DE2538362C3

DE2538362C3 - Input circuit for a comparator that works with hysteresis

Info

Publication number: DE2538362C3
Application number: DE19752538362
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Annandale N.J. Ahmed (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1974-08-30
Filing date: 1975-08-28
Publication date: 1980-06-19
Also published as: DE2538362B2; JPS5150554A; CA1029445A; FR2283585B1; FR2283585A1; DE2538362A1; GB1521286A; JPS5541050B2

Description

zuführt (bzw. entnimmt) derart, daß der bei abgeglichenem ersten Differenzverstärker (9, 6) fließende Basisstrom des ersten Transistors (19) den gleichen Wert hat wie der bei abgeglichenem zweiten Differenzverstärker (2, 5) fließende Basisstrom des dritten Transistors (27).feeds (or removes) in such a way that the first differential amplifier (9, 6) flowing base current of the first transistor (19) has the same value as that when balanced second differential amplifier (2, 5) flowing base current of the third transistor (27).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stromquelle (28, 51, 53, 49, 45; 28, 51, 53, 49, 69, 67, 45) einen weiteren Transistor (49) des ersten Leitungstyps mit Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktor B\ und einen zusätzlichen Transistor (45) des zweiten entgegengesetzten Leitungstyps in Emitterschaltung mit Emitterschaltungs-Durchlaßstromverstärkungsfaktor Bi enthält, wobei die Basen des weiteren und des zusätzlichen Transistors galvanisch verbunden sind, der Kollektor des zusätzlichen Transistors mit den Emittern des dritten und des vierten Transistors (27,29) zusammengeschaltet ist und dem Emitter des weiteren Transistors (49) ein Strom in der Größe /1 zugeführt wird.2. Circuit according to claim 1, characterized in that the second current source (28, 51, 53, 49, 45; 28, 51, 53, 49, 69, 67, 45) has a further transistor (49) of the first conductivity type with an emitter circuit Forward current gain factor B \ and an additional transistor (45) of the second opposite conductivity type in common emitter circuit with emitter circuit forward current gain factor Bi , the bases of the further and the additional transistor being galvanically connected, the collector of the additional transistor to the emitters of the third and fourth Transistor (27,29) is interconnected and the emitter of the further transistor (49) is supplied with a current of the size / 1.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stromquelle einen Stromspiegelverstärker (28, 51, 21, 23) mit Eingang (28) und erstem und zweiten Ausgang (Kollektoren der Transistoren 21 und 53) enthält, wobei der erste Ausgang an die Emitter des ersten und des zweiten bo Transistors (19, 17) und der zweite Ausgang an den Emitter des weiteren Transistors (49) angeschlossen sind.3. A circuit according to claim 2, characterized in that the first current source is a current mirror amplifier (28, 51, 21, 23) with input (28) and first and second output (collectors of the Transistors 21 and 53), the first output to the emitters of the first and second bo The transistor (19, 17) and the second output are connected to the emitter of the further transistor (49) are.

Die Erfindung betrifft eine Schaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.
Häufig werden in ein und derselben Schaltung mehrere unterschiedlich transistorisierte Differenzverstärker verwendet, nämlich solche, die mit rJPN-Transistoren, und solche, die mit PNP-Transistoren aufgebaut sind. Üblicherweise werden in integrierten Schaltungen die PNP-Transistoren in Lateraltechnik und die NPN-Transistoren in Vertikaltechnik aufgebaut Integrierte Lateraltransistoren haben wesentlich niedrigere Stromverstärkungsfaktoren als integrierte Vertikaltransistoren. Es sind daher bei einer Schaltung mit z. B. parallelen Signalwegen, von denen einer über einen Differenzverstärker mit PNP-Lateraltransistoren und der andere über einen Differenzverstärker mit NPN-Vertikaltransistoren führt, die Verhältnisse hinsichtlich der Basisvorspannungs- oder -schaltströme für die PNP-Transistoren anders als für die NPN-Transistoren, so daß man mit Unsymmetrien rechnen muß und außerdem wegen unterschiedlicher Spannungsabfälle am Innenwiderstand der Eingangssignalquelle ein Fehlersignal auftreten kann. Da ferner die Transkonduktanz g_m eines Differenzverstärkers seinem Verstärkungsfaktor direkt proportional ist und außerdem proportional zu dem den zusammengeschalteten Emittern seiner Transistoren zugeführten Vorspannungs^L strom ist, werden die Verstärkungsfaktoren der NPN- und PNP-Differenzverstärker unterschiedlich, wenn ihre Quellenströme voneinander abweichen.The invention relates to a circuit as it is assumed in the preamble of claim 1.
Often several different transistorized differential amplifiers are used in one and the same circuit, namely those with rJPN transistors and those with PNP transistors. The PNP transistors in integrated circuits are usually constructed using the lateral technology and the NPN transistors using the vertical technology. Integrated lateral transistors have significantly lower current amplification factors than integrated vertical transistors. There are therefore in a circuit with z. B. parallel signal paths, one of which leads via a differential amplifier with PNP lateral transistors and the other via a differential amplifier with NPN vertical transistors, the ratios with regard to the base biasing or switching currents for the PNP transistors different than for the NPN transistors, see above that one must reckon with asymmetries and, in addition, an error signal can occur due to different voltage drops at the internal resistance of the input signal source. Furthermore, since the transconductance g _{m of} a differential amplifier is directly proportional to its gain factor and is also proportional to the bias ^L current applied to the interconnected emitters of its transistors, the gain factors of the NPN and PNP differential amplifiers become different if their source currents differ from one another.

Man >jat sich bisher sehr bemüht, bestimmte Fehler von Transistorverstärkern zu korrigieren, die durch Änderungen des Basiseingangsstromes oder der Verstärkung mit den Vorspannungsverhältnissen oder der Temperatur bedingt sind. Diese Probleme sind jeweils einzeln angegangen und für einzelne Verstärker gelöst worden. So ist in der US-PS 35 30 391 eine Differenzverstärkerschaltung beschrieben, welche solche Probleme mittels thermischer Kopplung der einzelnen Transistoren und unabhängigen Einstellmöglichkeiten für Vorspannung, Symmetrie und Verstärkung zu lösen sucht. Die Schaltung hat zwei unabhängig voneinander vorgespannte Differenzverstärker, deren einer mit gegenüber den anderen komplementären Transistoren aufgebaut ist. Diese beiden Differenzverstärker sind zu einem einzigen Gesamtdifferenzverstärker zusammengeschaltet, welcher ein besseres Gleichtaktverhalten und eine höhere Stabilität seines Ausgangspotentials zeigen soll. Der angestrebten Symmetrierung der Basisströme der verschiedenen Transistoren stehen jedoch Beschränkungen gegenüber, welche in den diskreten, nicht integrierten Bauelementen begründet sind, und die Symmetrierung wird ferner durch Fehlermöglichkeiten infolge der zahlreichen unabhängigen Einstellelemente erschwert. Da die bekannte Schaltung weder aktive Vorspannungsschaltungen für die zwei Basisdifferenzverstärker, noch aktive Verbindungselemente zwischen den Vorspannungsschaltungen oder automatische Kompensationsmaßnahmen für Änderungen der Transistorparameter benutzt, kommt es für eine befriedigende Funktion wesentlich darauf an, daß die PNP- und die NPN-Transistoren füreinander ausgesucht sind zueinander passen. Bei monolithischen integrierten Schaltungen bestehen jedoch derartige Möglichkeiten praktisch nicht.So far, great efforts have been made to identify certain errors of transistor amplifiers to correct those caused by changes in the base input current or the gain are conditioned by the preload conditions or the temperature. These problems are respectively approached individually and resolved for individual amplifiers. So in US-PS 35 30 391 is a differential amplifier circuit described which such problems by means of thermal coupling of the individual transistors and independent setting options seeks to solve for bias, symmetry and reinforcement. The circuit has two independent of each other biased differential amplifiers, one with transistors that are complementary to the other is constructed. These two differential amplifiers are interconnected to form a single overall differential amplifier, which has a better common mode behavior and a higher stability of its output potential should show. The desired balancing of the base currents of the various transistors are available however, restrictions which are based on the discrete, non-integrated components are, and the balancing is furthermore due to the possibility of errors due to the numerous independent Adjustment elements difficult. Since the known circuit neither active bias circuits for the two base differential amplifiers, still active connectors between the bias circuits or automatic compensation measures are used for changes in transistor parameters For a satisfactory function it is essential that the PNP and NPN transistors are for each other are chosen to fit each other. However, there are monolithic integrated circuits Possibilities practically not.

