DE2626324A1 - Combiner-demodulator for PSK suppressed carrier signals - includes filters for recovering phase-coherent carriers after multiplying - Google Patents
Combiner-demodulator for PSK suppressed carrier signals - includes filters for recovering phase-coherent carriers after multiplyingInfo
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Abstract
Description
Kohärenter Phasendemodulator Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung sowie ein Verfahren zum Empfang und zur Demodulation eines unterdrückten Trägersignals, welches mit Datensignalen phasenmoduliert ist, und zur Wiedergewinnung des Datensignals aus dem unterdrückten rägersignal. Coherent phase demodulator The invention relates to a circuit arrangement and a method for receiving and demodulating a suppressed carrier signal, which is phase modulated with data signals, and for recovering the data signal from the suppressed carrier signal.
Digitale 3ignale, d.h. Signale, die aus "Zeichen" und "Pausen oder aus Ziffern eins und "null" gebildet werden, werden für eine wirksame Übertragung von kodierten Daten in vielfältiger Form verwendet, und sie werden insbesondere auch für eine übertragung im Weltraum verwendet. Da jede Veränderung der Phase des modulierten Trägers ein Bit darstellt, wurde viel Anstrengung darauf verwendet, die Genauigkeit der kodierten Daten zu verbessern. Die größten Probleme sind dabei Rauschen und Fading. Unter bekannten Methoden zur Uberwindung dieser Probleme wird eine sogenannte Frequenz-Diversity verwendet, wobei mehr als eine Trägerfrequenz verwendet wird, welche dieselben Daten enthält, und es ist auch eine Raum-Diversity bekannt, bei welcher eine einzelne Trägerfrequenz von mehreren Empfangsantennen aufgenommen wird, wobei die einzelnen Empfangsantennen typischerweise zehn Wellenlängen oder darüber voneinander entfernt aufgestellt sind.Digital 3 signals, i.e. signals consisting of "characters" and "pauses or Formed from digits one and "zero" are essential for effective transmission of encoded data is used in a variety of forms, and they are in particular also used for transmission in space. Since any change in the phase of the modulated carrier represents one bit, much effort has been made to improve the accuracy of the encoded data. The biggest problems are there Noise and fading. Among known methods of overcoming these problems will be uses a so-called frequency diversity, being more than one Carrier frequency is used which contains the same data, and it is also a Space diversity known, in which a single carrier frequency from several receiving antennas is recorded, with the individual receiving antennas typically ten wavelengths or above are placed at a distance from each other.
Viele Systeme bedienen sich der Erkenntnis, daß das stärkste Signal normalerweise das beste ist. Einige Systeme verwenden eine Einrichtung wie eine Abtastung nach einem quadratischen Gesetz, wodurch es für das stärkste Signal möglich wird, einen unverhältnismäßig großen Teil des Ausgangssignals zu liefern. Ein Nachteil der meisten bekannten Systeme besteht darin, daß eine Frequenzteilung erforderlich ist. Da die Trägerfrequenz, welche nicht übertragen wird, jedoch zur Wiedergewinnung der Daten vorhanden sein muß, muß die ursprüngliche Trägerfrequenz in irgendeiner Weise wieder hergestellt werden. Da sich bei den meisten Demodulationsverfahren eine doppelte Trägerfrequenz ergibt, wird die Trägerfrequenz normalerweise mit Hilfe einer Teilerschaltung wiedergewonnen.Many systems use the knowledge that the strongest signal is usually the best. Some systems use a facility such as a Sampling according to a quadratic law, which makes it possible for the strongest signal possible will provide a disproportionately large part of the output signal. A disadvantage most known systems is that frequency division is required is. As the carrier frequency which is not transmitted, however, for recovery the data must be present, the original carrier frequency must be in some Way to be restored. Since most demodulation methods results in a double carrier frequency, the carrier frequency is usually using a divider circuit recovered.
Eine Übertragung mit unterdrücktem Träger ist weit verbreitet, und zwar wegen der Tatsache, daß keine Energie für die Übertragung des Trägers verschwendet wird, wenn nur Seitenbänder übertragen werden. Beim Empfänger muß somit die Trägerfrequenz wieder hergestellt werden, was dadurch geschehen ist, daß das übertragene Signal quadriert wird, und zwar nach einer Überlagerung, wodurch ein Term mit doppelter Frequenz erzeugt wird.Suppressed carrier transmission is widespread, and because of the fact that no energy is wasted in transferring the carrier when only sidebands are transmitted. The carrier frequency must therefore be used at the receiver to be restored what happened by the fact that the transmitted signal is squared, after a superposition, creating a term with double Frequency is generated.
