FIG. 3, there is provided such a compensation circuit in the manner of a phase-locked loop converter.

In den Fig. 2 und 3 sind gleiche oder ähnliche Teile der Steueranordnung mit denselben Bezugszahlen versehen. Der dargestellte Induktionsmotor M₁ und auch die in dem Antriebssystem vorgesehenen weiteren Induktionsmotoren enthalten Motorflußfühlwicklungen 0*, 0_ß und 0_C, die den tatsächlichen Wert des elektromagnetischen Motorflusses abtasten, der im Rotor-Stator-Spalt der Motoren erzeugt wird. Die von den Abfühlwicklungen 0„, 0_Ώ und 0_P gelieferten Motorflußsignale werden über die Leitungen 46, 48 und 50 sowie die Integrierschaltungen 51» 52 und 53 dem Gleichrichter- und Mittelwertbildungsnetzwerk 60 zugeführt. Das Netzwerk 60 liefert dann das Istflußsignal 0., das den abgefühlten tatsächlichen Motorflußdarstellt, an den einen Eingang der Summierschaltung 19. An den anderen Eingang der Summierschaltung 19 ist das Sollflußsignal 0 gelegt, das von dem Befehlslogikmodul 17 stammt. Die Summierschaltung 19 gibt an ihrem Ausgang das Flußfehlersignal 0 ab. Das Flußfehlersignal 0 wird der üblichen Kompensatorschaltung 22 und dem Vorzeichenumkehrer 20 zugeführt. Als resultierendes Signal wird das Schlupffrequenzsignal 'O)₃₁₁ ' gewonnen, das einen gewünschten Wert für die Schlupf frequenz des Induktionsmotors IL· bei den gerade herrschenden Betriebsbedingungen darstellt. Dieses Schlupffrequenzsignal wird mit dem Rotorfrequenzsignal $>. vereinigt, dasIn FIGS. 2 and 3, the same or similar parts of the control arrangement are provided with the same reference numerals. The illustrated induction motor M ₁ and also the other induction motors provided in the drive system contain motor flux sensing windings 0 * , 0 _ß and 0 _C , which sample the actual value of the electromagnetic motor flux that is generated in the rotor-stator gap of the motors. _{The motor flux signals} supplied by the sensing windings 0 ″, 0 and 0 _P are fed to the rectifier and averaging network 60 via the lines 46, 48 and 50 and the integrating circuits 51 52 and 53. The network 60 then supplies the actual flow signal 0, which represents the sensed actual motor flow, to one input of the summing circuit 19. The desired flow signal 0, which originates from the command logic module 17, is applied to the other input of the summing circuit 19. The summing circuit 19 emits the flow error signal 0 at its output. The flow error signal 0 is fed to the conventional compensator circuit 22 and the sign reverser 20. The slip frequency signal 'O) ₃₁₁ ' is obtained as the resultant signal, which represents a desired value for the slip frequency of the induction motor IL · under the currently prevailing operating conditions. This slip frequency signal is compared with the rotor frequency signal $>. united, that

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vom Tachogenerator 24 stammt. Die Vereinigung wird in einer zweiten Summierschaltung 23 vorgenommen, an deren Ausgang ein gewünschtes Statorerregerfrequenzsteuersignal ¹Q₀ auftritt.comes from the tachometer generator 24. The combination is carried out in a second summing circuit 23, at the output of which a desired stator excitation frequency control signal ¹ Q ₀ occurs.

Das Ausgangssignal, das am Ausgang von irgend einer oder von mehreren der Integrierschaltungen 51 bis 53 auftritt, wird als Eingangssignal einer Umformerschaltung 71 mit phasenverriegelter Schleife zugeführt. Andererseits kann man das Eingangssignal zur Schaltung 71 auch direkt als Spannung an den Leitungen 46 bis 48 abnehmen. Die phasenverriegelte Schleifenumformerschaltung 71 kann in herkömmlicher Weise aufgebaut sein, wie es beispielsweise in einem Aufsatz "Phase-locked loops", Proceedings of the I.E.E.E., Band 63, Nr. 2, Februar 1975, Seiten 291-306, beschrieben ist. Die phasenverriegelte Schleifenumformerschaltung enthält einen geeigneten Phasendetektor und einen spannungsgesteuerten Oszillator. Der Phasendetektor vergleicht die Phase des Eingangssignals ψ., das am Ausgang der Integrierschaltung 51 auftritt, mit der Phase des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators und leitet aufgrund dieses Vergleiches ein FehlersignalThe output signal appearing at the output of any one or more of the integrating circuits 51 to 53 is supplied as an input signal to a converter circuit 71 having a phase-locked loop. On the other hand, the input signal to circuit 71 can also be picked up directly as a voltage on lines 46 to 48. The phase-locked loop converter circuit 71 can be constructed in a conventional manner, as described, for example, in an article "Phase-locked loops", Proceedings of the IEEE, Volume 63, No. 2, February 1975, pages 291-306. The phase locked loop converter circuit includes a suitable phase detector and a voltage controlled oscillator. The phase detector compares the phase of the input signal ψ ., Which occurs at the output of the integrating circuit 51, with the phase of the output signal of the voltage-controlled oscillator and, based on this comparison, transmits an error signal

