DE2539694C2

DE2539694C2 - Method for measuring an alternating voltage and circuit arrangement for its implementation

Info

Publication number: DE2539694C2
Application number: DE19752539694
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl.-Ing 7412 Eningen Harzer
Original assignee: Wandel U. Goltermann, 7410 Reutlingen
Filing date: 1975-09-06
Publication date: 1977-07-14

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Messen einer Wechselspan· »ο nung vorzugsweise einer freqiicnzgewobbeltcn Wechselspannung, The invention relates to a method and a circuit arrangement for measuring an alternating voltage »Ο using preferably a frequency-swept AC voltage,

Bei nachrichtentcchnischen Meßaufgaben werden für die Messung von Wechselfipsnnungen neben Effektiv-■wertglcichrichtern hilufig Mitlclwcrtglcichrichler, seile· IS her Spitzenwertgleichrichter eingesetzt, um die Größe einer zu messenden Wechselspannung in einen für die Anzeige und/oder Weiterverarbeitung geeigneten Gleichstrom umzuformen, Wobbelmessungcn stellen dabei einen Anwendungsfall dar. bei dem es auf schnelle Meßergebnisbildung ankommt, d, h, die Glättungsfilter verwendeter Gleichrichter sollten ein möglichst schnelles Einschwingen zulassen,In nachrichtentcchnischen measuring tasks are to measure Wechselfipsnnungen next RMS ■ wertglcichrichtern hilufig Mitlclwcrtglcichrichler · IS ropes ago used peak detector, about the size of a suitable measured AC voltage into a for viewing / or further processing and DC reshape Wobbelmessungcn are therefore an application where fast measurement results are important, i.e. the smoothing filters of the rectifiers used should allow for the fastest possible settling,

Schaltungsanordnungen und Verfahren zur Messung des Mittelwerts periodischer Wechselspannungen sind aus den deutschen Patentschriften 11 56 499 und 22 37 111 bekannt. Zufriedenstellende Meßergebnisse lassen sich mit diesen Schaltungsanordnungen solange erzielen, wie die untere Frequenzgrenze der gewobbelten Meßfrequenz bei einigen hundert Hertz liegt.Circuit arrangements and methods for measuring the mean value of periodic alternating voltages are from German patents 11 56 499 and 22 37 111 known. Satisfactory measurement results can be achieved with these circuit arrangements as long as the lower frequency limit of the swept Measurement frequency is a few hundred Hertz.

Die Nachteile dieser bekannten Schaltungsanordnungen ergeben sich aus den in der Praxis üblichen Frequenzgrenzen gewobbelter Meßfrequenzen von z.B. 10Hz, da dann die untere Grenzfrequenz des verwendeten Glättungsfilter* entsprechend tief liegen muß. Um eine verzerrungsfreie Meßergebnisdarstellung zu gewährleisten, ist diese tiefe Grenzfrequenz des Filters nur bei entsprechend tiefen Meßfrequenzen notwendig, dagegen bewirkt sie bei höheren Meßfrequenzen ein unnötig langsames Einschwingen der Meßergebnisse.The disadvantages of these known circuit arrangements result from those which are customary in practice Frequency limits of swept measuring frequencies of e.g. 10Hz, since then the lower limit frequency of the The smoothing filter * used must be correspondingly low. A distortion-free display of the measurement results To ensure this low cut-off frequency of the filter is only possible at correspondingly low measuring frequencies necessary, on the other hand it causes unnecessarily slow settling of the at higher measuring frequencies Measurement results.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Messung einer Wechselspannung anzugeben, bei dem der zur Ausgabe bzw. Anzeige gelangende Gleichstrom schnell einschwingt.The invention is based on the object of specifying a method for measuring an alternating voltage, in which the direct current coming to the output or display swings in quickly.

Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Mitteln.The invention solves this problem with those specified in the characterizing part of claim 1 Means.

Eine erste Weiterbildung der Erfindung ergibt sich mit den Mitteln des Anspruchs 2. Auf diese Weise wird die Einstellgeschwindigkeit des Gleichstroms mit zunehmender Frequenz größer.A first development of the invention results from the means of claim 2. In this way the setting speed of the direct current increases with increasing frequency.