Dieses quadrierte Signal wird dann durch ein Bandpaßfilter oder durch eine phasenstarre Schleife geführt und anschließend auf die entsprechende gewünschte Frequenz heruntergeteilt. Dieser Term wird dann mit dem Eingangssignal nach einer Überlagerung multipliziert, jedoch vor dem Quadrieren, um ein Signal zu erzeugen, aus welchem die Daten wiedergewonnen werden können. Im Falle einer Quadratur-Modulation wird diese vollständige Demodulationsmethode bei dem Signal für jedes der Modulationssignale getrennt angewandt.This squared signal is then passed through a band pass filter or by guided a phase-locked loop and then to the appropriate desired Frequency divided down. This term is then associated with the input signal after a Overlay multiplied but before squaring to create a signal from which the data can be retrieved. In the case of quadrature modulation becomes this full demodulation method at the signal for each of the modulation signals is applied separately.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Kombinieren und Demodulieren einer Mehrzahl von Signalen mit unterdrücktem Träger in einem Diversity-Empfänger zu schaffen, welcher dazu in der Lage ist, eine Mehrzahl von Signalen mit unterdrücktem Träger zu empfangen, welche mit einem Datensignal phasenmoduliert sind, um das Datensignal abzuleiten.The invention is based on the object of a circuit arrangement for combining and demodulating a plurality of signals with suppressed carrier in a diversity receiver that is capable of receiving a plurality of signals with suppressed carrier to receive which with a data signal are phase modulated to derive the data signal.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren niedergelegten Merkmale.The patent application in particular serves to solve this problem laid down characteristics.
Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß ein verbessertes System zum Kombinieren und Demodulieren von Signalen mit unterdrücktem Träger in einem Diversity-Empfänger geschaffen wird, welcher in vorteilhafter Weise dazu verwendbar ist, Signale mit unterdrücktem Träger zu empf angen, welche phasenmoduliert sind, und zwar mit zwei Datensignalen, die eine Phasenverschiebung von 900 aufweisen.According to the invention, the main advantage can be achieved that a improved system for combining and demodulating signals with suppressed Carrier is created in a diversity receiver, which in an advantageous manner can be used to receive signals with suppressed carrier, which phase modulated with two data signals that have a phase shift of 900.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes ist vorgesehen, daß eine Multiplizierstufe vorgesehen ist, welche dazu dient, das emofangene unterdrückte Tragersignal mit einem regenerativen Rückführsignal zu multiplizieren, daß weiterhin ein erstes Filter vorhanden ist, um einen phasenkohärenten Träger aus dem Ausgangssignal der Multiplizierstufe wiederzugewinnen, daß weiterhin ein zweites Filter vorgesehen ist, um das Datensignal aus dem Ausgangssignal der Multiplizierstufe wiederzugewinnen, daß weiterhin eine Addientufe vorhanden ist, um das wiedergewonnene phasenkohärente Trägersignal und das wiedergewonnene Datensignal derart miteinander zu vereinigen, daß das regenerative Rückführsignal erzeugt wird, und daß eine Ausgangsklemme für das Datensignal vorgesehen ist, welches dem Ausgang des zweiten Filters zugeführt wird. Vorteilhafterweise läßt sich eine solche Schaltung derart ausbilden, daß sie in einem Raum-Diversity-Empfänger zum Empfang einer Mehrzahl von Signalen mit unterdrücktem Träger verwendbar ist, welche phasenmoduliert sind, und zwar mit einem Datensignal oder mit zwei Datensignalen, welche einer Quadratur-Modulation unterzogen sind, bzw. eine Phasenverschiebung von 90° ausweisen.According to a preferred embodiment of the subject matter of the invention it is provided that a multiplier is provided, which is used to multiply the received suppressed carrier signal with a regenerative feedback signal, that there is also a first filter to provide a phase coherent carrier to recover from the output of the multiplier that still a A second filter is provided to extract the data signal from the output signal of the multiplier to recover that there is still an addition stage to the recovered phase coherent carrier signal and the recovered data signal with each other to combine that the regenerative feedback signal is generated and that an output terminal is provided for the data signal which is fed to the output of the second filter will. Advantageously can such a circuit train them in a space diversity receiver to receive a plurality of signals with suppressed carrier can be used, which are phase modulated, namely with a data signal or with two data signals, which a quadrature modulation are subjected to or show a phase shift of 90 °.
Weiterhin sieht die Erfindung ein Verfahren zum Demodulieren eines Signals mit einem unterdrückten Träger vor, welches mit einem Datensignal phasenmoduliert ist, wobei sich das erfindungsgemäße Verfahren dadurch auszeichnet, daß das unterdrückte Trägersignal mit einem Rückführsignal multipliziert wird, daß die Produkte aus der Multiplikation durch Filterung über ein Bandpaßfilter und ein Tiefpaßfilter getrennt werden, um einen phasenkohärenten Träger bzw. ein Datensignal zu erzeugen, daß die Ausgangsklemme des Tiefpaßfilters als Ausgangsklemme für das Datensignal verwendet wird und daß der phasenkohärente Träger und das wiedergewonnene Datensignal addiert werden, um das Rückführsignal zu erzeugen.The invention also provides a method for demodulating a Signal with a suppressed carrier, which phase modulates with a data signal is, the inventive method is characterized in that the suppressed Carrier signal is multiplied by a feedback signal that the products of the Multiplication separated by filtering through a band pass filter and a low pass filter to generate a phase-coherent carrier or a data signal that the The output terminal of the low-pass filter is used as the output terminal for the data signal and that the phase coherent carrier and the recovered data signal are added to generate the feedback signal.
Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen: Fig. 1 ein Blockdiagramm der grundlegenden Demodulatorschaltung gemäß der Erfindung, Fig. 2 eine graphische Darstellung der wesentlichen Wellenformen der Schaltung gemäß Fig. 1, Fig. 3 ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Schaltung, welche zum Empfang eines phasenmodulierten Signals dient, Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Signalkombinier-/Phasendemodulier-Stufe gemäß der Erfindung und Fig. 5 ein Blockdiagramm der Kombinierstufe gemäß Fig. 4 und zwar im Zusammenhang mit der Verwendung für phasenmodulierte Träger.The invention is explained below, for example, with reference to the drawing described; 1 shows a block diagram of the basic demodulator circuit according to the invention, Fig. 2 is a graphical representation of the essential waveforms the circuit according to FIG. 1, FIG. 3 shows a block diagram of the circuit according to the invention, which is used to receive a phase-modulated signal, FIG. 4 is a block diagram a signal combining / phase demodulating stage according to the invention and Fig. 5 is a block diagram of the combining stage according to FIG. 4 in connection with of use for phase modulated carriers.
Die Fig. 1 zeigt die Grundschaltung, welche in ihrer Gesamtheit mit 10 bezeichnet ist und welche anhand der Fig. 2 erläutert wird, welche die wesentlichen Wellenformen darstellt.Fig. 1 shows the basic circuit, which in its entirety with 10 is designated and which is explained with reference to FIG. 2, which the essential Represents waveforms.
Die Ausgangsdaten werden in digitaler Form (siehe Fig. 2) phasenmoduliert oder phasenverschoben einer Trägerfrequenz aufmoduliert. Der Träger wird dann unterdrückt und das übertragene und empfangene Signal weist die Form B auf. In der bevorzugten Ausführungsform werden die Ausgangsdaten in unterschiedlicher Weise kodiert, um eine Phasenmehrdeutigkeit zu beseitigen. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Eingangssignale überlagert, bevor sie demoduliert werden, dies ist im Rahmen der Erfindung jedoch nicht unbedingt erforderlich. Nach einer Überlagerung hätte das demodulierte Eingangssignal noch die Form B, d.h., die Form eines Trägers, der in seiner Phase in Abhängigkeit von den zu übertragenden Daten aperiodisch um 1800 verschoben wäre. Das Signal B wird einem Eingang einer Multiplizierstufe 11 zugeführt, in welcher es mit einem Rückführsignal A multipliziert wird, welches unten beschrieben wird. Der Ausgang der Multiplizierstufe 11 ist sowohl an ein Bandpaßfilter 12 als auch an ein Tiefpaßfilter 13 geführt. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe enthält das empfangene Datensignal, den empfangenen (oder überlagerten) Träger und eine Doppelträgerfrequenzkomponente.The output data are phase modulated in digital form (see FIG. 2) or phase-shifted modulated onto a carrier frequency. The carrier is then suppressed and the transmitted and received signal is of the form B. In the preferred Embodiment, the output data are encoded in different ways remove a phase ambiguity. According to a preferred embodiment the invention, the input signals are superimposed before they are demodulated, however, this is not absolutely necessary in the context of the invention. After a The demodulated input signal would still have the form B, i.e. the form of a carrier whose phase depends on the data to be transmitted would be shifted aperiodically by 1800. The signal B becomes an input of a multiplier stage 11, in which it is multiplied by a feedback signal A, which is described below. The output of the multiplier 11 is both to a bandpass filter 12 as well as to a low-pass filter 13. The output of the multiplier stage contains the received data signal, the received (or superimposed) carrier and a dual carrier frequency component.
Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12 ist die Trägerfrequenz A2 mit kohärenter Phase. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13 ist das wiedergewonnene Datensignal A1. Der Term mit doppelter Frequenz ist nicht mehr vorhanden. Das Signal A1 steht auch an der Datenausgangsklemme 14 zur Verfügung. Die Signale A1 und A2 werden in der Addierstufe 15 addiert, um das Signal A zu bilden, welches das Rückführsignal ist, welches der zweiten Eingangsklemme der Multiplizierstufe 11 zugeführt wird. Die Wellenform B der Fig. 2 ist die etwas idealisierte Wiedergabe des empfangenen Signals, und zwar aufgrund der Bandbreitenbegrenzungen in dem flbertragungssystem, wobei die Wellenform B' dem tatsächlichen Fall näherkomst. Diese Begrenzung stellt Jedoch kein Problem dar, weil die Charakteristik der rägerschleife (welche die Multiplizierstufe 11, das Filter 12 und die Addierstufe 15 enthält) derart ausgebildet ist, daß ein Signal A2 mit einer konstanten Amplitude geliefert wird.The output of the bandpass filter 12 is the carrier frequency A2 with coherent phase. The output of the low pass filter 13 is the recovered one Data signal A1. The term with double frequency no longer exists. The signal A1 is also available at data output terminal 14. The signals A1 and A2 are added in the adder 15 to form the signal A, which is the feedback signal which is fed to the second input terminal of the multiplier 11. The waveform B of Fig. 2 is the somewhat idealized rendering of the received signal, due to the bandwidth limitations in the transmission system, where waveform B 'is closer to the actual case. This limitation poses However, this is not a problem because of the characteristics of the carrier loop (which is the multiplier 11, the filter 12 and the adder 15 contains) is designed such that a Signal A2 is supplied with a constant amplitude.