to ab, das gefiltert und als Steuerspannung dem spanea to that filtered and used as a control voltage for the spanea

nungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators wird dabei in einer solchen Richtung geändert, daß der Phasendifferenzfehler zwischen dem Eingangssignal ψ ^ der Integrierschaltung 51 und dem Ausgangsspannungssignal des spannungsgesteuerten Oszillators vermindert wird. Das Fehlersignal to , dasvoltage controlled oscillator is supplied. The frequency of the voltage controlled oscillator is changed in such a direction that the phase difference error between the input signal ψ ^ of the integrating circuit 51 and the output voltage signal of the voltage controlled oscillator is reduced. The error signal to that

eaea

dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, stellt die Drehfrequenz des Motorflusses dar und wird an einen Eingang einer dritten Summierschaltung 72 gelegt.is fed to the voltage controlled oscillator, represents the rotational frequency of the motor flux and is fed to a Input of a third summing circuit 72 applied.

Die dritte Summierschaltung 72 vergleicht das gewünschte Statorerregerfrequenzsteuersignal Ö_j( das am Ausgang der zweiten Summierschaltung 23 auftritt, mit demThe third summing circuit 72 compares the desired stator excitation frequency control signal Ö _{j (} which occurs at the output of the second summing circuit 23, with the

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Fehlersignal A> . das die tatsächliche Flußfrequenz dar-Error signal A>. that represents the actual flow frequency

eaea

stellt und daher als Istflußfrequenzsignal bezeichnet v/erden kann und das von der phasenverriegelten Schleifenurnformerschaltung 71 stammt. Am Ausgang der Summierschaltung 72 tritt ein Frequenzfehlersignal auf, das einem Kompensatornetzwerk 73 mit einem Verstärkungsfaktor von K^ zugeführt wird. Das kompensierte Frequenzfehlersignal gelangt dann an den einen Eingang einer vierten Summierschaltung 74. An einen anderen Eingang der Summierschaltung 74 wird das gewünschte Frequenzsteuersignal $%" gelegt, so daß am Ausgang der Summierschaltung 74 das Wechselstrom-Frequenzsteuersignal 0> . erscheint, das zur Steuerung der Betriebsfrequenz den Wechselrichter 11 ansteuert. Die Kompensatornetzwerke 22 und 73 sind in üblicher Weise aufgebaut und arbeiten auch in üblicher Weise, um Nichtlinearitäten und Verzögerungen zu korrigieren und zu kompensieren, die sonst die Rückführanordnung beeinträchtigen könnten. Wenn das Kompensatornetzwerk 73 eine Integrierfunktion aufweisen würde, könnte die vierte Suinmierschaltung weggelassen werden.and can therefore be referred to as the actual flux frequency signal and which originates from the phase-locked loop converter circuit 71. A frequency error signal occurs at the output of the summing circuit 72 and is fed to a compensator network 73 with a gain factor of K ^. The compensated frequency error signal then arrives at one input of a fourth summing circuit 74. The desired frequency control signal $% " is applied to another input of the summing circuit 74, so that the AC frequency control signal 0> appears at the output of the summing circuit 74, which is used to control the Operating frequency controls the inverter 11. The compensator networks 22 and 73 are constructed in the usual way and also work in the usual way to correct and compensate for non-linearities and delays which could otherwise affect the feedback arrangement the fourth summing circuit can be omitted.

Für Leistungssteuerzwecke ist ein übliches Stromfühler- und Mittelwertbildungsnetzwerk 75 vorgesehen, das die Beträge der Ströme abtastet, mit denen der Wechselrichter 11 die Statorwicklungen des Induktionsmotors 1L· speist. Das Netzwerk 75 gibt an seinem Ausgang einen gemittelten Istwert der abgefühlten Motorströme an. Dieses Istmotorstromsignal I₀ wird dem einen Eingang der SummierschaltungA conventional current sensor and averaging network 75 is provided for power control purposes, which samples the amounts of the currents with which the inverter 11 feeds the stator windings of the induction motor 1L. The network 75 indicates an averaged actual value of the sensed motor currents at its output. This actual motor current signal I ₀ becomes one input of the summing circuit