Eine zweite Weiterbildung der Erfindung ergibt sich mit den Mitteln des Anspruchs 3. Auf diese Weise wird erreicht, daß bei einer Schwankung der Wechselspannung die sich ergehende Änderung des Integrals des Differenzstroms innerhalb einer Abtastperiode ausgeglichen wird.A second development of the invention results from the means of claim 3. In this way achieves that with a fluctuation of the alternating voltage, the resulting change in the integral of the Differential current is compensated for within a sampling period.

Der Erfindung liegt auch die Aufgabe zugrunde, eine zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens besonders geeignete Schaltungsanordnung anzugeben.The invention is also based on the object of implementing the method according to the invention specify particularly suitable circuit arrangement.

Die Erfindung iöst diese Aufgabe mit den Mitteln des Anspruchs 4.The invention solves this problem with the means of Claim 4.

Eine andere vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergibt sich mit den Mitteln des Anspruchs 7. Auf diese Weise wird mit Sicherheit eine Selbsterregung der Anordnung verhindert.Another advantageous development of the invention results with the means of claim 7. In this way, a self-excitation is certain Arrangement prevented.

Die Erfindung ist in der Zeichnung anhand von drei Ausführungsbeispielen schematisch dargestellt. Es zei-The invention is shown schematically in the drawing using three exemplary embodiments. It shows

rfWiittJltl H LTlIi JlTf ι rfWiittJltl H LTlIi JlTf ι

26 3926 39

gen
Pig. I ein Blockschaltbild eines ersten AiisfOhriingvgene
Pig. I a block diagram of a first AiisfOhriingv

beispiels,
Pig,2 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausflih·for example,
Pig, 2 a block diagram of a second embodiment

rungsbeispiels, pig,3 ein Blockschiilibild eines dritten Ausführungs·example, pig, 3 a block diagram of a third embodiment

for example,

P ί g, 4 eine reehleckförmige MelJspannung U_n,,
P i g, 5 die Aiisgangsspannung (M des Integrators9,
Fig,6 die Steuerspannung Um zum Betätigen des to P ί g, 4 a rectangular measuring voltage U _n ,,
P ig, 5 is the output voltage (M of the integrator9,
Fig. 6 shows the control voltage Um for actuating the to

Schalters 25,Switch 25,

Fig. 7 die Steuerspannung U_n zum Betätigen des Schalters 20, 7 shows the control voltage U _n for actuating the switch 20,

P ί g, Bclic Ausgangsspannung U₂des Integrators 17,P ί g, Bclic output voltage U _{2 of} the integrator 17,

F i g, 9 die Kondensatorspannung Ua, undFig. 9 the capacitor voltage Ua, and

Fig, 10die Kondensatorspannung U_n. 10 shows the capacitor voltage U _n .

Bei dem in Fig. I dargestellten ersten Ausführungsbeispiel wird der zu jjnem Malbwegglcichrlchler 1 gehörende Differenzverstärker 2 mit der zu messenden Spannung U_n, an einem Eingang ( + ) beaufschlagt, zo wahrend der andere Eing4tig (-) über einen Widerstund 3 mit Masse verbunden ist. Der Ausgang des . Diffcenzvcrstärkers 2 speist die B.-is/s eines als stcuerbaie Stromquelle verwendeten Traiuisiors 4, so daß bei positiver Spannung U_n, der Strom I₂ durch den Transistor! solange erhöht wird, bis die am Widerstand 3 abfallende Spannung gleich dem positiven Anteil der Spannung U_n, ist. Weist die Spannung U_1n einen negativen Wert auf, so wird die Diode 5 in Durchlaßrichtung betrieben, die Spannung am Wider· stand 3 wird gleich der Spannung U₇₁. der Strom /₂ durch den Transistor 4 ist gleich Null.. In the example shown in Figure I first embodiment of belonging to jjnem Malbwegglcichrlchler 1 differential amplifier 2 is _n with the measured voltage U, applied to an input (+), zo while the other Eing4tig - is connected via a withstood 3 to ground () . The outcome of the. Differential amplifier 2 feeds the B.-is / s of a traiuisior 4 used as a power source, so that with a positive voltage U _n , the current I ₂ through the transistor! is increased until the voltage drop across the resistor 3 is equal to the positive component of the voltage U _n . If the voltage U _{1n has} a negative value, the diode 5 is operated in the forward direction, the voltage across the resistor 3 becomes equal to the voltage U ₇₁ . the current / ₂ through transistor 4 is zero.

Außerdem wird die Spannung U_n, über einen Begrenzer 6 einem Monoflop 7 zugeführt, das seinerseits einen Abtastschalter 8 kurzzeitig betätigt. Mittels des Abtastschalters 8 wird die Ausgangsspannung U\ des Integrators 9, bestehend aus Verstärker 10 und Kondensator Ci, auf der. Kondensator C₂ übertragen. Die abgetastete Ausgangsspannung, die dem Integral der Stromdifferenz /3 = h-h proportiona! ist, wird einem Differenzverstärker 11 zugeführt, der ausgangsseitig einen Transistor 12 an dessen Basis so beeinflußt, daß dessen Emitterstrom i\ gleich dem Mittelwert des Halbwellemtroms h ist. Der Gleichstrom /1 wird im Anzeigeinstrument 13 angezeigt. Der Widerstand 14 bildet zusammen mit dem Transistor 12 und dem Verstärker 11 eine Stromquelle.In addition, the voltage U _{n is} fed via a limiter 6 to a monoflop 7, which in turn actuates a sampling switch 8 for a short time. By means of the sampling switch 8, the output voltage U \ of the integrator 9, consisting of amplifier 10 and capacitor Ci, on the. Transfer capacitor C _2. The sampled output voltage, which is proportional to the integral of the current difference / 3 = hh! is, is fed to a differential amplifier 11, which on the output side influences a transistor 12 at its base in such a way that its emitter current i \ is equal to the mean value of the half-wave current h . The direct current / 1 is displayed in the display instrument 13. The resistor 14, together with the transistor 12 and the amplifier 11, forms a current source.

Das in F i g. 2 dargestellte zweite Ausführungsbeispic! unterscheidet sich von der in Fig. 1 dargestellten Anordnung dadurch, daß zusätzlich ein Sägezahngenerator 15 und ein Regelverstärker 16 verwendet werden. Das im Sägezahngenerator 15 erzeugte Sägezahnsignal mit konstanter Anstiegsgeschwindigkeit wird von der ,am Ausgang des Begrenzers 6 auftretenden Spannung igetriggert, wodurch die Amplitude des Sägezahnsignals mit zunehmender Frequenz abnimmt. Mit diesem Signal wird die Verstärkung des Regelverstärkers 16 proportional zur Frequenz der Spannung U_n, gesteuert. Auf diese Weise wird die Regeigeschwindigkeit der Anordnung mit zunehmender Frequenz vergrößert.The in Fig. 2 shown second Ausführungsbeispic! differs from the arrangement shown in FIG. 1 in that a sawtooth generator 15 and a control amplifier 16 are also used. The sawtooth signal generated in the sawtooth generator 15 with a constant rate of rise is triggered by the voltage occurring at the output of the limiter 6, whereby the amplitude of the sawtooth signal decreases with increasing frequency. With this signal, the gain of the control amplifier 16 is controlled proportionally to the frequency of the voltage U _n. In this way, the rain speed of the arrangement is increased with increasing frequency.

Eine noch vorteilhaftere Anordnung zeigt F i g. 3, bei der die Punktion de.¹» Kondensators C) aus Pig, I und Fig. 2 von einem Integrator 17, bestehend aus Widerstund 18, Verstärker 19 und den Kondensatoren Cj₁ Q, übernommen wird, Die frcqiicnzproporiionale .Bewertung der Regelgcsdiwindjgkeit wird durch eine frcqucnzproporiionalc ,Schlioßzcil des Schalters 30 erreicht, der von einem Monoflop 21 mit steuerbarer Standzeit (Impulsbreite) betätig! wird,
' Der mit der zu messenden Spannung U_n, beaufschlagte Begrenzer 22 speist ausgsngsseitig den Frequenz-Spannungs-Umformer 23 und trigger! das Monoflop 24, Die frequenzproportionale Ausgangsspannung des Frequenz-Spannungs-Umformers 23 steuert die Standzeit des Monoflops 21, welches auf die negative Planke, α vom Monoflop 24 gelieferten Impulse gctriggcrt w ,d. Das Monoflop 24 betätigt außerdem den Schaller 25, so daß der Schalter 20 geschlossen wird, der Schalter 25 den Kondensator Q jeweils am Ende einer Abtastperiode kurzzeitig kurzschließt (entlädt),An even more advantageous arrangement is shown in FIG. 3, in which the puncture de. ¹ »capacitor C) from Pig, I and Fig. 2 is taken over by an integrator 17, consisting of resistor 18, amplifier 19 and capacitors Cj ₁ Q achieved by a monoflop 21 with controllable dwell time (pulse width)! will,
The limiter 22 to which the voltage U _n to be measured is applied feeds the frequency-voltage converter 23 on the output side and trigger! the monoflop 24, the frequency-proportional output voltage of the frequency-voltage converter 23 controls the service life of the monoflop 21, which gctriggcrt w, d. The monoflop 24 also actuates the sounder 25, so that the switch 20 is closed, the switch 25 briefly short-circuits (discharges) the capacitor Q at the end of a sampling period,

Die übrigen Schaltelemente von Fig.3 entsprechen den in F i g. 1 eingezeichneten und sind deshalb auch wie diese gekennzeichnet. Die in den Fig,4 bis 10 dargestellten Spannungsverlä'ufc sollen einander zugeordnete Zeitachsen mit jeweils gleicher Zeiteinteilung besitzen.The other switching elements of Fig.3 correspond the in F i g. 1 and are therefore marked like this. The ones shown in FIGS. 4 to 10 The voltage curves shown are to be assigned time axes with the same time division in each case own.

Ist die dem Halbwellengisichrichter 1 (Fig. 3) zugeführte Spannung U_n, eine Rechteckspannung wie in Fig.4 dargestellt, so erhält man am Ausgang des Integrators 9 eine wie in Fig. 5 dargestellte Spannung Uu If the voltage U _n fed to the half-wave rectifier 1 (FIG. 3) is a square-wave voltage as shown in FIG. 4 , a voltage Uu as shown in FIG. 5 is obtained at the output of the integrator 9

Im eingeschwungenen Zustand, d. h. wenn /Ί und h im zeitlichen Mittel gleich groß sind, bleibt die Spannung U₂ (F i g. 8) konstant, nämlich gleich i/o (F i g. 9), da Uca (Fig. 10) gleich Null ist.In the steady state, ie when / Ί and h are equal on average over time, the voltage U ₂ (Fig. 8) remains constant, namely equal to i / o (Fig. 9), since Uca (Fig. 10 ) is zero.

Ändert sich aber i_2l /.. B. wie dargestellt durch Verdoppeln der Frequenz der Spannung U_n,, so tastet der Schalter 20 eine dem Integral der Stromdifferenz /3 proportionale Spannung U\ ab, wodurch sich an den beiden vorzugsweise gleichen Kondensatoren C3, Ct jeweils die Spannung um AU ändert. Mittels zweier gleich großer Kondensatoren G, Q wird eine Änderung der integrierten Spannung U\ während einer Abtastperiode doppell bewertet, um das Integral der Stromdifferenz /j innerhalb einer einzigen Periode ausregeln zu können und die Stabilität der Regelschaltung zu gewährleisten. Am Ende jeder Periode v/ird der Kondensator Q über den Schalter 25 entladen, bevor der Schalter 20 erneut abtastet. Der zeitliche Zusammenhang zwischen den Spannungen Us\ und Usi, die die Schalter 25 und 20 betätigen, ist in Fig.6 und Fig. 7 dargestellt.If, however, i _2l / .. B. as shown by doubling the frequency of the voltage U _n ,, then the switch 20 samples a voltage U \ proportional to the integral of the current difference / 3, as a result of which the two preferably identical capacitors C3, Ct changes the voltage by AU each time. By means of two capacitors G, Q of equal size, a change in the integrated voltage U \ during a sampling period is evaluated twice in order to be able to regulate the integral of the current difference / j within a single period and to ensure the stability of the control circuit. At the end of each period, the capacitor Q is discharged through the switch 25 before the switch 20 scans again. The time relationship between the voltages Us \ and Usi which actuate the switches 25 and 20 is shown in FIG. 6 and FIG.

Der Integrator 17 liefert somit eine dem Gleichstrom k proportionale Steuerspannung i/2 (U% = K · h, wobei K eine Konstante ist) und seine Spannungsänderung Δ Ui ist »doppelt-proportional« zu einer Stromänderung Ah(AU₂- 2K- Ah). (, U% = K h where K is a constant) of the integrator 17 thus provides a k to the direct current proportional to the control voltage i / 2, and its voltage change Δ Ui is »double-proportional" to a current change Ah (AU ₂ - 2K Ah ).

Der Übersichtlichkeit wagen wurde als Beispiel für die Spannung U_n, eine Rechteckspannung gewählt, es können aber mit der dargestellten Anordnung ebtnso z. B. sinusförmige Spannungen oder Rauschsignale gemessen werden. For the sake of clarity, a square-wave voltage was chosen as an example for the voltage U _{n, but it can ebtnso z.} B. sinusoidal voltages or noise signals can be measured.

Hierzu 2 Blatt ZeichnrngenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

'AicninnsprOche;

I. Procedure for measuring an alternating voltage,

especially a frequency of change

^ voltage, characterized by dfiss the alternating voltage fLy is rectified, the

iltirch rectification won Wecliselsirom (k)

sr is subtracted from an adjustable DC (h), the differential current (h) is integrated resulting, by integrating the resultant voltage (U \) is periodically sampled at the frequency of the AC voltage, the sampled

j-voltage (Ui) is maintained during a sampling period and the direct current (i \) is set (multiplied) proportional to the respective sampled voltage and output or displayed as the mean value of the alternating voltage (U _n ,),
.

2. Method according to claim 1, characterized in that the integrated voltage (Ut) or each sample of the sampled voltage (Uj) 'is evaluated in proportion to the frequency,

3. The method according to claim 2 or 3, characterized in that a proportionality constant K (i \ - K ■ Ut) linking the integrated voltage (Ui) with the direct current (i \ ) with a resulting change in the integrated voltage (U \) enlarged for the time of one sampling period. in particular is doubled (Ah = 2 K AU ₁ ).

4. Circuit arrangement for carrying out the method according to claim 1, characterized by a rectifier which can be applied to the alternating voltage (U _m ) to be measured, a controllable direct current source (i !, 12) which has a corresponding to the mean value of the output current of a rectifier (I) , an adjustable output current (i \) which can be output or displayed, an integrator (9) connected on the input side to the outputs of the rectifier (1) and the controllable direct current source (11, 12) and an input side to the output of the integrator (9 ) connected, periodically with the frequency of the alternating voltage to be measured (U _m ) working sampling (8) and holding circuit (Ci), the output of which is at a control input of the direct current source (11,12). (Fig.!).

5. Circuit arrangement according to claim 4 for performing the method according to claim 2, characterized in that between an output of the integrator (9) and the input of the Sampling and holding circuit an amplifier (16) with controllable (wobble) gain and is switched with vanishing internal resistance,

^; whose control terminal with the output of a trigger with the frequency of the voltage to be measured

• A sawtooth generator »(ί5) is connected with a constant rate of increase (Fig. 2).

6. Circuit arrangement according to claim 4 for ^ Implementation of the method according to claim 2,

Ip characterized in that the scanning and - ^ Hold circuit has a sampling switch (8) which is operated by means of a monoflop (7) with a frequency-proportional closing time (FIG. 2).

7. Circuit arrangement according to one of the claims 4, 5 or 6 for carrying out the method according to claim 3, characterized in that the Holding circuit an integrator (17) with two

Memory elements (Ci, Ci) have, one of which is activated by means of a switch (25) in each case before an interval time. (Fig. 3),