Um eine mathematische Grundlage für die Arbeitsweise der oben beschriebenen Schaltung zu geben, sei angenommen, daß eine Bezugsspannung A an dem zweiten Eingang der Multiplizierstufe liegt. Diese Spannung muß die geeigneten Elemente für eine Selbstregenerierung haben, d.h. die Daten und einen Bezugsträger ohne Phasenmodulation.To provide a mathematical basis for the operation of the above To give circuit, assume that a reference voltage A at the second input the multiplier level. This voltage must be the appropriate elements for a Have self-regeneration, i.e. the data and a reference carrier without phase modulation.
Es wird von folgender allgemeiner Form ausgegangen: A = P + k cos Gt wobei k ein willkürlicher Amplitudenwert für den an die Multiplizierstufe zurückgeführten Trägeranteil darstellt.The following general form is assumed: A = P + k cos Gt where k is an arbitrary amplitude value for the one fed back to the multiplier stage Represents carrier portion.
EIN = Eingangssignal = Pn cos St P = Datensignal = + 1 Q = Winkelgeschwindigkeit des Trägers = U1 = Gewinn des Tiefpaßfilters (Daten) µ2 = Gewinn des Trägerfrequenz-Bandpaßfilters = = Gewinn der Multiplizierstufe, ausgedrückt als Ausgangsspannung im Verhältnis zu der an die Steuerelektroden angelegten Spannung, Eaus = Ausgangssignal der Multiplizierstufe = 3EinA = µ3 (nP cos it) (P + k cos et) = µ3 n cos #t + µ3nPk/2 + µ3nPk (cos 2#t)/2 Ebp = BandpaBfilter-Ausgangssignal = µ3 µ2n costet E1p = Tiefpaßfilter-Ausgangssignal = µ1 µ3n Pk/2 Es sei darauf hingewiesen, daß der Term mit der doppelten Frequenz nicht mehr auftritt. Aufgrund der Beziehung A = Ebp + E1p gilt die folgende Gleichung: P + k cps # = µ1µ3nPk/2 + µ2µ3n/ #os #t Damit die Schleife stabil bleibt, so daß die Signale weder in der Amplitude anwachsen noch in ihrer Amplitude abnehmen, muß der Koeffizient auf beiden Seiten der obigen Gleichung gleich sein. ON = input signal = Pn cos St P = data signal = + 1 Q = angular velocity of the carrier = U1 = gain of the low-pass filter (data) µ2 = gain of the carrier frequency band-pass filter = = Gain of the multiplier, expressed as output voltage in ratio to the voltage applied to the control electrodes, Eout = output signal the multiplier stage = 3EinA = µ3 (nP cos it) (P + k cos et) = µ3 n cos #t + µ3nPk / 2 + µ3nPk (cos 2 # t) / 2 Ebp = bandpass filter output signal = µ3 µ2n costet E1p = low-pass filter output signal = µ1 µ3n Pk / 2 It should be noted that the term with twice the frequency no longer occurs. Due to the relationship A = Ebp + E1p, the following equation applies: P + k cps # = µ1µ3nPk / 2 + µ2µ3n / #os #t So that the loop remains stable so that the signals neither increase in amplitude nor decrease in amplitude the coefficient will be the same on both sides of the above equation.
µ1µ3nk/2 = 1 und / 2/ 3 / Für eine stabile Arbeitsweise müssen zwei Bedingungen erfüllt sein. Einerseits muß der Schwellensignalpegel gleich n = k/µ2µ3 sein, und es muß andererseits das Verhältnis zwischen dem Gewinn des Bandpaßfilters und des Tiefpaßfilters µ2/µ1 = k²/2 sein, wobei k das Verhältnis der Amplituden des Trägers festlegt und den Dateninhalt des Signals Er , wobei das angelegte Signal den Bezug für die Multiplizierstufe darstellt. µ1µ3nk / 2 = 1 and / 2/3 / For a stable operation two must Conditions must be met. On the one hand, the threshold signal level must be n = k / µ2µ3 and on the other hand it must be the ratio between the gain of the bandpass filter and the low-pass filter µ2 / µ1 = k² / 2, where k is the ratio of the amplitudes of the carrier and the data content of the signal Er, with the applied signal represents the reference for the multiplier stage.