eiegg

34 zugeführt, die hier eine Stromsummierschaltung darstellt, An den zweiten Eingang der Summierschaltung wird ein befohlenes Sollmotorstromsignal I_ gelegt, das vom Befehlslogikmodul 17 stammt. Weiterhin erhält die Summierschaltung 34 die Istmotorstrornsignale von allen weiteren Motoren des Antriebssystems. Am Ausgang der Summierschaltung 34 tritt folglich ein Steuersignal auf, das den gewünschten Wert des Motorstroms für alle Motoren des Antriebssystem dar-34, which here represents a current summing circuit. A command is sent to the second input of the summing circuit Setpoint motor current signal I_, which comes from the command logic module 17. The summing circuit also receives 34 the actual motor current signals from all other motors in the drive system. At the output of the summing circuit 34 occurs consequently a control signal that represents the desired value of the motor current for all motors of the drive system.

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stellt. Dieses Motorstromsteuersignal wird über eine herkömmliche Kompensatorschaltung 36 dem phasengesteuerten Gleichrichter 12 zugeführt, um dessen Betriebsweise in Übereinstimmung mit dem kompensierten und korrigierten Wert des Motorstroms zu steuern, der von dem phasengesteuerten Gleichrichter 12 gemeinsam allen Induktionsmotoren zugeführt wird.represents. This motor current control signal is via a conventional Compensator circuit 36 is supplied to the phase-controlled rectifier 12 in order to change its mode of operation in According to the compensated and corrected value of the motor current to be controlled by the phased Rectifier 12 is commonly supplied to all induction motors.

Während des Betriebs arbeitet der Stromfühler- und Rückführpfad mit dem Netzwerk 75, der Summierschaltung 34 und dem Kompensatornetzwerk 36 in einer solchen Weise, daß das von den Motoren entwickelte Drehmoment oder die von den Motoren abgegebene Leistung durch Steuerung der Ausgangsspannung des phasengesteuerten Gleichrichters 12 gesteuert wird. Diese Ausgangsspannung wird allen Leistungswechselrichter- Induktionsmotor-Sätzen in dem Antriebssystem zugeführt. Gleichzeitig wird die Frequenz des den Statorwicklungen jedes einzelnen Induktionsmotors zügeführten Erregerstroms unabhängig gesteuert, und zwar durch den-Flußrückfuhrsteuerkanal, um den Fluß jedes Motors auf einem vorbestimmten Wert zu halten, der für den Betriebszustand des betreffenden Motors geeignet ist. Dies wird bei der Anordnung nach der Fig. 3 zunächst durch Rückführung des ab- · gefühlten tatsächlichen Wertes des Flusses durch die Summierschaltung 19, das Kompensatornetzwerk 22 und die zweite Summierschaltung 23 erreicht, um in der oben beschriebenen Weise das gewünschte Statorerregerfrequenzsignal"u)^x abzuleiten.In operation, the current sense and feedback path with network 75, summing circuit 34 and compensator network 36 operates in such a way that the torque developed by the motors or the power output by the motors is controlled by controlling the output voltage of the phased rectifier 12 . This output voltage is fed to all power inverter induction motor sets in the drive system. At the same time, the frequency of the excitation current supplied to the stator windings of each induction motor is independently controlled by the flux return control channel to maintain the flux of each motor at a predetermined level appropriate for the operating condition of the particular motor. In the arrangement according to FIG. 3, this is first achieved by feeding back the sensed actual value of the flux through the summing circuit 19, the compensator network 22 and the second summing circuit 23 in order to generate the desired stator excitation frequency signal "u) ^x derive.

Bei einer schnellen Veränderung des Flußfehlersignals 0_O gegenüber seinem Minimum- oder Kuliwert tritt eine entsprechende Änderung im Wert des gewünschten Statorerregerfrequenzsignals i$2 auf. Der Fluß in dem Stator-Rotor-Spalt des Motors spricht jedoch auf eine entsprechend schnelle Änderung der tatsächlichen Statorerregerfrequenz nicht spontan an. Die Frequenz des dem Motor zu-In the event of a rapid change in the flux error signal 0 _O compared to its minimum or cool value, a corresponding change in the value of the desired stator excitation frequency signal i $ 2 occurs. However, the flux in the stator-rotor gap of the motor does not respond spontaneously to a correspondingly rapid change in the actual stator excitation frequency. The frequency of the