In der US-PS 35 51 832 ist ein Transistordifferenzverstärker beschrieben, dessen Basiseingangsströme mit Hilfe komplementärer Transistoren kompensiert werden, die ebenfalls nach Art eines Differenzverstärkers zusainmengeschaltet sind. Die Schaltung ist dabei so bemessen, daß jeweils ein Kompensationstransistor den Basisstrom für einen der Differenzverstärkertransisto-In US-PS 35 51 832 is a transistor differential amplifier described, whose base input currents are compensated with the help of complementary transistors, which are also connected together like a differential amplifier. The circuit is like this dimensioned so that in each case one compensation transistor supplies the base current for one of the differential amplifier transistor

ren liefert, so daß die Eingangssignalquelle unbelastet bleibt Änderungen der Transistorverstärkung lasssen sich mit dieser Maßnahme jedoch nicht kompensieren.ren supplies so that the input signal source is unloaded However, changes in the transistor gain cannot be compensated for with this measure.

Schließlich ist aus der US-PS 38 16 761 eine aus zwei komplementären Differenzverstärk&rn aufgebaute Vergleichsschaltung bekannt, welche Hystereseeigenschaften, also eine tote Zone, zeigt Solche Schaltungen lösen das Problem mehrdeutiger oder unbestimmter Ausgangssignale bei bestimmten Eingangssignalverhältnissen. Bei solchen Schaltungen treten aber die bereits eingangs erwähnten Fehlersignale infolge unterschiedlicher Spannungsabfälle am Innenwiderstand der Eingangsspannungsquelle auf, die aus den unterschiedlichen Stromverstärkungsfaktoren der NPN- bzw. PNP-Transistoren im Zusammenhang mit den Vorströmen jedes Differenzverstärkerpaars resultieren. Maßnahmen zur Verringerung der Basiseingangsstromunterschiede für die beiden komplementären Differenzverstärker fehlen hier, statt dessen arbeiten die beiden Differenzverstärker mit unterschiedlichen Vorströmen (Emitterstromquellen), womit gleichzeitig die Verstärkungsfaktoren stabilisiert werden.Finally, from US-PS 38 16 761 is a comparison circuit composed of two complementary differential amplifiers & rn known what hysteresis properties, i.e. a dead zone, shows such circuits solve the problem of ambiguous or indeterminate output signals at certain input signal ratios. In such circuits, however, the error signals already mentioned occur as a result of different ones Voltage drops at the internal resistance of the input voltage source resulting from the different Current amplification factors of the NPN or PNP transistors in connection with the bias currents of each differential amplifier pair result. Measures to reduce the base input current differences for the two complementary differential amplifiers are missing here, the two work instead Differential amplifier with different bias currents (emitter current sources), with which the gain factors at the same time be stabilized.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe von Maßnahmen zur Kompensation ungleicher Verstärkungen bzw. Basisströme zweier komplementärer Differenzverstärker in einer mit Hysterese arbeitenden Vergleichsschaltung. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.The object of the invention consists in specifying measures to compensate for unequal gains or base currents of two complementary differential amplifiers in one working with hysteresis Comparison circuit. This object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1 solved.

Durch die Erfindung werden die Basiseingangsströme der beiden zusammengeschalteten Differenzverstärker einander angeglichen, so daß nicht nur die unsymmetrische Belastung der Eingangsspannungsquelle bei Ansteuerung des einen bzw. anderen Differenzverstärkers je nach Polarität der Eingangsspannung entfällt, sondern außerdem der eine Transistor des einen Differenzverstärkers gleichzeitig den Basisruhestrom des mit ihm zusammengeschalteten komplementären Transistors des anderen Differenzverstärkers liefert und somit die Eingangsspannungsquelle überhaupt nicht durch die Basisströme belastet wird. Man kann daher auch eine relativ hochohmige Eingangsspannungsquelle verwenden, ohne daß Fehler zu befürchten wären. Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht in der Angleichung der Verstärkungen der beiden Differenzverstärkerzüge durch Nachschaltung eines PN P-Verstärkers hinter df η NPN-Differenzverstärker sowie eines N PN-Verstärkers hinter den PN P-Differenzverstärker. Die Betriebsströme des NPN-Differenzverstärkers und des PNP-Differenzverstärkers können sich nun unterscheiden, und zwar wählt man hierzu einen Faktor, der proportional den Stromverstärkungen β (in Emittergrundschaltung) ihrer betreffenden NPN- bzw. PNP-Transistoren ist, um die Basiseingangsströme zu symmetrieren und damit die Transkonduktanzverstärkung der beiden Differenzverstärker um denselben Faktor ungleich zu machen. Verwendet man beispielsweise in einer integrierten Schaltung Lateral-PNP-Transistoren mit niedrigerer Verstärkung und Vertikal-NPN-Transistoren mit ,uilicrer Verstärkung, dann ergibt sich bei Kaskadenschaltung des PNP-Differenzverstärkers niedrigerer Transkonduktanz mit einer NPN-Verstärkerstufe höherer Stromverstärkung praktisch dieselbe Gesamtverstärkung wie bei der Kaskadenschaltung des NPN-Differenzverstärkers höherer Transkonduktanz mit einer PN P-Verstärkerstufe niedrigerer Stromverstärkung.With the invention, the base input currents of the two differential amplifiers connected together are matched to each other, so that not only the asymmetrical load on the input voltage source when driving one or the other differential amplifier is eliminated, depending on the polarity of the input voltage, but also the one transistor of one differential amplifier at the same time the base quiescent current of the with it supplies the interconnected complementary transistor of the other differential amplifier and thus the input voltage source is not loaded at all by the base currents. You can therefore also use a relatively high-impedance input voltage source without fear of errors. Another advantage of the invention is the equalization of the gains of the two differential amplifier trains by adding a PN P amplifier behind the df η NPN differential amplifier and an N PN amplifier behind the PN P differential amplifier. The operating currents of the NPN differential amplifier and the PNP differential amplifier can now differ, namely a factor is chosen which is proportional to the current gains β (in the basic emitter circuit) of their respective NPN or PNP transistors in order to balance the base input currents and thus making the transconductance gain of the two differential amplifiers unequal by the same factor. If, for example, lateral PNP transistors with lower gain and vertical NPN transistors with lower gain are used in an integrated circuit, then with cascade connection of the PNP differential amplifier of lower transconductance with an NPN amplifier stage of higher current gain, practically the same overall gain results as with the Cascade connection of the NPN differential amplifier with a higher transconductance with a PN P amplifier stage with a lower current gain.