Die Fig. 3 zeigt die erfindungsgemäße Schaltung in einer Anwendung bei zwei Datensignalen, welche mit einer Phasenverschiebung von 90° in einer Phasenmodulation dem Träger aufmoduliert sind. Jede Komponente wird gemäß der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 demoduliert, jedoch in der Weise abgewandelt, daß eine Quadratur-Modulation vorliegt.3 shows the circuit according to the invention in an application in the case of two data signals which have a phase shift of 90 ° in a phase modulation are modulated onto the carrier. Each component is made according to the operation of the circuit demodulated according to FIG. 1, but modified in such a way that a quadrature modulation is present.
Das ankommende Signal Bab wird in einem Phasenschieber-Netzwerk 16 verarbeitet, welches die zwei Quadratur-Komponenten bzw. 900 -Komponenten trennt, wonach die eine Kompo -nente 3a der ersten Eingangsklemme einer Nultiplizierstufe 11a und die zweite Komponente Bb einer ersten Eingangsklemme einer Multiplizierstufe 11b jeweils zugeführt wird. Der Ausgang der Multiplizierstufe 11a ist mit einem Tiefpaßfilter 13a und mit einer Addierstufe 17ab verbunden. Der Ausgang des Tiefpaßfilters, welcher eines der wiedergewonnenen Datensignale liefert, ist mit einer Addierstufe 15a und auch mit einer Ausgangsklemme 14a verbunden. Der Ausgang der Multiplizierstufe 11b ist mit einem Tiefpaßfilter 13b und mit der Addierstufe 17ab verbunden. Das Ausgangssignal des iefpaßfilters ist das andere der zwei wiedergewonnenen Datensignale und wird an eine Addierstufe 15b sowie an die zweite Datenausgangsklemme 14b geführt. In der Addierstufe 17ab werden die zwei Ausgangssignale der Multiplizierstufe addiert und einem Bandpaßfilter 12ab zugeführt. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters ist dann das kohärente Phasenträgersignal, und es wird der Addierstufe 15a sowie der Addierstufe 15b zugeführt.The incoming signal Bab is in a phase shift network 16 processed, which separates the two quadrature components or 900 components, after which a component 3a of the first input terminal of a multiplier stage 11a and the second component Bb of a first input terminal of a multiplier stage 11b is supplied in each case. The output of the multiplier 11a is with one Low-pass filter 13a and connected to an adder 17ab. The output of the low-pass filter, which supplies one of the recovered data signals is with an adder 15a and also connected to an output terminal 14a. The output of the multiplier stage 11b is connected to a low-pass filter 13b and to the adder 17ab. That The output of the low pass filter is the other of the two recovered data signals and is fed to an adder 15b and to the second data output terminal 14b. The two output signals from the multiplier are added in the adder 17ab and supplied to a band pass filter 12ab. The output of the bandpass filter is then the coherent phase carrier signal, and it is the adder 15a as well as the Adding stage 15b supplied.
Die Addierstufe 15a bildet dann die Summe aus dem ersten wiedergewonnenen Datensignal und dem Trägersignal mit kohärenter Phase, um das Rückführsignal für die zweite Eingangsklemme der Multipliierstufe 11a zu liefern. Die Addierstufe 15b bildet die Summe aus dem zweiten wiedergewonnenen Datensignal und dem Trägersignal kohärenter Phase, um dasjenige Signal zu liefern, welches der zweiten Eingangsklemme der Multiplizierstufe 11b zugeführt wird.The adder 15a then forms the sum of the first recovered Data signal and the carrier signal with coherent phase to provide the feedback signal for to supply the second input terminal of the multiplier 11a. The adder 15b forms the sum of the second recovered data signal and the carrier signal coherent phase in order to deliver the signal which the second input terminal is fed to the multiplier 11b.
Die zwei 900 -Komponenten bzw. Quadratur-Komponenten werden somit getrennt demoduliert, indem ein Minimum an Komponenten erforderlich ist. Insbesondere ist nur ein einziges Bandpaßfilter erforderlich.The two 900 components or quadrature components are thus separately demodulated by requiring a minimum of components. In particular only a single bandpass filter is required.
In der Fig. 4 ist ein Blockdiagramm der Signalkombinier-/ Phasendemodulator-Stufe gemäß der Erfindung dargestellt.Referring now to Figure 4, there is a block diagram of the signal combiner / phase demodulator stage shown according to the invention.