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geführten Wechselstroms wird daher übergangsmäßig um einen Extrabetrag geändert, der größer als der Betrag der Frequenzänderung ist, der im anschließenden stationären Betrieb mit einem Nullflußfehlersignal erforderlich ist. Diesem Umstand wird bei der Anordnung nach der Fig. 3 durch eine zweite Frequenzregelschleife abgeholfen, in der das Fehlersignal fcj_QO, das die tatsächliche Frequenz desThe conducted alternating current is therefore temporarily changed by an extra amount which is greater than the amount of the frequency change which is required in the subsequent stationary operation with a zero flux error signal. This fact is remedied in the arrangement according to FIG. 3 by a second frequency control _loop in which the error signal fcj QO, which is the actual frequency of the

eaea

Luftspaltflusses angibt, mit dem gewünschten Frequenzsteuersignal "Ct) verglichen wird, um ein Frequenzfehlersignal abzuleiten, das irgendeine Differenz dazwischen angibt. Dieses Frequenzfehlersignal wird in der vierten Summierschaltung 74 mit dem gewünschten Frequenzsteuersignal kompensiert und erneut vereint, um das tatsächliche Wechselstrom-Frequenzsignal oder Frequenzsteuersignal &> . abzuleiten, das zur Steuerung der Betriebsfrequenz des Wechselrichters 11 benutzt wird. Als Ergebnis \tfird die Schaltfrequenz des Wechselrichters übergangsmäßig erhöht oder erniedrigt, wie es erforderlich ist, um das_Frequenzfehlersignal auf Null zu bringen, so daß die tatsächliche Frequenz des Motorflusses regelrecht der gewünschten Statorerregerfrequenz c^ entspricht.Indicating air gap flux is compared with the desired frequency control signal "Ct) to a frequency error signal which indicates any difference therebetween. This frequency error signal is used in the fourth summing circuit 74 compensated with the desired frequency control signal and recombined to form the actual AC frequency signal or frequency control signal &> . derive, which is used to control the operating frequency of the inverter 11. The result is the switching frequency of the inverter is temporarily increased or decreased as necessary to avoid the frequency error signal to bring to zero, so that the actual frequency of the motor flux is downright the desired stator excitation frequency c ^ corresponds.

Aus der vorstehenden Beschreibung der Anordnung nach der Fig. 3 geht hervor, daß irgendeine Differenz zwischen der gewünschten Statorerregerfrequenz und der tatsächlichen Motorflußfrequenz verstärkt und dem gewünschten Frequenzsignal hinzuaddiert wird, um das tatsächliche Statorerregerfrequenzsignal zu bilden, das die Arbeitsfrequenz des Wechselrichters 11 steuert. Dadurch wird der autosequentiell komrautierte, gesteuerte Stromwechselrichter gezwungen, im Motor einen Motorfluß mit der gewünschten Frequenz zu erzeugen, so daß es der SteuerStrategie möglich ist, sowohl während des stationären Zustands als auch während transienter Zustände eine stabile Steuerung des Motors vorzunehmen. Ohne eine übergangsmäßig ansprechende Korapensierschaltung, wie die phasenverriegelteFrom the foregoing description of the arrangement of FIG. 3 it will be apparent that any difference between the desired stator excitation frequency and the actual motor flux frequency and the desired Frequency signal is added to the actual stator excitation frequency signal to form that controls the operating frequency of the inverter 11. This will make the autosequential comrautierte, controlled current inverters forced a motor flux with the desired in the motor Generate frequency so that it is the control strategy stable control is possible both during the steady state and during transient states of the engine. Without a transitionally responsive Korapensierschaltung, such as the phase-locked

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Uniformerschaltung 71, ist es möglich, daß der Motorfluß eine Frequenz hat, die sich von derjenigen Frequenz unterscheidet, die für eine stabile Betriebsweise erforderlich ist. Bei der Anordnung nach der Fig. 3 stellt das Abfühlen sowohl des Motorflußpegels als auch der Motorflußfrequenz sicher, daß in dem angetriebenen Motor ein befohlener Wert des Flusses für einen gegebenen Betriebszustand auftritt.Uniform circuit 71, it is possible that the motor flux has a frequency that differs from the frequency which is necessary for stable operation. In the arrangement of FIG. 3, the sensing Both the motor flux level and the motor flux frequency ensure that there is a commanded value in the motor being driven of the flow occurs for a given operating condition.