Ein Merkmal der Erfindung besteht auch in der Verwendung aktiver Schaltungen zur Verbindung der Vorspannungsschaltungen der beiden Differenzverstärker, so daß ihre Vorströme sich verhalten wie die in Enittergrundschaltung gemessenen Stromverstärkungen der NPN- und PNP-Transistoren. Der Vorteil dieser Maßnahme besteht darin, daß die gewünschte Aufhebung der Eingangsbasisströme am gemeinsamen Eingangsanschluß und/oder die Angleichung der Gesamtverstärkung der beiden Differenzverstärkerzüge durchAnother feature of the invention is the use of active circuits to interconnect the Bias circuits of the two differential amplifiers so that their bias currents behave like those in Current gains of the NPN and PNP transistors measured in the basic circuit. The advantage of this Measure consists in that the desired cancellation of the input base currents at the common input connection and / or the equalization of the overall gain of the two differential amplifier trains

to die selbst abgleichende Eigenschaft der aktiven Vorspannungsschaltung automatisch beibehalten wird.to automatically maintain the self-balancing property of the active bias circuit.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Darstellungen von Ausführungsbeispielen im einzelnen erläutert Es zeigtFurther developments of the invention are characterized in the subclaims
The invention is explained in detail below with reference to the representations of exemplary embodiments

F i g. 1 das Schaltbild einer gemäß der Erfindung ausgebildeten Vergleichsschaltung,
Fig.2 das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung undF i g. 1 shows the circuit diagram of a comparison circuit designed according to the invention,
2 shows the circuit diagram of a further embodiment of the invention and

Fig.3 ein Blockschaltschema einer dritten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. 3 shows a block diagram of a third embodiment the circuit arrangement according to the invention.

Eine Vergleicheranordnung der allgemeinen Art nach Fig. 1, jedoch ohne die erfindungsgemäße Vorspannanordnung, ist in der US-Patentschrift 38 16 761 im einzelnen beschrieben.A comparator arrangement of the general type according to FIG. 1, but without the prestressing arrangement according to the invention, is described in detail in US Pat. No. 3,816,761.

Der vereinfachte Spannungsvergleicher 1 nach F i g. 1 enthält einen Differenzverstärker 9 und einen Diffe-The simplified voltage comparator 1 according to FIG. 1 contains a differential amplifier 9 and a differential

jo renzverstärker 2. Der Differenzverstärker 9 ist mit N PN-Transistoren 17 und 19 bestückt und im folgenden als »NPN-Differenzverstärker« bezeichnet. Der Differenzverstärker 2 ist mit PNP-Transistoren 27 und 29 bestückt und im folgenden als »PNP-Differenzverstärker« bezeichnet. Voraussetzungsgemäß sind sämtliche PNP-Transistoren Lateraltransistoren und sämtliche NPN-Transistoren Vertikaltransistoren. Der Verstärker 2 empfängt an seinem Eingang 13 eine niederpegelige Bezugsspannung, und der Verstärker 9 empfängt an seinem Eingang 11 eine hochpegelige Bezugsspannung.jo rence amplifier 2. The differential amplifier 9 is with N PN transistors 17 and 19 fitted and referred to below as "NPN differential amplifier". The differential amplifier 2 is equipped with PNP transistors 27 and 29 and hereinafter referred to as "PNP differential amplifier" designated. As a prerequisite, all PNP transistors are lateral transistors and all NPN transistors, vertical transistors. The amplifier 2 receives a low level at its input 13 Reference voltage, and the amplifier 9 receives at its input 11 a high-level reference voltage.

Der Anschluß 15 ist der Signaleingang, dem das Signal zugeleitet wird, das in seinem Wert mit der hohen und der niedrigen Bezugsspannung verglichen werden soll.The connection 15 is the signal input to which the signal is fed, which in its value with the high and the low reference voltage is to be compared.

Der NPN-Differenzverstärker 9 enthält NPN-Transistören 17,19 und 21 sowie PNP-Transistoren 23 und 25. Der Transistor 23 ist als Diode geschaltet und mit Basis und Kollektor an die Basis des Transistors 25 und den Kollektor des Transistors 17 angeschlossen und mit seinem Emitter an eine positive Spannungsquelle + V angeschaltet. Der Transistor 25 ist mit seinem Emitter an die Spannungsquelle + V angeschaltet und mit seinem Kollektor an den Kollektor des Transistors 19 angeschlossen. Die Basis des Transistors 17 ist an den hohen Bezugsspannungseingang 11 angeschlossen. Die Basis des Transistors 19 ist an den Signaleingang 15 sowie an die Basis eines Transistors 27 des PNP-Differenzverstärkers 2 angeschlossen. Die Emitter der NPN-Transistoren 17 und 19 sind mit dem Kollektor des Transistors 21 verbunden, dessen Basis über einen Anschluß 28 mit einer Vorspannschaltung (in F i g. 1 nicht gezeigt) verbunden ist.The NPN differential amplifier 9 contains NPN transistors 17, 19 and 21 and PNP transistors 23 and 25. The transistor 23 is connected as a diode and has its base and collector connected to the base of transistor 25 and the collector of transistor 17 and with his Emitter connected to a positive voltage source + V. The emitter of the transistor 25 is connected to the voltage source + V and its collector is connected to the collector of the transistor 19. The base of the transistor 17 is connected to the high reference voltage input 11. The base of the transistor 19 is connected to the signal input 15 and to the base of a transistor 27 of the PNP differential amplifier 2. The emitters of the NPN transistors 17 and 19 are connected to the collector of the transistor 21, the base of which is connected via a terminal 28 to a bias circuit (not shown in FIG. 1).