Hier wurden dieselben Daten durch Diversity-Empfang aufgenommen, beispielsweise mit auf Abstand voneinander angeordneten Antennen, wodurch Effekte wie Beding, Rauschen, usw.Here the same data was recorded by diversity reception, for example with antennas arranged at a distance from each other, creating effects such as condition, noise, etc.
in den empfangenen Signalen nicht identisch sind. Ein Eingangssignal 3a wird dem einen Eingang einer Multiplizierstufe 11a zugeführt. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe wird einem Bandpaßfilter 12a und einer Addierstufe 16ab zugeführt. Das Ausgangssignal des Filters 12a, welches der phasenkohärente Träger ist, wird einem Eingang einer Addierstufe 15a zugeführt. Ein zweites Signal Bb wird dem Eingang einer Multiplizierstufe 11b zugeführt, und das Ausgangssignal der Nultiplizierstufe wird einem Bandpaßfilter 12b und der Addierstufe 16ab zugeführt. Das Ausgangssignal des Bandpaßfiltersl2b wird einem Eingang einer Addierstufe 15b zugeführt.are not identical in the received signals. An input signal 3a is fed to one input of a multiplier stage 11a. The output signal the multiplier stage is fed to a bandpass filter 12a and an adder stage 16ab. The output of the filter 12a, which is the phase coherent carrier, becomes fed to an input of an adder 15a. A second signal Bb is the input a multiplier 11b, and the output of the multiplier is fed to a bandpass filter 12b and the adder 16ab. The output signal of the bandpass filter 12b is fed to an input of an adder 15b.
Die Addierstufe 16ab summiert die Ausgangssignale der zwei Multiplizierstufen 11a und lIb, und das Ausgangssignal der Addierstufe wird einem Tiefpaßfilter 13ab zugeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters ist gleich der Summe der zwei empfangenen Datensignale, die als wiedergewonnene Datensignale bezeichnet werden, und er ist mit einer Datenausgangsklemme 17ab verbunden. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 13ab ist auch mit zwei Addierstufen 15a und 15b verbunden. Die Addierstufe 15a kombiniert das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12a, um das Rückführsignal für den zweiten Eingang der Multiplizierstufe 11a zu bilden. Die Addierstufe 15b addiert das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13ab und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12b, um dasjenige Rückführsignal zu bilden, welches der zweiten Eingangsklemme der Multiplizierstufe 11b zugeführt wird. An dieser Stelle ist darauf hinzuweisen, daß deshalb, weil der Träger des Signals Bb nicht durch die Multiplizierstufe 11a hindurchgeführt wird und umgekehrt, irgendwelche Phasenunterschiede zwischen den zwei einlaufenden Signalen kein Problem darstellen. Das wiedergewonnene Datensignal ist jedoch die Kombination aus beiden empfangenen Signalen, und es wird daher in der Genauigkeit gegenüber einem von beiden Signalen verbessert.The adder 16ab sums the output signals of the two multiplier stages 11a and lIb, and the output of the adder is a low-pass filter 13ab fed. The output of the low pass filter is equal to the sum of the two received Data signals referred to as recovered data signals, and he is connected to a data output terminal 17ab. The output of the low pass filter 13ab is also connected to two adder stages 15a and 15b. The adder 15a combined the output of the low-pass filter and the output of the band-pass filter 12a to the feedback signal for the second input of the multiplier 11a form. The adder 15b adds the output signal of the low-pass filter 13ab and the output of the bandpass filter 12b to form the feedback signal which of the second input terminal the multiplier 11b supplied will. At this point it should be pointed out that because the carrier of the Signal Bb is not passed through the multiplier 11a and vice versa, any phase differences between the two incoming signals are not a problem represent. However, the recovered data signal is the combination of both received signals, and it will therefore be accurate compared to either of the two Signals improved.
Die Fig. 5 zeigt die Verwendung der Signalkombinier-/Phasendemodulator-Stufe gemäß Fig. 3 für den Fall, daß jedes der empfangenen Diversity-Signale zwei Datensignale enthält, die quadraturmoduliert sind. Ein Signal BCd wird empfangen und dem Phasenschieber 18c, 18b zugeführt, und die zwei Quadratur-Komponenten werden den Multiplizierstufen 11c und 11d zugeführt. Das zweite empfangene Signal Bef wird ebenfalls mit Hilfe der Stufen 18e und 18f in der Phase verschoben, um die zwei Quadratur-Komponenten, bzw. 90°-Komponenten, zu erzeugen, welche den Eingängen der Multiplizierstufen Ile und 11f jeweils zugeführt werden. Die Komponentenpaare, welche in Phase sind (Bc Be) (Bd> Bf) werden dann gemäß Fig. 3 verarbeitet.Figure 5 shows the use of the signal combiner / phase demodulator stage according to FIG. 3 for the case that each of the received diversity signals has two data signals which are quadrature modulated. A signal BCd is received and the phase shifter 18c, 18b, and the two quadrature components are fed to the multipliers 11c and 11d supplied. The second received signal Bef is also using of stages 18e and 18f shifted in phase to the two quadrature components, or 90 ° components, which the inputs of the multipliers Ile and 11f are supplied, respectively. The component pairs that are in phase (Bc Be) (Bd> Bf) are then processed as shown in FIG.
Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 11c wird einer Addierstufe 16ce und einer Addierstufe 19cd zugeführt. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 11e wird der Addierstufe 16ce und einer Addierstufe 19ef zugeführt. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe lid wird der Addierstufe 19cd und einer Addierstufe 16df zugeführt. Das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 11f wird der Addierstufe 19ef und der Addierstufe 16df zugeführt. Das Ausgangssignal der Addierstufe 16ce wird einem Tiefpaßfilter 13ce zugeführt, wobei die beiden in Phase befindlichen Komponenten im Hinblick auf eine Fehlerverminderung addiert werden, und das Ausgangssignal wird den Addierstufen 15c und 15e und auch einer Ausgangsklemme 21ce zugeführt. Der Ausgang der Addierstufe 16df wird mit einem Tiefpaßfilter 13df verbunden, wobei das andere Paar von in Phase befindlichen Komponenten im Hinblick auf eine Fehlerverminderung des zweiten Quadratur-Datensignals vereinigt wird. Das Ausgangssignal des Filters 13df wird einer Addierstufe 15d und einer Addierstufe 15f zugeführt und weiterhin einer Ausgangsklemme 21df. Das Ausgangssignal der Addierstufe l9cd wird einem Bandpaßfilter 12cd zugeführt. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12cd wird den Addierstufen 15c und 15d zugeführt, und es ist der phasenkohärente Träger, der vom Eingangssignal Bcd abgeleitet wird. In der Addierstufe 1 5c wird das Ausgangssignal des Filters 1 2cd zu dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13ce addiert, um das Rückführsignal für die Nultiplizierstufe 11c zu bilden. In der Addierstufe 15d wird das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 12cd zu dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 13df addiert, um das Rückführsignal am zweiten Eingang der Multiplizierstufe 11d zu bilden. Das Ausgangssignal der Addierstufe 19ef wird einem Bandpaßfilter 12ef zugeführt, um einen zweiten phasenkohärenten Träger zur Verwendung; in der Schaltung des zweiten empfangenen Signals Bef zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Filters 12ef wird den Addierstufen 15e und 15f zugeführt. Die Addierstufe 15e vereinigt den Ausgang des Bandpaßfilters 12ef und des Tiefpaßfilters 13cm, um das Rückführsignal für den zweiten Eingang der Nultiplizierstufe 11e zu bilden. Die Addierstufe 15f vereinigt den Ausgang des Bandpaßfilters 12ef und des Diefpaßfilters 13df, um das Rückführsignal für den zweiten Eingang der Multiplizierstufe 11f zu bilden. Jede Quadratur-Komponente von jedem der empfangenen Signale wird dann mit einem Rückführsignal multipliziert, welches aus seinem eigenen phasenkohärenten Träger und seinem wiedergewonnenen Datensignal besteht. Jedes Paar von Quadratur-Komponenten bei einem empfangenen Signal verwendet nur ein Bandpaßfilter, und jedes Paar von in Phase befindlichen Komponenten verwendet ein einziges Tiefpaßfilter, wobei die wiedergewonnenen Daten zur Erreichung einer höheren Genauigkeit miteinander kombiniert werden.The output of the multiplier 11c becomes an adder 16ce and an adder 19cd. The output of the multiplier stage 11e is fed to the adder 16ce and an adder 19ef. The output signal the multiplier lid is fed to the adder 19cd and an adder 16df. The output of the multiplier 11f is fed to the adder 19ef and the adder 16df fed. The output of adder 16ce becomes a low pass filter 13ce supplied, the two components in phase with regard to an error reduction can be added, and the output signal is fed to the adders 15c and 15e and also an output terminal 21ce. The output of the adder 16df is connected to a low pass filter 13df with the other pair of in phase located components with a view to reducing errors of the second quadrature data signal is combined. The output of the filter 13df is fed to an adder 15d and an adder 15f and continues an output terminal 21df. The output of the adder 19cd is a band pass filter 12cd fed. The output of the bandpass filter 12cd is fed to the adding stages 15c and 15d, and it is the phase coherent carrier that comes from the input signal Bcd is derived. In the adder 1 5c, the output signal of the filter 1 2cd added to the output signal of the low-pass filter 13ce to produce the feedback signal to form for the multiplier stage 11c. In the adder 15d, the output signal of the band-pass filter 12cd is added to the output signal of the low-pass filter 13df to to form the feedback signal at the second input of the multiplier 11d. The output signal the adder 19ef is fed to a bandpass filter 12ef in order to obtain a second phase coherent Carriers for use; to generate in the circuit the second received signal Bef. The output signal of the filter 12ef is fed to the adding stages 15e and 15f. The adder 15e combines the output of the band-pass filter 12ef and the low-pass filter 13cm to the feedback signal for the second input of the multiplier 11e form. The adder 15f combines the output of the bandpass filter 12ef and des The pass filter 13df to the feedback signal for the second input of the multiplier 11f to form. Each quadrature component of each of the received signals will be then multiplied by a feedback signal which is made up of its own phase coherent Carrier and its recovered data signal. Any pair of quadrature components on a received signal uses only one band pass filter, and each pair of in phase components uses a single low pass filter, the recovered data are combined to achieve greater accuracy will.