In der Fig. 4 ist ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Steueranordnung dargestellt, in der bestimmte Maßnahmen vereint sind, die die Anordnungen nach den Fig. 2 und 3 haben. Bei der Anordnung nach der Fig. 4 stellt das Ausgangssignal der phasenverriegelten Schleifenumformerschaltung 71 die tatsächliche Frequenz des Motorflusses dar und arbeitet mit dem Flußfehlersignal 0 zusammen, und zwar unabhängig von irgendeinem Motordrehzahlfühler, wie dem bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 2 und 3 benutzten Tachogenerator 24. Beim Ausführungsbeispiel nach der Fig. 4 ist die phasenverriegelte Schleifenumformerschaltung 71 eingangsseitig an einen Spannungsfühler 81 angeschlossen, dessen Eingänge mit den Ausgangsklemmen des Wechselrichters verbunden sind, um die Frequenz des Wechselstroms abzufühlen, der dem Stator des Motors M^ zugeführt wird. Die Frequenz dieses Wechselstroms entspricht im allgemeinen der Frequenz der Flußrotation im Stator-Rotor-Spalt innerhalb des Motors. Falls es erwünscht ist, kann der Spannungsfühler 81 ein Volt/Hertz-Netzwerk enthalten. Diese Anordnung steht im Gegensatz zu der Anordnung nach der Fig. 3, bei der das Rückführflußfrequenzsignal vom Ausgang von einer oder mehreren der Motorfluß-, fühlwicklungen 0_A, 0_ß oder 0_C abgeleitet wurde.4 shows a schematic functional block diagram of a further exemplary embodiment of a control arrangement designed according to the invention, in which certain measures are combined which the arrangements according to FIGS. 2 and 3 have. In the arrangement of FIG. 4, the output of the phase-locked loop converter circuit 71 represents the actual frequency of the motor flux and cooperates with the flux error signal 0 independently of any motor speed sensor such as the tachometer generator used in the embodiments of FIGS 24. In the embodiment according to FIG. 4, the phase-locked loop converter circuit 71 is connected on the input side to a voltage sensor 81, the inputs of which are connected to the output terminals of the inverter in order to sense the frequency of the alternating current which is fed to the stator of the motor M ^. The frequency of this alternating current generally corresponds to the frequency of the flux rotation in the stator-rotor gap within the motor. If desired, the voltage sensor 81 can include a volt / hertz network. This arrangement is in contrast to the arrangement of FIG. 3, in which the return flux frequency signal was derived _{from the output of one or more of the motor flux, sense windings 0 A} , 0 _ß or 0 _C.

Der Frequenzsteuerkanal der in der Fig. 4 gezeigten Anordnung arbeitet in einer ähnlichen Weise wie es bereits an Hand der Fig. 3 beschrieben wurde, um ein tatsächlichesThe frequency control channel of the arrangement shown in Figure 4 operates in a similar manner as it already does has been described with reference to Fig. 3 to an actual

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Wechselstrornfrequenzsteuersignal ^₅ . zu liefern, das sich in Abhängigkeit von der Summe des Ausgangssignals ^, der phasenverriegelten Schleifenumformerschaltung und eines Schlupffrequenzabweichungssignals & td_s\-s verändert, das vom Flußfehlersignal 0 abgeleitet ist. Da im stationären Zustand die Motorflußfrequenz mit der Statorerregerstromfrequenz übereinstimmt, haben im stationären Zustand das Signal to ■, das die Betriebsfrequenz des autosequentiell konmutierten, gesteuerten Stromwechselrichters 11 bestimmt, und das Motorflußfrequenzsignal &>_Q„ gleiche Werte. DasAC frequency control signal ^ ₅ . which varies as a function of the sum of the output signal, the phase-locked loop converter circuit and a slip frequency deviation signal & td _s \ -s derived from the flux error signal 0. Since in the steady state the motor flux frequency coincides with the stator excitation current frequency, in the steady state the signal to ■ , which determines the operating frequency of the auto-sequentially mutated, controlled current inverter 11, and the motor flux frequency _{signal &> Q} “have the same values. That

Gelgel

Schlupffrequenzabweichungssignal Λ &>_sij_ ^is^ ⁱⁿ diesem Fall Null. Wenn das Flußbefehls- oder Flußrückführsignal schnell geändert v/erden, veranlaßt der sich ergebende Abweichungswert des Flußfehlersignals, daß das Frequenzsteuersignal 01. die tatsächliche Erregerfrequenz in bezug auf die tatsächliche Flußfrequenz um einen Betrag übergangsmäßig ändert, der von der Abweichungsgröße abhängt. Es sei bemerkt, daß in allen Leistungswechselrichter-Motor-Sätzen des in der Fig. 4 gezeigten Antriebssystems entsprechende Frequenzsteuerkanäle benutzt werden.Slip frequency deviation signal Λ &> _s ^{ij_ is} ^ ^{zero in} this case. When the flux command or flux feedback signal changes rapidly, the resulting deviation value of the flux error signal causes the frequency control signal 01. to transiently change the actual excitation frequency with respect to the actual flow frequency by an amount which depends on the magnitude of the deviation. It should be noted that corresponding frequency control channels are used in all of the power inverter-motor sets of the drive system shown in FIG.

Zusätzlich zu dem oben beschriebenen Unterschied zu der Anordnung nach der Fig. 3 soll erwähnt werden, daß die Anordnung nach der Fig. 4 in ähnlicher Weise wie die Anordnung nach der Fig. 2 von der Drehmomentrückfuhrschaltung 31 in der Regelschleife des phasengesteuerten Gleichrichters. 12 Gebrauch macht, der den Betrag des Gleichstroms bestimmt, der allen Wechselrichter-Motor-Sätzen des Antriebssystems zugeführt wird. Wie es in der DT-OS 2 618 782 im einzelnen ausgeführt ist, wird durch die Verwendung der Drehmomentrückf uhr schaltung 31 in dem Leistungsregelrückführpfad des Systems ein beachtlicher betriebstechnischer Vorteil erzielt. Dies beruht darauf, daß die Drehmomentrückführschaltung 31 ein Drehmomentrückführsignal ableitet, das den batsächlichen Viert des vom Induktionsmotor entwickelten Drehmoments im Gegensatz zu anderen Artan von Rückführschal-In addition to the above-described difference from the arrangement according to FIG. 3, it should be mentioned that the Arrangement according to FIG. 4 in a manner similar to the arrangement according to FIG. 2 of the torque return circuit 31 in the control loop of the phase-controlled rectifier. 12 makes use, which determines the amount of direct current, which is fed to all inverter-motor sets of the drive system. As detailed in DT-OS 2 618 782 is carried out, is through the use of the torque return clock circuit 31 in the power control feedback path of the Systems achieved a considerable operational advantage. This is because the torque feedback circuit 31 derives a torque feedback signal which is the actual Fourth of the torque developed by the induction motor unlike other types of feedback switch

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tungen genauer wiedergibt. Dadurch wird eine genauere Steuerung oder Regelung des von allen Motoren des Antriebssystems entwickelten Drehmoments ermöglicht. Die DrehmomentrückfUhrschaltung 31 kann auch in der in der Fig. 3 dargestellten Anordnung anstelle der dort gezeigten Stromfühlereinrichtung verwendet werden, wobei nur geringfügige Modifikationen an der Anordnung nach der Fig. 3 vorzunehmen sind. Auf diese Weise kann man die Vorteile einer Drehmoraentrückführregelung des von dem gesteuerten Stromwechselrichter gelieferten Stroms zusammen mit all den übrigen Vorteilen der Anordnung nach der Fig. 3 erhalten.more precisely. This enables more precise control or regulation of all of the motors in the drive system developed torque. The torque return circuit 31 can also be used in the Fig. 3 shown arrangement can be used instead of the current sensor device shown there, with only minor modifications to the arrangement according to FIG. 3 are to be made. That way you can get the Advantages of a torque return control of the controlled current inverter supplied current along with all the other advantages of the arrangement of Fig. 3 obtained.

In der Fig. 5 ist ein schematisches Funktionsblockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Stromsteueranordnung nach der Erfindung gezeigt. Bei dem Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 wird wieder der tatsächliche Induktionsmotorfluß abgefühlt und in einem Gleichrichter- und Mittelwertbildungsnetzwerk 60 Verarbeitet, um den gemittelten tatsächlichen Wert des Motorflusses zu erhalten, also das Istflußsignal 0., das der Summierschaltung 19 zugeführt wird. Die Summierschaltung 19 vereinigt den Istwert des Flußrückführsignals 0. mit einem Sollwert des Flußsteuersignals 0_ und leitet ein Flußfehlersignal 0_ ab. Das Flußfehlersignal 0 wird wiederum dem Kompensationsnetzwerk 22 und dem Vorzeichenumkehrer zugeführt, um ein Schlupffrequenzsignal βι> -, . zu erzeugen, das den gewünschten Wert des -Motorschlupfes angibt. Das Motorschlupffrequenzsignal 0>_οΊ· wird dem einen Eingang der zweiten Summierschaltung 23 zugeführt. An dem zweiten Eingang der Summierschaltung 23 ist das Rotorfrequenzsignal to-pi gelegt, das zusammen mit dem Schlupffrequenzsignal gt)_-, . ein nicht kompensiertes gewünschtes Statorerregerfrequenzsteuersignal $> liefert. Dieses Signal wird dann einer Vorhaitkompensatorschaltung 73 zugeführt, um die tatsächliche Frequenz des Wechselstroms zu steuern,5 shows a schematic functional block diagram of a further exemplary embodiment of a current control arrangement according to the invention. In the embodiment according to FIG. 5 , the actual induction motor flux is again sensed and processed in a rectifier and averaging network 60 in order to obtain the averaged actual value of the motor flux, i.e. the actual flux signal 0, which is fed to the summing circuit 19. The summing circuit 19 combines the actual value of the flux feedback signal 0. with a setpoint value of the flux control signal 0_ and derives a flux error signal 0_. The flow error signal 0 is in turn fed to the compensation network 22 and the sign reverser in order to generate a slip frequency signal βι> -,. that specifies the desired value of the engine slip. The motor _{slip frequency signal} 0> οΊ · is fed to one input of the second summing circuit 23. At the second input of the summing circuit 23, the rotor frequency signal to-pi is applied, which together with the slip frequency signal gt) _-,. supplies an uncompensated desired stator excitation frequency control signal $>. This signal is then fed to a rate compensator circuit 73 to control the actual frequency of the alternating current,

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der von dem Leistungsgleichrichter 11 dem Induktionsmotor I'L zugeführt wird. Das Vorhaltkompensatornetzwerk 73 ist von üblicher Bauart und beispielsweise derart ausgebildet, wie es in einer Druckschrift "Feedback Control System Analysis and Synthesis" von D'Azzo und Houpis, herausgegeben von McGraw Hill Book Co., 1960, beschrieben ist. Das Netzwerk 73 v/eist, wie es in der Fig. 5 dargestellt ist, die folgende Übertragungscharakteristik auf: ^3p(s + & )/c&(s +'(up)· Das Netzwerk 73 spricht daher auf eine schnelle Änderung des Flußfehlersignals an, um die Statorerregerfrequenz um einen Betrag zu ändern, der vom Ausmaß dieser Änderung abhängt. Das Vorhaltkompensatornetzwerk 73 und auch die anderen Kompensatornetzwerke sowie die Summierschaltungen, die in den verschiedenen Anordnungen benutzt werden, enthalten übliche Operationsverstärker in integrierter Schaltungstechnik, die in geeigneter ¥eise modifiziert sind, um die gevmnschten 'Übertragungscharakteristiken für jede der Schaltungen zu erzielen. which is fed from the power rectifier 11 to the induction motor I'L. The lead compensator network 73 is of conventional design and is, for example, of the type described in a publication "Feedback Control System Analysis and Synthesis" by D'Azzo and Houpis, published by McGraw Hill Book Co., 1960. As shown in FIG. 5, the network 73 has the following transmission characteristics: ^ 3p (s + &) / c & (s + '(up) · The network 73 therefore responds to a rapid change in the flow error signal to, to change the Statorerregerfrequenz by an amount that depends on the magnitude of this change. the Vorhaltkompensatornetzwerk 73 and the other Kompensatornetzwerke and S to minimizing circuits that are used in various assemblies comprise conventional operational amplifier in integrated circuit technology, which in a suitable ¥ are modified in order to achieve the desired transmission characteristics for each of the circuits.

Nach der Erfindung wird somit eine Induktionsmotorsteueranordnung geschaffen, die in Induktionsmotorantriebssystemen die Stabilität erhöht und den Gesamtbetrieb optimaler gestaltet.According to the invention there is thus provided an induction motor control arrangement which is used in induction motor drive systems increases stability and optimizes overall operation.

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Claims

Λ *) Induction motor control arrangement with an electrical power converter device that supplies the input side to an electrical energy source and the output side with a desired stator excitation frequency the alternating current excitation for an induction motor, with a device for sensing the electromagnetic flux that is developed at the stator rotor of the induction motor, and for winning a feedback signal representing the sensed flux, having means for generating a command signal representing a setpoint value of the stator-rotor flux, and having a flux control means which is arranged in a flux control loop between the sensing means and the power converter means and which is responsive to the responds to flux difference values occurring between the feedback signal and the command signal,
characterized in that the flow control device (19 to 23; ggi. 73; optionally 72, 74) on the basis of the flow difference values (0-0 ) the

C -L

Frequency of the stator excitation alternating current controls the induction motor (l «Lj) from the power converter device (11, 12) is supplied, and that the frequency control is carried out such that the flux difference values (0-0 .. ·)

C X

are as small as possible,

2. A control arrangement according to claim 1, characterized in that the Flußregeleinrichtung characterized by an algebraic summing means (19) are supplied to (0 _c) as input signals the sensed Flußrückfuhrsignal (0.) and the SoIlflußbefehlssignal and a Flußfehlersignal _(ο 0 - 0 ^, which represents the flux difference x ^ erte., And by a "Kompensatornetzwerk" designated network (22), to which the flux error signal is fed as an input signal and which has a "compensated" output signal (ω ,, -, * or Δ O) - ,.) generated, which affects the slip

cuenz des! -iotors.

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3. control arrangement according to claim 2,
characterized in that the transfer function of the compensator network (22) is chosen such that the compensated output signal has a component which is proportional to the magnitude of the flux error signal and a component which is proportional to the integral of the flux error signal, both components being Slip frequency components are related under transient conditions.

4. control arrangement according to claim 3,
characterized in that the compensated output signal has an additional component of constant magnitude which is related to the stationary component of the slip frequency.

5. Control arrangement according to claim 2, 3 or 4, characterized by a second summing circuit (23) which as input signals the compensated output signal mentioned in claim 2 and a further feedback signal derived from the motor (ov. Or C0 _o ") vferden which on the speed of the motor is related, and in that the second summing device (23) emits an accumulated output signal which is related to the stator excitation frequency mentioned in claim 1.

6. control arrangement according to claim 5,
characterized in that the further feedback signal is derived from an engine speed sensing device (24) and represents the actual speed of the engine.

7. control arrangement according to claim 6,
characterized in that the output signal (& 3 _O , ·) of the second summing device (23) is fed directly to the power converter device (Figs. 1, 2).

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8. control arrangement according to claim 5,
characterized in that the further feedback signal mentioned in claim 5 is the output signal of a phase-locked loop converter (Fig. 4:71), the input signal of which comes from a voltage sensing device (81) which samples the frequency of the excitation voltage applied to the stator of the motor.

9. Control arrangement according to claim 6 or 8, characterized in that that the summed up signal of the second summing device (23) mentioned in claim 5 of an additional compensating circuit device (73) is supplied which is responsive to a rapid change in the summed signal in a manner which is a function of this change and which occurs in such a direction and with such an amount that that the change is overcome (Fig. 3, 4, 5).

10. Control arrangement according to claim 6 and 9, characterized in that the additional compensation circuit device contains a lead network "(Fig. 5:73) whose output signal (&> . ) Serves as a frequency control input signal for the power converter device (11) (Fig. 5) -

11. Control arrangement according to claim 10, characterized in that that the lead network has an input-output transfer characteristic which corresponds to the following relationship:

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12. Control arrangement according to claim 6 and 9, characterized in that a phase-locked loop uniform (Fig. 3:71) is present, to which a flux frequency return signal (Ψ ») is fed as an input signal, which represents the rotational frequency of the magnetic flux developed in the motor, and that the output signal ($> _n ) of the phase

ea

locked loop converter and that in claim 5 called summed signal as a sum signal of the additional Compensating circuit device (Fig. 3: 73,74) supplied whose output signal ($>.) for frequency control controls the power converter device (11).

13. Control arrangement according to claim 12, characterized in that the motor _{flow sensing device mentioned in claim 1 contains means (0 A} , 0 _B , 0 _C , 51 to 53) which sense the electromagnetic flux actually developed in the stator-rotor gap of the induction motor, and that the phase-locked loop transducer mentioned in claim 12 receives its input signal (ty. ) from the motor flux sensing device so that the output signal (&> _Q ") of the phase-locked loop transducer is determined by the rotational frequency of the actual flux.

14. Control arrangement according to claim 8, 12 or 13, characterized in that that the phase-locked loop converter is characterized by a phase detector, one input of which is the input signal fed to the phase locked loop converter, and by a voltage controlled oscillator, its output signal to the other input of the phase detector is supplied, and that the output signal of the phase detector is applied to the voltage controlled oscillator and controls it so that there is any phase difference between the two fed to the phase detector Input signals is as small as possible, whereby the output

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output signal of the voltage controlled oscillator is the output signal of the phase-locked loop converter.

15. Control arrangement according to one of claims 1 to 14, characterized by means for supplying a further command signal (I or T), which represents a setpoint value for a second engine operating parameter, namely the amount of the supplied to the engine AC current or a related current (Fig. 1) or the torque developed by the motor, Means for deriving a further feedback signal, which represents the value of the second engine operating parameter, and by one connected to the power converter device (12) further control device (16 or 36) which responds to the further feedback signal and the further command signal, by the amount of the alternating current supplied to the induction motor from the power converter device (12) so to regulate that the difference between the further feedback signal and the further command signal is as small as possible is.

16. Control arrangement according to claim 15, characterized in that the electrical power converter device has a Contains an inverter (11), which supplies the induction motor with the alternating current, and contains a device (12), which supplies direct current to the inverter, the amount of which is determined by the further control device mentioned in claim 15 is controlled.

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17. Control arrangement according to claim 16, characterized, that the induction motor is a variable speed motor, that the inverter (11) an auto-sequentially commutated, controlled current inverter with variable output frequency and that the direct current controlled variable supplying Device (12) has a phase-controlled rectifier.

18. A variety of similar induction motor control assemblies each for controlling an associated induction motor,

characterized in that each individual control arrangement according to the claim 16 or 17 is formed, wherein at least the further control device mentioned in claim 15 and the in claim 16 mentioned DC power supply device is common to all control arrangements, and that between the common DC power supply device and each individual inverter each have a single DC connection device is arranged, which contains a separating choke coil.

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