Der PNP-Differenzverstärker 2 enthält PNP-Transistoren 27 und 29 sowie NPN-Transistoren 31 und 33. Der Transistor 31 ist als Diode geschaltet, d. h. mit Basis und Kollektor zusammengeschaltet. Dieser gemeinsame Anschluß ist sowohl mit dem Kollektor des Transistors 29 als auch mit der Basis des Transistors 33 verbunden. Die Emitter der Transistoren 31 und 33 liecen an einemThe PNP differential amplifier 2 includes PNP transistors 27 and 29 and NPN transistors 31 and 33. The transistor 31 is connected as a diode, i. H. interconnected with base and collector. This common Terminal is connected both to the collector of transistor 29 and to the base of transistor 33. The emitters of the transistors 31 and 33 lie on one

Bezugspotentialpunkt, beispielsweise Masse, und der Kollektor des Transistors 33 ist mit dem Kollektor des Transistors 27 verbunden. Die Basis des Transistors 29 ist an den niedrigen Bezugsspannungseingang 13 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 27 und 29 sind gemeinsam an die Stromquelle 3 angeschlossen.Reference potential point, for example ground, and the collector of transistor 33 is connected to the collector of the Transistor 27 connected. The base of the transistor 29 is connected to the low reference voltage input 13 connected. The emitters of transistors 27 and 29 are connected together to the power source 3.

Im Verstärker 9 werden die Betriebsströme der Transistoren 17 und 19 durch den Kollektorstrom des Transistors 21 bestimmt. Die Transistoren 23 und 25 sind als Stromspiegel geschaltet, so daß sie aktive Kollektorlasten für die Transistoren 17 und 19 oder eine Stromquelle bilden.In the amplifier 9, the operating currents of the transistors 17 and 19 are determined by the collector current of the Transistor 21 is determined. The transistors 23 and 25 are connected as a current mirror, so that they are active Collector loads for transistors 17 and 19 or one Form power source.

Im Verstärker 2 werden die Betriebsströme der Transistoren 27 und 29 durch die Stromquelle 3 bestimmt. Die Transistoren 31 und 33 sind als Stromspiegel geschaltet, so daß sie aktive Kollektorlasten bilden, die als Stromsenke für die Transistoren 27 und 29 wirken.In the amplifier 2, the operating currents of the transistors 27 and 29 are passed through the current source 3 certainly. The transistors 31 and 33 are connected as a current mirror so that they have active collector loads which act as a current sink for the transistors 27 and 29.

Zwei in Reihe zwischen die Spannungsquelle + Vund den Kollektor des Transistors 19 geschaltete Dioden 35, 37 verhindern eine Sättigung des Transistors 19.Two diodes 35 connected in series between the voltage source + V and the collector of transistor 19, 37 prevent the transistor 19 from becoming saturated.

Zur Verstärkungskompensation des Verstärkers 9 ist ein PNP-Transistor 39 vorgesehen, der mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 19 und mit seinem Kollektor an den Spannungsvergleicherausgang Vo angeschlossen ist. Ein PNP-Strombegrenzungstransistor 41 ist mit seinem Kollektor an den Emitter des Transistors 39, mit seiner Basis an die Stromquelle 3 und mit seinem Emitter an die Spannungsquelle + V angeschlossen.A PNP transistor 39 is provided for gain compensation of the amplifier 9, the base of which is connected to the collector of the transistor 19 and its collector to the voltage comparator output Vo . A PNP current limiting transistor 41 has its collector connected to the emitter of transistor 39, its base to the current source 3 and its emitter to the voltage source + V.

Zur Verstärkungskompensation des Verstärkers 2 ist ein NPN-Transistor 43 vorgesehen, der als Verstärker in Emitterschaltung mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 27 und mit seinem Kollektor an den Spannungsvergleicherausgang Vq angeschlossen ist.For gain compensation of the amplifier 2, an NPN transistor 43 is provided, which is connected as an emitter circuit amplifier with its base to the collector of the transistor 27 and with its collector to the voltage comparator output Vq .

Die Stromquelle 3 enthält PNP-Transistoren 45 und 47 sowie NPN-Transistoren 49, 51 und 53. Der Transistor 47 ist als Diode geschaltet und mit seinem Emitter an die Spannungsquelle + V sowie mit Kollektor und Basis an sowohl die Basis des Begrenzertransistors 41 als auch den Kollektor des Transistors 49 angeschlossen. Der Transistor 49 ist mit seiner Basis an die Basis des Transistors 45 und mit seinem Emitter an den Kollektor des Transistors 53 angeschlossen. Der Transistor 53 liegt mit seinem Emitter an Masse und ist mit seiner Basis an den Anschluß 28 für eine Vorspannstromanordnung (in F i g. 1 nicht gezeigt) angeschlossen. Der Transistor 45 ist mit seinem Emitter an die Spannungsquelle + V und mit seinem Kollektor an die zusammengeschalteten ^mitter der Trans;-*"-"" 27 "rH 29 angeschlossen Der Transistor 51 ist als Diode geschaltet und mit Basis und Kollektor an den Vorspannanschluß 28 angeschaltetThe current source 3 contains PNP transistors 45 and 47 and NPN transistors 49, 51 and 53. The transistor 47 is connected as a diode and its emitter to the voltage source + V and its collector and base to both the base of the limiter transistor 41 and connected to the collector of transistor 49. The transistor 49 has its base connected to the base of the transistor 45 and its emitter connected to the collector of the transistor 53. The transistor 53 has its emitter connected to ground and its base connected to the terminal 28 for a bias current arrangement (not shown in FIG. 1). The emitter of the transistor 45 is connected to the voltage source + V and its collector is connected to the interconnected middle of the trans; - * "-""27" rH 29. The transistor 51 is connected as a diode and its base and collector are connected to the bias terminal 28 switched on

Nachstehend wird die Arbeitsweise des Spannungsvergleichers 1 kurz erläutert, während auf den durch die Stromquelle 3 bewirkten Basisstromausgleich näher eingegangen wird.The operation of the voltage comparator 1 will be briefly explained below, while the by the Current source 3 effected base current equalization is discussed in more detail.

Es sei angenommen, daß den Anschlüssen 11 und 13 Bezugsspannungen zugeführt werden, und zwar dem Anschluß 11 ein höheres Potential als dem Anschluß 13. eo Wenn das dem Eingangsanschluß 15 zugeführte Eingangssignal das höhere Potential am Anschluß 11 übersteigt, dann wird der Transistor 19 leitend und schaltet den Transistor 39 ein. Der Transistor 43 wird dann gesperrt, so daß die Ausgangsspannung Vb einen positiven Wert annimmt, der etwas größer als + V ist Wenn die Eingangsspannung am Anschluß 15 unter das niedrigere Potential am Anschluß 13 sinkt, werden die Transistoren 19 und 39 gesperrt und der Transistor 27 eingeschaltet. Dadurch wird seinerseits der Transistor 43 leitend und klemmt die Ausgangsspannung Vb aul das Massepotential. Liegt dagegen die Spannung am Anschluß 15 zwischen den beiden Bezugsspannungspotentialen (an den Klemmen 11 und 13), dann sind die Transistoren 19,39,27 und 43 sämtlich gesperrt, und der durch den Verbindungspunkt der Kollektoren der Transistoren 29 und 43 gebildete Ausgangsanschluß nimmt einen unbestimmten Zustand ein: Dies wird als tote Zone bezeichnet.It is assumed that the terminals 11 and 13 are supplied with reference voltages, namely the terminal 11 a higher potential than the terminal 13. eo If the input signal supplied to the input terminal 15 exceeds the higher potential at the terminal 11, the transistor 19 becomes conductive and turns transistor 39 on. The transistor 43 is then disabled so that the output voltage Vb takes a positive value which is slightly greater than + V, when the input voltage drops at terminal 15 under the lower potential at the terminal 13, the transistors 19 and 39 off and the transistor 27 switched on. As a result, the transistor 43 becomes conductive for its part and clamps the output voltage Vb to the ground potential. If, on the other hand, the voltage at terminal 15 lies between the two reference voltage potentials (at terminals 11 and 13), transistors 19, 39, 27 and 43 are all blocked and the output terminal formed by the junction of the collectors of transistors 29 and 43 takes one indeterminate condition: this is known as the dead zone.

Wenn im Kollektor des Transistors 21 ein Strom der Größe 2 /0 fließt, so fließt aus dem Transistor 17 sowie aus dem Transistor 19 im abgeglichenen Zustand dieses Verstärkers 9 (gleiche Basiseingangsströme der Transistoren 17 und 19) ein Emitterstrom von je /0, vorausgesetzt, daß die beiden Transistoren in ihrer Geometrie gleich sind und gleiche Stromverstärkungsfaktoren (ßu und ßw) aufweisen. Wenn man annimmt, daß die Beta-Werte hoch sind, d. h. B+1 annähernd gleich B ist, so betragen die Basisströme (l_Bu, /ei°Jder Transistoren 17 und 19:If a current of size 2/0 flows in the collector of transistor 21, an emitter current of / 0 each flows from transistor 17 and from transistor 19 in the balanced state of this amplifier 9 (same base input currents of transistors 17 and 19), provided that the two transistors are identical in their geometry and have the same current gain factors (ßu and ßw) . Assuming that the beta values are high, i.e. that B + 1 is approximately equal to B , the base currents (l _B u, / ei ° J of transistors 17 and 19 are:

— 'KlM —- 'KlM -

/M?/ M?

/'1M/ '1M

In der Stromquelle 3 ist der Emitterstrom des Transistors 49 gleich 2 /0. Der Basisstrom /S₄₉ dieses Transistors beträgt daher:In the current source 3, the emitter current of the transistor 49 is equal to 2/0. The base current / S _{49 of} this transistor is therefore:

_ 2I₀ _ 2I ₀

I /UM — , · I / UM -, ·

/'4t/ '4t

Dieser Basisstrom fließt aus der Basis des Transistors 45, so daß dessen Kollektorstrom (las)beträgt:This base current flows from the base of transistor 45, so that its collector current (las) is:

, +2/,./U₅ , +2 / ,./ U ₅

i'49i'49

Der Kollektorstrom des Transistors 45 bildet den Betriebsstrom für den Verstärker 2. Da der Verstärkungsfaktor 045 des PNP-Transistors 45 niedriger als der des NPN-Transistors 49 ist, ist der in die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 29 und 27 fließende Betriebsstrom kleiner als 2 /0 (siehe Gleichung 3), d. h. kleiner als der aus den zusammengeschalteten Emittern der Transistoren 17 und 19 des Differenzverstärkers 9 fließende Strom. Wenn der Verstärker 2 sich im abgeglichenen Zustand befindet und wenn man annimmt, daß die Strornvcrsiärkungsiakioren der Transistoren 21 und 27 gleich sind (wie es bei einer monolithisch integrierten Schaltung der Fall ist), so haben diese Transistoren einen Basisstrom (Ιβά Ιβη) von je:The collector current of transistor 45 forms the operating current for amplifier 2. Since the gain factor 045 of PNP transistor 45 is lower than that of NPN transistor 49, the operating current flowing into the interconnected emitters of transistors 29 and 27 is less than 2/0 (see equation 3), ie less than the current flowing from the interconnected emitters of transistors 17 and 19 of differential amplifier 9. If the amplifier 2 is in the balanced state and if it is assumed that the current amplifiers of the transistors 21 and 27 are the same (as is the case with a monolithic integrated circuit), then these transistors have a base current (Ιβά Ιβη) of:

I«29 —I «29 -

Um die abgeglichenen Basisvorspannströme der Transistoren 17,19 den abgeglichenen Basisströmen der Transistoren 27, 29 gleichzumachen, macht man den Beta-Stromverstärkungsfaktor /Ϊ45 des Transistors 45 der Stromquelle 3 gleich den Stromverstärkungsfaktoren ßu und /J» der Transistoren 27 bzw. 29, so daß:In order to make the balanced base bias currents of the transistors 17, 19 equal to the balanced base currents of the transistors 27, 29, the beta current amplification factor / Ϊ45 of the transistor 45 of the current source 3 is made equal to the current amplification factors ßu and / J »of the transistors 27 and 29, so that :

-/0- / 0

#49# 49

Ferner macht man den Stromverstärkungsfaktor 049 des Transistors 49 gleich den Stromverstärkungsfaktoren/3|7, j3i9 der Transistoren 17 bzw. 19, so daßFurthermore, the current gain factor is 049 of transistor 49 is equal to the current amplification factors / 3 | 7, j3i9 of transistors 17 and 19, respectively, so that

'«π = -/«μ (ft)'«Π = - /« μ (ft)

Gleichung (6) erhält man durch Einsetzen von 0₄₉ für j3i7 in Gleichung (1) unter Beachtung der Gleichheit des Resultates mit Gleichung (5). Unter diesen Voraussetzungen ist sodannEquation (6) is obtained by substituting 0 ₄₉ for j3i7 in equation (1) taking into account the equality of the result with equation (5). Under these conditions is then

— /S29 = — lim = IBV — /fll9,- / S29 = - lim = IBV - / fll9,

d. h. die Basisströme der Transistoren 17, 19 im abgeglichenen Zustand des Verstärkers 9 sind vom gleichen Betrag und entgegengesetzter Polarität wie die Basisströme der Transistoren 27, 29 im abgeglichenen Zustand des Verstärkers 2. Dies ergibt gleiche, jedoch entgegengesetzt polarisierte Signalströme beim hohen bzw. niedrigen Vergleichspegel. Wenn also, mit anderen Worten, das dem Anschluß 15 zugeführte Eingangssignal gleich der am Anschluß 11 liegenden hohen Bezugsspannung ist, dann ist der der Signalquelle entnommene Vorspannungsstrom für den Transistor 19 gleich dem aus der Bezugsspannungsquelle zur Vorspannung des Transistors 17 entnommenen »Bezugsstrom«, und diese Ströme sind auch gleich groß, jedoch von entgegengesetzter Richtung, um die Transistoren 27 und 29 vorzugspannen, wenn das Eingangssignal am Anschluß 15 gleich der am Anschluß 13 liegenden niedrigen Bezugsspannung ist. Ferner fließt, falls die Eingänge 11 und 13 miteinander verbunden werden, kein Basisstrom zur oder von der Signalquelle (nicht gezeigt) im abgeglichenen Zustand, da der Basisstrom des Transistors 19 den Basisstrom des Transistors 27 aufhebt.d. H. the base currents of the transistors 17, 19 in the balanced state of the amplifier 9 are from same amount and opposite polarity as the base currents of the transistors 27, 29 in the balanced State of amplifier 2. This results in the same but oppositely polarized signal currents at the high or low comparison level. If so, in other words, the input signal applied to terminal 15 is equal to the high reference voltage applied to terminal 11, then that of the signal source The bias current drawn for the transistor 19 is equal to that from the reference voltage source for biasing of the transistor 17 taken "reference current", and these currents are also of the same size, however of opposite direction to bias transistors 27 and 29 when the input signal is at Terminal 15 is equal to the low reference voltage applied to terminal 13. Furthermore, if the Inputs 11 and 13 are connected to each other, no base current to or from the signal source (not shown) in the balanced state, since the base current of transistor 19 is the base current of transistor 27 cancels.

Eine Strombegrenzung am Ausgang des Spannungsvergleichers 1 ist durch den Transistor 41 gegeben. Die Begrenzung erfolgt, wenn der Emitter des Transistors 39 einen Strom verlangt der größer ist als 2 I₀. Der Transistor 41 geht dann aus dem Sättigungszustand heraus und beginnt einen Kollektor-Emitter-Spannungsabfall Vce zur Begrenzung des Stromes zu entwickeln.A current limitation at the output of the voltage comparator 1 is given by the transistor 41. The limitation occurs when the emitter of transistor 39 requires a current that is greater than 2 I ₀ . The transistor 41 then goes out of saturation and begins to develop a collector-emitter voltage drop Vce to limit the current.

Um einen Ausgangsabgleich zwischen den Verstärkern 9 und 2 aufrecht zu erhalten, muß für eine Verstärkungskompensation an den entsprechenden Ausgängen gesorgt werden. Eine Verstärkungsunabgeglichenheit ergibt sich dadurch, daß der Quellenstrom des Verstärkers 2 vom Quellenstrom des Verstärkers 9 verschieden ist. Der G_ro-Wert (Transkonduktanz) eines Differenzverstärkers ist der Größe des den Verstärker angelieferten Quellenstromes direkt proportional. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers wiederum ist G_n, direkt proportional.In order to maintain an output balance between the amplifiers 9 and 2, a gain compensation must be provided at the corresponding outputs. A gain imbalance results from the fact that the source current of amplifier 2 is different from the source current of amplifier 9. The G _ro value (transconductance) of a differential amplifier is directly proportional to the size of the source current supplied to the amplifier. The gain factor of the amplifier, in turn, is G _n , directly proportional.

Wenn somit die Betriebsströme für den NPN-Differenzverstärker 9 und den PNP-Differenzverstärker 2 eine solche Größe hätten, daß die Verstärker 2, 9 gleiche Verstärkungsfaktoren vor der Einstellung auf Basiseingangsstromausgleich hätten, so würde ein Abfall des von der Quelle gelieferten Betriebsstromes für den Verstärker 2 eine entsprechende Abnahme des Verstärkungsfaktors dieses Verstärkers zur Folge haben. Es muß daher eine Verstärkungskompensation eingeführt werden, um die Verstärkungsfaktoren zwischen den Verstärkern 2 und 9 auszugleichen, wenn der Vergleicher 1 abgeglichen sein soll. Wie bereits erwähnt, erfolgt die Verstärkungskompensation für die Verstärker 9 und 2 durch den Transistor 39 bzw. den Transistor 43. Als Alternative zur Belieferung des Verstärkers 2 mit einem Strom, der kleiner ist als 2 /o, kann man den Verstärker 9 mit einem Beti iebsstrom größeren Wertes und den Verstärker 2 mit einem Strom 2/o speisen. Diese Alternative ist jedoch nicht so wünschenswert wie die nach Fig. 1, denn der erhöhte Strom kann Schwierigkeiten hinsichtlich der Genauigkeit, eine verminderte Verläßlichkeit infolge größerer Wärmeerzeugung und so fort mit sich bringen.If thus the operating currents for the NPN differential amplifier 9 and the PNP differential amplifier 2 would have such a size that the amplifiers 2, 9 had the same gain factors before setting to basic input current compensation, a Drop in the operating current supplied by the source for the amplifier 2, a corresponding decrease in the Gain factor of this amplifier result. There must therefore be a gain compensation be introduced to balance the gains between amplifiers 2 and 9 when the comparator 1 should be adjusted. As already mentioned, the gain compensation takes place for the Amplifier 9 and 2 through transistor 39 and transistor 43, respectively. As an alternative to supplying the Amplifier 2 with a current that is less than 2 / o, you can iebsstrom the amplifier 9 with an Beti larger value and feed the amplifier 2 with a current 2 / o. However, this alternative is not so desirable as that of FIG. 1, because the increased current can cause difficulties in terms of accuracy, bring decreased reliability due to increased heat generation and so on.

Die oben beschriebene Methode des NPN-PNP-Basisstromausgleichs im abgeglichenen Zustand läßt sich auch bei einem Spannungsvergleicher 4 mit NPN- und PNP-Differenzverstärkern 6 bzw. 5 in Quasi-Darlington-Schaltung anwenden, wie in F i g. 2 gezeigt. Der Spannungsvergleicher 4 entspricht dem Spannungsvergleicher 1 nach Fig. 1, jedoch mit Hinzufügung von NPN-Transistoren 57 und 59 als kollektorgeschaltete Verstärker zur Bildung von Quasi-Darlington-Schaltungen mit den NPN-Transistoren 17 bzs. 19, Hinzufügung von PNP-Transistoren 61 und 63 als kollektorgeschaltete Verstärker zur Bildung von Quasi-Darlington-Schaltungen mit den PNP-Transistoren 29 bzw. 27, Hinzufügung eines PNP-Transistors 55 zum PNP-Transistors 39 zur Bildung einer Darlingtori-Schaltung mit diesem Transistor, Hinzufügung eines NPN-Transistors 65 zur Bildung einer Darlington-Schaltung mit dem NPN-Transistor 43 und Hinzufügung einer Diode 38. Da die Kollektoren der Transistoren 61,63,67 und 39 an Masse liegen, kann man für diese Bauelemente Vertikal- oder Lateraltransistoren verwenden. Um sicherzustellen, daß die Basisströme der PNP- und NPN-Darlington-Differenzverstärker 5,6 gleichgemacht werden, muß man die Stromquelle 3 nach F i g. 1 durch Einfügung des PNP-Transistors 67 und des NPN-Transistors 69 abwandeln, wie in Fig.2 gezeigt. Der Emitter des Transistors 45 und der Kollektor des Transistors 69 sind an die Spannungsquelle + V angeschaltet Der Transistor 67 ist mit seinem Emitter an die Basis des Transistors 45, mit seinem Kollektor an Masse und mit seiner Basis an die Basis des Transistors 69 angeschlossen. Die Arbeitsweise der Vergleicherschaltung nach F i g. 2 ist im wesentlichen die gleiche wie die der Vergleicherschaltung nach F i g. 1.
Die Vergleicherschaltung nach F i g. 2 kann in integrierter Form oder mit diskreten Schaltungselementen aufgebaut werden. Es wird jetzt der Vorgang der Gleichmachung der Basiseingangsströme des NPN- und des PNP-Differenzverstärkers 6 bzw. 5 erläutert. Der NPN-Transistor 21 des NPN-Differenzverstärkers 6 ist so vorgespannt daß durch die zusammengeschalteten Emitter der NPN-Transistoren 17 und 19 ein Quellen-Betriebsstrom von 2 /0 fließen kann. Dadurch hat unter der Voraussetzung hoher Beta-Werte, so daß B+\ annähernd gleich B ist der in den NPN-Transistor 59 fließende Basisstrom Ιβά folgende Größe:The above-described method of NPN-PNP base current compensation in the balanced state can also be used in a voltage comparator 4 with NPN and PNP differential amplifiers 6 or 5 in a quasi-Darlington circuit, as shown in FIG. 2 shown. The voltage comparator 4 corresponds to the voltage comparator 1 according to FIG. 1, but with the addition of NPN transistors 57 and 59 as collector-connected amplifiers to form quasi-Darlington circuits with the NPN transistors 17 or respectively. 19, addition of PNP transistors 61 and 63 as collector-connected amplifiers to form quasi-Darlington circuits with the PNP transistors 29 and 27, respectively, addition of a PNP transistor 55 to the PNP transistor 39 to form a Darlingtori circuit with this Transistor, addition of an NPN transistor 65 to form a Darlington circuit with the NPN transistor 43 and addition of a diode 38. Since the collectors of transistors 61,63,67 and 39 are connected to ground, these components can be vertical or Use lateral transistors. In order to ensure that the base currents of the PNP and NPN Darlington differential amplifiers 5, 6 are made the same, the current source 3 according to FIG. Modify 1 by inserting the PNP transistor 67 and the NPN transistor 69, as shown in FIG. The emitter of transistor 45 and the collector of transistor 69 are connected to the voltage source + V. Transistor 67 has its emitter connected to the base of transistor 45, its collector connected to ground and its base connected to the base of transistor 69. The operation of the comparator circuit according to FIG. 2 is essentially the same as that of the comparator circuit of FIG. 1.
The comparator circuit according to FIG. 2 can be built in integrated form or with discrete circuit elements. The process of equalizing the base input currents of the NPN and PNP differential amplifiers 6 and 5, respectively, will now be explained. The NPN transistor 21 of the NPN differential amplifier 6 is biased so that a source operating current of 2/0 can flow through the interconnected emitters of the NPN transistors 17 and 19. As a result, assuming high beta values, so that B + \ is approximately equal to B , the base current Ιβά flowing into the NPN transistor 59 has the following magnitude:

hl59 =hl59 =

/W'59/ W'59

wobei 019 der Beta-Stromverstärkungsfaktor des NPN-Transistors 19 und 059 der Beta-Stromverstärkungsfaktor des NPN-Transistors 59 sind. Wenn der Verstärker 6 selbst abgeglichen ist, so sind die Stromverstärkungsfaktoren 057,017 der NPN-Transistoren 57 und 17 gleich 0₅₉ bzw. 019. Es ist daher der Basiseingangsstrom /037 des Transistors 57 gleich /559.where 019 is the beta current gain of the NPN transistor 19 and 059 is the beta current gain of the NPN transistor 59. When the amplifier 6 itself is balanced, the current gain factors 057.017 of the NPN transistors 57 and 17 are 0 ₅₉ and 019, respectively. The base input current / 037 of the transistor 57 is therefore equal to / 559.

Der Transistor 53 der Stromquelle 7 ist so vorgespannt daß er einen Kollektorbetriebsstrom derThe transistor 53 of the current source 7 is biased so that it has a collector operating current of the

Größe 2 /ο entnimmt. Wenn der Transistor 49 einen Beta-Stroinverstärkungsfaktor ßw hat, so fließt in seine Basis ein Basisstrom Im·» folgender Größe:Size 2 / ο removes. If the transistor 49 has a beta current amplification factor βw, a base current Im · »of the following magnitude flows into its base:

'«4») —'«4») -

2/„2 / "

/'49/ '49

(8)(8th)

desof

Als Folge davon hat der Basisstrom
N PN-Transistors 69 folgende Größe:As a result, the base current
N PN transistor 69 the following size:

I _ ^2l" I _ ^2l "

'»(,9 —'»(, 9 -

/'49/'(.9/'49/'(.9

wobei /?f,a der Stromverstärkungsfaktor des NPN-Transistors 69 ist. Der Emitterstrom /_Λ? des PNP-Transistors 67 beträgt daherwhere /? f, a is the current gain of the NPN transistor 69. The emitter current / _Λ ? of PNP transistor 67 is therefore

2/,,/''„7
/'49 /'(.9 2 / ,, / ''"7
/ '49 /'(.9

/..„7 =/.. “7 =

(10)(10)

wobei /?67 der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors ist. Entsprechend beträgt der Kollektorstrom /^₅ des PNP-Transistors 45:where /? 67 is the current gain of this transistor. Accordingly, the collector current / ^ _{5 of} the PNP transistor 45 is:

/,45 =/, 45 =

(H)(H)

wobei /?45 der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors ist. Der an den Differenzverstärker 5 gelieferte Quellenstrom beträgt /^₅. Um die abgeglichenen 30 sein. Basiseingangsströme des Verstärkers 5 denen des Verstärkers 6 gleichzumachen, müssen folgende Beziehungen der Beta-Stromverstärkungsfaktoren gegeben Transistors 59 entnommene Strom gleich dem der Bezugsspannungsquelle zur Vorspannung des Transistors 57 entnommenen »Bezugsstrom«, und diese Ströme sind ebensogroß, jedoch entgegengesetzter Richtung, zum Vorspannen der Transistoren 63 und 61, wenn das dem Anschluß 15 zugeführte Eingangssignal gleich der dem Anschluß 13 liegenden niedrigen Bezugsspannung ist. Ferner fließt, falls die Eingänge 11 und 13 miteinander verbunden werden, kein Strom zurwhere /? 45 is the current gain of this transistor. The source current supplied to the differential amplifier 5 is / ^ ₅ . To be the matched 30. To equate the base input currents of amplifier 5 with those of amplifier 6, the following relationships of the beta current amplification factors given at transistor 59 must be equal to the "reference current" taken from the reference voltage source for biasing transistor 57, and these currents are just as large, but in opposite directions, for biasing the transistors 63 and 61 when the input signal applied to terminal 15 is equal to the low reference voltage applied to terminal 13. Furthermore, if the inputs 11 and 13 are connected to one another, no current flows to the

ίο oder von der Signalquelle, wenn das Eingangssignal den gleichen Wert hat wie die Spannung an den Eingängen 11 und 13, da die Basisströme der Transistoren 59 und 63 sich gegenseitig aufheben.ίο or from the signal source if the input signal exceeds the has the same value as the voltage at inputs 11 and 13, since the base currents of transistors 59 and 63 cancel each other out.

F i g. 3 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsge-F i g. 3 shows an embodiment of the invention

15, mäßen Schaltungsanordnung, bei welcher der erste und der zweite Differenzverstärker 71 bzw. 73 mit Transistoren des gleichen oder des entgegengesetzten Leitungstyps bestückt sein können. Falls es lediglich erwünscht ist, die Größen der in den Basiseingängen 75 und 77 des ersten Differenzverstärkers 71 im Abgleichzustand fließenden Basisvorspannungsströme den in den Basiseingängen 79 und 81 des zweiten Differenzverstärkers 73 im Abgleichszustand fließenden Basisvorspannungsströmen gleichzumachen, so brauchen diese Eingänge nicht in irgendeiner Weise untereinander verschaltet zu sein, damit die Erfindung wirksam ist. Auch braucht der Ausgang 83 des ersten Differenzverstärkers 71 nicht in irgendeiner Weise mit dem Ausgang 85 des zweiten Differenzverstärkers 73 verschaltet zu Eine Schaltungsanordnung dieser Art kann15, a circuit arrangement in which the first and the second differential amplifier 71 or 73 with transistors of the same or the opposite Line type can be equipped. If it is only desired, the sizes of the basic inputs 75 and 77 of the first differential amplifier 71 in the balanced state flowing base bias currents in the base inputs 79 and 81 of the second differential amplifier 73 in the balanced state flowing base bias currents to make the same, these inputs do not need to be in any way with one another to be connected for the invention to be effective. The output 83 of the first differential amplifier is also required 71 is not connected in any way to the output 85 of the second differential amplifier 73 A circuit arrangement of this type can

/'49/ '49 — /'19- / '19 = I'm = I'm (12)(12) /'1,9/ '1.9 — /'59- / '59 = /'57= / '57 (13)(13) /'(.7/'(.7 = /''.,J= /``.,J = /''(.I= /``(.I (14)(14) /'45/ '45 = /'29= / '29 = /'27= / '27 (15)(15)

Wenn diese Beziehungen der Verstärkungsfaktoren bestehen, so ergibt sich:If these relationships of the gain factors exist, then we get:

_{I =} 21,,11,,Hl₁₁ _{I =} 21,, _{11,, Hl 11}

/'19 /'59/ '19 / '59

und der Basisstrom /«3 des Transistors 63 beträgt:and the base current / «3 of transistor 63 is:

(16)(16)

/'19 /'59/ '19 / '59

(17)(17)

Die entsprechenden Basiseingangsströme im abgeglichenen Zustand des NPN- und des PNP-Differenzverstärkers 6 bzw. 5 sind also gleich groß und gegensinnig. Dadurch ergeben sich Signalströme gleichen Betrages und entgegengesetzter Polarität beim hohen und beim niedrigen Vergleichspegel. Wenn, mit anderen Worten, das dem Anschluß 15 zugeführte Eingangssignal gleich der am Anschluß 11 liegenden hohen Bezugsspannung ist, ist der der Signalquelle zur Vorspannung des beispielsweise dazu verwendet werden, den Ausgangsstrom einer Brückenschaltung zu erfassen, wie sie für die Messung von Hitze, Rauch, mechanischen Beanspruchungen usw. verwendet wird, wobei die Brücke Lochwertumwandler wie Thermistoren, Ionisationskammern, Dehnungsmeßdrähte usw. enthalten kann. Bei einer solchen Anwendung kann die Belastung der Quelle durch die Verstärkereingangsströme symmetrisch gehalten werden, so daß bei Belastung durch den einen oder den anderen Verstärker gleiche Fehler sich ergeben.The corresponding base input currents in the balanced state of the NPN and PNP differential amplifiers 6 and 5 are therefore the same size and in opposite directions. This results in signal currents of the same amount and opposite polarity at the high and low comparison level. If, in other words, the input signal applied to terminal 15 is equal to the high reference voltage applied to terminal 11 is that of the signal source to be used for biasing the output current, for example a bridge circuit as it is used for the measurement of heat, smoke and mechanical loads etc. is used, the bridge being hole value converters such as thermistors, ionization chambers, May contain strain gauges, etc. In such an application, the load on the Source are kept symmetrical by the amplifier input currents, so that when loaded by the one or the other amplifier the same errors result.

Bei der Ausführungsform nach F i g. 3 liefert eine erste Stromquelle 87 einen Betriebsstrom gegebener Größe an den ersten Differenzverstärker 71, während eine zweite Stromquelle 79 an den zweiten Differenzverstärker 73 einen Betriebsstrom liefert, dessen Größe gleich dem Betriebsstrom der ersten Stromquelle 87 mal dem Verhältnis des Beta-Stromverstärkungsfaktors des zweiten Differenzverstärkers 73 zum Beta-Stromver-Stärkungsfaktor des ersten Differenzverstärkers 71 ist. Bei Einstellung dieser Ströme auf die genannten Verhältnisse haben die Basisvorspannströme der Verstärker 71 und 73 im abgeglichenen Zustand gleiche Größe.In the embodiment according to FIG. 3 supplies a first current source 87 an operating current of the given Size to the first differential amplifier 71, while a second current source 79 to the second differential amplifier 73 supplies an operating current, the magnitude of which is equal to the operating current of the first current source 87 times the ratio of the beta current amplification factor of the second differential amplifier 73 to the beta current amplification factor of the first differential amplifier 71 is. When setting these currents to the named In the balanced state, the base bias currents of the amplifiers 71 and 73 have the same ratios Size.

Wenn es erwünscht ist, die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 71 und 73 einander gleich zu machen, so kann eine Verstärkungskompensation durch Hinzufügen eines Verstärkers 91 am Ausgang 83 des ersten Differenzverstärkers 71 und Hinzufügen eines weiteren Verstärkers 93 am Ausgang 85 des zweiten Differenzverstärkers 73 bewerkstelligt werden. Die Auslegung der Verstärkungskompensaticnsverstärker 91 und 93 wird durch die Auslegung der entsprechenden Differenzverstärker 71 und 73 bestimmtIf it is desired to make the gains of the amplifiers 71 and 73 equal to each other, so can be a gain compensation by adding an amplifier 91 at the output 83 of the first Differential amplifier 71 and adding a further amplifier 93 at the output 85 of the second differential amplifier 73 can be accomplished. The layout of the gain compensating amplifiers 91 and 93 is determined by the design of the corresponding differential amplifiers 71 and 73

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Input circuit for a comparator operating with hysteresis, with a first differential amplifier, which contains a first and a second transistor of a first conductivity type, the interconnected emitters of which are connected to a first current source, and with a second differential amplifier, which has a third and a fourth transistor of the opposite, second conductivity type, the interconnected emitters of which are connected to a second current source, and with a common connection of the bases of the first and the third transistor to the input of the circuit, characterized in that the first and the second transistor (19 or 17) have an emitter circuit forward current gain factor of B \ each, that the third and fourth transistors (27 and 29) each have an emitter circuit forward current gain factor of Bi Φ B \ , that the first current source (21, 51, 28) the emitters of the first and second transistor (19, 17 ) draws a practically constant current of size / 1 (resp. feeds), and that the second current source (28, 51, 53, 49, 45; 28, 51, 53, 49, 69, 67, 45) is dimensioned such that it connects to the emitters of the third and fourth transistors (27, 29 ) a practically constant current of magnitude

. .,. .,