Jedes phasenkohärente Trägersignal wird durch ein Bandpaßfilter getrennt und einer Addierstufe zugeführt. Die Ausgangssignale der zwei Nultiplizierstufen werden ebenfalls addiert, und sie werden dann gemeinsam durch ein GieSpaßfilter hindurchgeführt, um ein kombiniertes wiedergewonnenes Datensignal zu erhalten, welches Jeder der obengenannten Addierstufen zugeführt wird und auch ein Datenausgangssignal liefert. Das kombinierte wiedergewonnene Datensignal wird als gemeinsames Bezugssignal für beide Multiplizierstufen verwendet, wobei jeder wiedergewonnene Träger in Phase verriegelt wird (oder gegenphasig), und zwar mit der momentanen Phase des jeweils empfangenen Signals. Da die Phase des Datensignals jedoch umgekehrt werden kann, besteht eine Nehrdeutigkeit, welche dadurch aufgehoben werden kann, daß verschieden kodierte Datensignale verwendet werden. Diese Art der Kodierung, welche an sich bekannt ist, verwendet eine Phasenänderung, um eine Markierung oder eine Eins anzugeben, während ein Zwischenraum oder eine Null dadurch angezeigt wird, daß keine Phasenveränderung auftritt.Each phase coherent carrier signal is separated by a band pass filter and fed to an adder stage. The output signals of the two multiplier stages are also added, and they are then passed through a GieSpass filter together passed through to obtain a combined recovered data signal which Each of the above-mentioned adding stages is fed and also a data output signal supplies. The combined recovered data signal is used as a common reference signal used for both multiplier stages, with each recovered carrier in phase is locked (or out of phase), with the current phase of each received signal. However, since the phase of the data signal can be reversed, there is an ambiguity which can be eliminated by the fact that different coded data signals are used. This type of coding, which in itself is known, uses a phase change to indicate a mark or a one, while a space or zero is indicated by no phase change occurs.
Wenn jedes der zwei oder eventuell in einer größeren Anzahl getrennt empfangenen, unterdrückten Trägersignale mit den zwei Datensignalen moduliert wird, welche eine Phasenverschiebung von 90° zueinander aufweisen, so ist das oben beschriebene System mit den folgenden Ausnahmen verwendbar. Nach der Uberlagerung wird jeder Träger in der Phase verschoben, um zwei Signale zu erreichen, die eine Phasenverschiebung von 900 aufweisen. Dann wird jedes Paar von Datensignalen mit einer entsprechenden Phasenverschiebung demoduliert, wie es oben angegeben ist, jedoch werden die Ausgangssignale Jedes Paars von komplementären Multiplizierstufen addiert und über ein gemeinsames Bandpaßfilter geführt, von welchem jeder kombinierte Träger den zwei Addierstufen zugeführt wird, welche diesem Träger zugeordnet sind, wobei eine Kombination mit den zwei wiedergewonnenen Datensignalen herbeigeführt wird, um die Riickführsignale für die Multiplizierstufen zu erzeugen.If each of the two is separated or possibly in a greater number received, suppressed carrier signals is modulated with the two data signals, which have a phase shift of 90 ° to each other, so is that described above System can be used with the following exceptions. After the overlay, everyone will Carriers shifted in phase to achieve two signals that are phase shifted of 900. Then each pair of data signals is matched with a corresponding one Phase shift is demodulated as indicated above, but the output signals are demodulated Each pair of complementary multipliers is added and over a common one Bandpass filter out of which each combined carrier corresponds to the two adder stages is supplied, which are assigned to this carrier, a combination with the two recovered data signals is brought about to the feedback signals for generating the multiplier stages.
- Patentansprüche -- patent claims -
Claims (5)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/589,273 US3971999A (en) | 1975-06-23 | 1975-06-23 | Coherent phase demodulator for phase shift keyed suppressed carrier signals |
| US05/589,631 US3973211A (en) | 1975-06-23 | 1975-06-23 | Combiner-demodulator for phase shift keyed suppressed carrier signals received over two transmission paths |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2626324A1 true DE2626324A1 (en) | 1977-01-13 |
Family
ID=27080491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19762626324 Withdrawn DE2626324A1 (en) | 1975-06-23 | 1976-06-11 | Combiner-demodulator for PSK suppressed carrier signals - includes filters for recovering phase-coherent carriers after multiplying |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE2626324A1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3390559T1 (en) * | 1981-07-29 | 1986-02-20 | Silver Spring Optical Communications Corp., Md. | Fiber optic digital data transmission system |
-
1976
- 1976-06-11 DE DE19762626324 patent/DE2626324A1/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3390559T1 (en) * | 1981-07-29 | 1986-02-20 | Silver Spring Optical Communications Corp., Md. | Fiber optic digital data transmission system |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| 8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |