DE2431433C3

DE2431433C3 - Peak voltage detector

Info

Publication number: DE2431433C3
Application number: DE19742431433
Authority: DE
Inventors: Jerome Danforth San Jose Calif. Harr (V.StA.)
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-07-05
Filing date: 1974-06-29
Publication date: 1976-11-25

Description

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Spannungsspitze aufweist Die Spannungsspitzen können Zeitimpulse oder aber Informationsdaten darstellen, je nach der Art des Eingangssignals.Has voltage peaks The voltage peaks can represent time pulses or information data, depending on the type of input signal.

Die derzeit bekannten Spitzenrnannungsdetektoren sind in ihrer Brauchbarkeit in verschiedener Hinsicht begrenzt Basis zur Unterscheidung tatsächlicher Signal-Spannungsspitzen von Störungen ist in manchen Detektoren ein Schwellwert Feste Schwellwerte, die durch eh>e bestimmte konstante Spannung definiert sind, sind für viele Anwendungen nachteilig wegen der mangelhaften Stabilität solcher Spannungen infolge von Temperatur- und anderen Schwankungen. Andere Detektoren weisen zeitlich begrenzte Totzonen oder -zeiten auf und arbeiten nur dann, wenn eine wirkliche Signalspitze zu erwarten ist. So wünschbar diese Art ,₅ von Operation an sich ist so schwierig ist es, die Totzeiten durch die Funktion der Schrltung richtig zu bestimmen. The currently known peak voltage detectors are limited in their usefulness in various respects such stresses due to temperature and other fluctuations. Other detectors have time-limited dead zones or dead times and only work when a real signal peak is to be expected. So desirable this type, ₅ of operation in itself to determine the dead times right by the function of Schrltung is so difficult.

In manchen bekannten Spitzenspannungsdetektoren wird ein Signal erzeugt, wenn immer die Eingangsspannung eine Spitze aufweist Dadurch wird die nachfolgende Verarbeitung der Signale schwierig, weil die durch Störungen entstandenen Spitzen von den durch gültige Signale entstandenen unterschieden werden müssen. Schließlich besteht bei bekannten Detektoren die Schwierigkeit einen großen Eingangsfrequenzbereich mit variierenden Signalamplituden zu handhaben.In some known peak voltage detectors, a signal is generated whenever the input voltage has a peak This makes subsequent processing of the signals difficult because the Disturbance peaks must be distinguished from those caused by valid signals. Finally, known detectors have the problem of having a large input frequency range to handle with varying signal amplitudes.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spitzjnspannungsdetektor der genannten Art anzugeben, der bezüglich der oben im einzelnen aufgeführten Nachteile verbessert ist und dabei insbesondere eine zuverlässige Signalspitzenerkennung bei angebotenen Eingangssignalen in einem großen Frequenzbereich und mit verschiedenen Amplituden leistet. Zur Lösung dieser Aufgabe sient die Erfindung die im Anspruch 1 gekennzeichnete Schaltungsanordnung vor. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Feste Schwellwertspannungen werden nicht benötigt, da die Differenz zweier Referenzspannungen zur Bestimmung einer Totzone zur Störungsunterdrückung ausgenützt werden soll. Die Totzone soll nach jedem festgestellten Signal durchlaufen werden, wodurch Störungen optimal unterdrückt werden. The object of the invention is to provide a peak voltage detector of the type mentioned, the one with regard to the disadvantages listed above in detail is improved and, in particular, reliable signal peak detection in the case of input signals offered in a large frequency range and with different amplitudes. To solve this The object of the invention is the circuit arrangement characterized in claim 1. Beneficial Further developments of the invention are characterized in the subclaims. Fixed threshold voltages are not required because the difference between two reference voltages is used to determine a dead zone should be used for interference suppression. The dead zone should run through after each detected signal , whereby interference is optimally suppressed.

Die Erfindung soll nun mit Hilfe der Zeichnungen an Hand von Beispielen näher erläutert werden. Die Zeichnung stellt darThe invention will now be explained in more detail with the aid of the drawings using examples. the Drawing represents

F i g. 1 die Blockschaltung eines Spitzenspannungsdetektors, F i g. 1 the block diagram of a peak voltage detector,

F i g. 2 die Schaltung eines Ausführungsbeispieles, Fig.3 Oszillogramme der in Fig.2 auftretenden Signale,F i g. 2 shows the circuit of an exemplary embodiment, FIG. 3 oscillograms of the one occurring in FIG Signals,

F i g. 4 die Schaltung eines anderen Ausführungsbeispieles, F i g. 4 the circuit of another embodiment,

Fig.5 Oszillogramme der in Fig.4 auftretendenFig.5 oscillograms of the occurring in Fig.4

Signale,Signals,

F i g. 6 die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispieles, F i g. 6 the circuit of a further embodiment,

F i g. 7 Oszillogramme der Signale nach F i g. 6 undF i g. 7 oscillograms of the signals according to Fig. 6 and

Fig.8 die Schaltung eines letzten Ausführungsbei-Spieles. 8 shows the circuit of a last exemplary embodiment.

F i g. 1 ist das Blockschaltbild eines Spitzenspannungsdetektors 10. Dem Eingangsanschluß 12 wird das Eingangssignal Vw zugeführt. Eine Kopplungsvorrichtung 14 verbindet den Eingang 12 mit einer Kreuzung 16 derart, daß das Signal V/ an der Kreuzung direkt vom Eingangssignal Vw beeinflußt wird. Die Kreuzung 16 ist über ein spannungsabhängiges Element 20 mit einer hohen Referenzspannung Vi verbunden, die dem Anschluß 18 zugeführt wird. Die Kreuzung 16 ist über ein weiteres spannungsabhäugiges Element 24 mit einer tiefen Referenzspannung Vi verbunden, die dem Anschluß 22 zugeführt wird. Das spannungsabhängige Element 20 sorgt dafür, daß Vi nicht größer wird als Vi. Das spannungsabhängige Element 24 sorgt dafür, daß andererseits Vj nicht kleiner wird als Vl Das bedeutet daß Vj stets innerhalb der Totzone oder des Bereiches, der durch Vi und Vj begrenzt ist, gehalten wird. Wenn V/ den Wert von Vi im wesentlichen erreicht erzeugt das spannungsabhängige Element 20 ein Signal, das den Zustand der bistabilen Schaltung 26 ändert Wenn V/ den Wert von Vi im wesentlichen erreicht erzeugt das spannungsabhängige Element 24 ebenfalls ein Signal, das den Zustand der bistabilen Schaltung 26 ändert.F i g. 1 is the block diagram of a peak voltage detector 10. The input terminal 12 is supplied with the input signal Vw. A coupling device 14 connects the input 12 to an intersection 16 in such a way that the signal V / at the intersection is influenced directly by the input signal Vw. The junction 16 is connected via a voltage-dependent element 20 to a high reference voltage Vi, which is fed to the terminal 18. The junction 16 is connected via a further voltage-dependent element 24 to a low reference voltage Vi , which is fed to the terminal 22. The voltage-dependent element 20 ensures that Vi does not become greater than Vi. The voltage-dependent element 24 ensures that, on the other hand, Vj does not become smaller than Vl. This means that Vj is always kept within the dead zone or the range which is limited by Vi and Vj . When V / substantially reaches the value of Vi , the voltage-dependent element 20 generates a signal that changes the state of the bistable circuit 26. When V / substantially reaches the value of Vi , the voltage-dependent element 24 also generates a signal that changes the state of the bistable Circuit 26 changes.

Wie nachfolgend noch näher beschrieben wird, folgt das Signal V/an der Kreuzung dem Eingangssigna) Vw, indem es in Abhängigkeit von diesem steigt oder fällt. Gleichzeitig ist V/ aber im Bereich festgehalten, der durch Vi und V2 begrenzt wird. Wenn die Steigung von Vw umkehrt definiert der Übergang von V/zwischen Vi und Vi eine Totzone in dem Sinn, daß erst nachdem der Bereich durchquert ist ein Spitzensignal durch das Element 20 oder 24 erzeugt wird. Eine Umkehrung in der Steigung von Vw, die auf Störungen oder Spuren anderer Signale zurückgeht, erzeugt meistens geringere Amplituden als diejenigen gültiger Signale. Da die bistabile Schaltung 26 infolge Umkehrens der Steigung von Vw nur dann geschaltet wird, wenn die Totzone, die von Vi und Vj definiert ist, von V/ durchlaufen wurde, werden unerwünschte Störungen vom Ausgang 28 ferngehalten, der den Zustand der bistabilen Schaltung 26 wiedergibt. As will be described in more detail below, the signal V / at the intersection follows the input signal a) Vw in that it rises or falls as a function of this. At the same time, however, V / is held in the area that is limited by Vi and V2. When the slope of Vw reverses, the transition of V / between Vi and Vi defines a dead zone in the sense that a peak signal is generated by element 20 or 24 only after the region has been traversed. A reversal in the slope of Vw, which is due to interference or traces of other signals, usually produces lower amplitudes than those of valid signals. Since the bistable circuit 26 is only switched as a result of the reversal of the slope of Vw when the dead zone defined by Vi and Vj has been passed through by V /, undesired interference is kept away from the output 28, which reflects the state of the bistable circuit 26 .

Eine bevorzugte Schaltungsausführung ist in F i g. 2 gezeigt. Der Spitzenspannungsdetektor 40 hat einen Eingang 12, der mit der Kreuzung 16 durch den Kondensator 42 als Spannungskopplungselement gekoppelt ist Das spannungsabhängige Element 20 wird durch eine Leuchtdiode 44 gebildet, die zwischen der Kreuzung 16 und dem Anschluß 18 der hohen Referenzspannung liegt Die tiefe Referenzspannung Vi, die am Anschluß 22 liegt, ist ebenfalls über eine Leuchtdiode, die mit 46 bezeichnet ist, mit der Kreuzung 16 verbunden.A preferred circuit implementation is shown in FIG. 2 shown. The peak voltage detector 40 has an input 12 which is coupled to the junction 16 through the capacitor 42 as a voltage coupling element The voltage-dependent element 20 is formed by a light-emitting diode 44 which is located between the junction 16 and the connection 18 of the high reference voltage The low reference voltage Vi, which is at the connection 22 is also connected to the intersection 16 via a light-emitting diode, which is denoted by 46.

Die Diode 44 ist so angeschlossen, daß sie Strom vom Kreuzungspunkt 16 zum Anschluß 18 der hohen Referenzspannung leitet. Dieser Strom ist mit /1 bezeichnet. Die Diode 46 ist so angeschlossen, daß sie Strom vom Anschluß 22 der tiefen Referenzspannung zum Kreuzungspunkt 16 leitet. Dieser Strom ist mit h bezeichnet Als bistabile Schaltung dient hier ein Haltekreis 48, dessen erster Eingang mit dem Kollektor des Phototransistors 50 und dessen zweiter mit dem Kollektor des Phototransistors 52 verbunden ist. Ein Strom /1 durch Diode 44 erzeugt den Lichtfluß H\, det den Transistor 50 veranlaßt, einen Strom h zu führen und den Haltekreis 48 zu erregen. Fließt umgekehrt eir Strom h durch Diode 46, so produziert diese der Lichtfluß Hi, der den Transistor 52 veranlaßt, den Strorr M zu führen, welcher den Haltekreis 48 abfallen läßt. Ir einer praktischen Ausführung können die Dioden-Pho totransistor-Kombinationen 44, 50 und 46, 52 durcl geeignete Schaltungen, wie beispielsweise die unter de Bezeichnung TILl 11 von der Firma Texas Instrument erhältlichen, gebildet sein. In der Anordnung gemäi F i g. 2 ist angenommen, daß das Signal Vw wesentlicl größer ist als die Vorwärtsspannung der Dioden 44 umThe diode 44 is connected so that it conducts current from the crossing point 16 to the terminal 18 of the high reference voltage. This stream is labeled / 1. The diode 46 is connected in such a way that it conducts current from the terminal 22 of the low reference voltage to the crossing point 16. This current is denoted by h . A holding circuit 48, the first input of which is connected to the collector of the phototransistor 50 and the second input of which is connected to the collector of the phototransistor 52, serves as a bistable circuit. A current / 1 through diode 44 generates the light flux H \, det causes transistor 50 to conduct a current h and to energize hold circuit 48. Conversely, if current h flows through diode 46, this produces the light flux Hi, which causes transistor 52 to conduct current M, which causes hold circuit 48 to drop. In a practical embodiment, the diode-phototransistor combinations 44, 50 and 46, 52 can be formed by suitable circuits such as, for example, those available under the designation TIL11 from Texas Instrument. In the arrangement according to FIG. 2 it is assumed that the signal Vw is substantially greater than the forward voltage of the diodes 44 µm

46, so daß diese als ideale Dioden betrachtet werden können.46 so that these can be considered as ideal diodes.

Die Arbeitsweise des Spitzenspannungsdetektors gemäß F i g. 2 soll nun an Hand der F i g. 3 dargelegt werden. F i g. 3A ist das OszUlogramm eines hauptsächlich sinusförmigen Eingangssignals Vw. Es hat eine negative Spitze 60, eine positive Spitze 62 und eine negative Spitze 64. Nach einem Nulldurchgang bei 66 tritt eine Störspitze 68 und darauf andere Störspitzen 70, 72 und 74 auf, die zusammen die einzelne von der Sinuswelle zu erwartende Spitze Überdecken.The operation of the peak voltage detector according to FIG. 2 should now be based on FIG. 3 set out will. F i g. 3A is the oszUlogram of a mainly sinusoidal input signal Vw. It has a negative peak 60, a positive peak 62, and a negative peak 64. After a zero crossing at 66 occurs a glitch 68 and then other glitch 70, 72 and 74, which together the individual of the Sine wave covering the expected peak.

Das Signal Vi am Kreuzungspunkt ist in Fig.3B dargestellt Die Ströme h und h sind in F i g. 3C und 3D dargestellt, der Ausgang des Haltekreises 48 ist in F i g. 3E gezeigt.The signal Vi at the crossing point is shown in FIG. 3B. The currents h and h are shown in FIG. 3C and 3D, the output of hold circuit 48 is shown in FIG. 3E shown.

Solange die Eingangsspannung Vin zur negativen Spitze 60 hin abnimmt, bleibt die Kreuzungsspannung Vi gleich V2 und nimmt infolge des Stromes h durch die Diode 46 nicht entsprechend ab. Bei der negativen Spitze 60 kehrt die Steigung von Kw um, und das Signal nimmt zu. An diesem Punkt sind beide Dioden 44 und 46 negativ vorgespannt und können dem Kondensator 42 keinen Strom zuführen. Vi steigt daher direkt mit Vin an, bis die Spannung Vx erreicht ist, wie Fig.3B zeigt Wenn Vi etwa gleich Vi ist, beginnt die Diode 44 zu leiten, und Vi kann nicht weiter positiv werden. Der Strom /ι durch die Diode 44 ist in Fig.3D dargestellt Sowohl /ι als auch h sind der Steigung von Vin proportional Wenn sich das Signal Vw der oberen Spitze 62 nähert und seine Steigung wieder umkehrt, werden wieder beide Dioden 44 und 46 negativ vorgespannt, so daß das Signal V/ an der Kreuzung wieder zusammen mit Vw abnimmt Wenn V/ etwa gleich groß wie Vi ist beginnt Diode 46 zu leiten, so daß Vi nicht stärker negativ werden kann.As long as the input voltage Vin decreases towards the negative peak 60, the crossover voltage Vi remains equal to V2 and does not decrease accordingly as a result of the current h through the diode 46. At the negative peak 60, the slope of Kw reverses and the signal increases. At this point both diodes 44 and 46 are negatively biased and cannot supply current to capacitor 42. Vi therefore increases directly with Vin until the voltage Vx is reached, as shown in FIG. 3B. When Vi is approximately equal to Vi, the diode 44 begins to conduct and Vi can no longer go positive. The current / ι through the diode 44 is shown in FIG. 3D. Both / ι and h are proportional to the slope of Vin. When the signal Vw approaches the upper peak 62 and reverses its slope again, both diodes 44 and 46 become negative again biased so that the signal V / at the intersection decreases again together with Vw. When V / is approximately equal to Vi , diode 46 begins to conduct so that Vi cannot become more negative.

Wenn die Spannung Vw von der negativen Spitze 64 aus wieder ansteigt steigt die Spannung V/ vom Kreuzungspunkt wieder bis auf den Wert von Vi, wo sie bleibt bis der Punkt 66 erreicht wird Die Spitze 68 bewirkt nun eine momentane Abnahme von Vi, wie F i g. 3B zeigt Danach steigt die Spannung Vw weiter an, bis zu den kleineren Spitzen 70, 72 und 74, die wiederum geringfügige Rückgänge von Vi mit sich bringen. Da jedoch die durch die Spitzen 68,70,72 und 74 erzeugten Änderungen alle geringer sind als die durch die Differenz zwischen Vi und Vi bestimmte Totzone, bewirken sie keinen Strom h durch die Diode 46. Da der Haltekreis 48 seinen Zustand nur ändert wenn der jeweils andere Strom auftritt wird er durch die relativ geringen Signale 68, 70, 72 und 74 nicht beeinflußt wie aus F ig.3E ersichtlich ist When the voltage Vw rises again from the negative peak 64, the voltage V / rises again from the crossing point to the value of Vi, where it remains until the point 66 is reached. The peak 68 now causes a momentary decrease in Vi, like F i G. 3B then shows the voltage Vw continues to rise, up to the smaller peaks 70, 72 and 74, which in turn cause slight decreases in Vi . However, since the changes produced by the peaks 68, 70, 72 and 74 are all less than the dead zone determined by the difference between Vi and Vi , they do not cause a current h through the diode 46. Since the hold circuit 48 only changes its state when the each other current occurs, it is not influenced by the relatively low signals 68, 70, 72 and 74, as can be seen from FIG. 3E

Nach der kleinen Spitze 74 des Signals Vm ändert sieb die Steigung des Signals, wie Fig.3A zeigt Da die Änderung genügend groß ist, wird der Totbereich überwunden, und V/ nähert sich Vi, d.h. die Diode 46 übernimmt den Strom h, und der Zustand des Haltekreises 48 wird geändertAfter the small tip 74 of the signal Vm changes sieve the slope of the signal, as Figure 3A shows, since the change is sufficiently large, the dead zone is overcome and V / Vi approaches, that is, the diode 46 takes over the current h, and The state of the hold circuit 48 is changed

Spitzenspannungsdetektoren der hier beschriebenen Art benötigen zwei verschiedene Referenzspannungen Vi und Vi₁ um einen Totbereich zu bestimmen. Nach jeder Umkehr der Steigung des Eingangssignals muß der Totbereich durchlaufen werden, bevor ein neues Spitzenspannungssignal abgegeben werden kann. Die Ausnutzung der Wirkung der Totaone nach jedem Spitzensignal vermeidet die bei vielen bekannten Schaltungen aufgetretene Schwierigkeit, daß zunächst viele Spitzensignale festgestellt werden, um erst darauf zu bestimmen, welche Sqmale gültig sind Der vorliegende Detektor arbeitet in einem sehr großer Frequenzbereich und mit den verschiedensten Amplitu den des Eingangssignal; Vw. Wenn die Amplitude de; Eingangssignals oder die Bedeutsamkeit vorkommen der Störungen sich ändert, kann der Totbereich Vi-V; sehr leicht entsprechend eingestellt werden. Peak voltage detectors of the type described here require two different reference voltages Vi and Vi _{1 in} order to determine a dead zone. After each reversal of the slope of the input signal, the dead zone must be traversed before a new peak voltage signal can be emitted. The exploitation of the effect of the totaone after each peak signal avoids the difficulty encountered in many known circuits that first many peak signals are determined in order to determine which Sqmale are valid. The present detector works in a very large frequency range and with the most varied of amplitudes the input signal; Vw. If the amplitude de; Input signal or the significance of the occurrence of the disturbances changes, the dead zone Vi-V; can be easily adjusted accordingly.

Fig.4 zeigt eine weitere Ausführungsart de! vorliegenden Detektors. Fig.5A bis 5C zeigt die zugehörigen Oszillogramme. Der SpitzenspannungsdeFig. 4 shows another embodiment de! present detector. Fig. 5A to 5C shows the associated oscillograms. The peak voltage de

,o tektor der Fig.4 ist ähnlich dem Detektor 40 dei Fig.2. Der Eingangsanschluß 12 ist über den Konden sator 42 an den Kreuzungspunkt 16 gekoppelt An Stelle der zuvor beschriebenen Dioden sind jedoch hier zwe Operationsverstärker 82 und 86 als spannungsabhängi ge Elemente vorgesehen, die über Dioden 84 und 8t rückgekoppelt sind. Der Anschluß 18 für die hohe Referenzspannung Vi ist über den Operationsverstärkei 82, der mit der Diode 84 zusammenarbeitet, an der Kreuzungspunkt 16 angeschlossen. Die Diode liegi zwischen dem Ausgang des Verstärkers und demjenigen Eingang, der mit dem Kreuzungspunkt verbunden ist Sie ist so gepolt daß Strom vom Kreuzungspunkt zurr Ausgang des Verstärkers fließen kann. Der Kreuzungspunkt 16 ist zum Anschluß 22 der tiefen Referenzspan nung V2 über einen weiteren Operationsverstärker 86 verbunden. Der eine Eingang des Verstärkers liegt an der tiefen Referenzspannung und der andere am Kreuzungspunkt Die Diode 88 liegt zwischen dem mil dem Kreuzungspunkt verbundenen Verstärkereingang und dem Verstärkerausgang. Sie ist so gepolt, daß sie Strom vom Verstärkerausgang zum Kreuzungspunki führen kann.The detector of FIG. 4 is similar to the detector 40 dei Fig. 2. The input port 12 is across the condensers Sator 42 coupled to the crossing point 16 Instead of the previously described diodes, however, there are two Operational amplifiers 82 and 86 are provided as voltage-dependent elements, which are connected via diodes 84 and 8t are fed back. The connection 18 for the high reference voltage Vi is via the operational amplifier 82, which works together with the diode 84, connected to the crossing point 16. The diode lies between the output of the amplifier and that input which is connected to the crossing point It is polarized so that current can flow from the crossing point to the output of the amplifier. The crossing point 16 is to the connection 22 of the deep reference span voltage V2 is connected via a further operational amplifier 86. One input of the amplifier is present of the low reference voltage and the other at the crossover point. The diode 88 is between the mil the amplifier input connected to the crossing point and the amplifier output. It is polarized so that it Current can lead from the amplifier output to the crossing point.

Die Operationsverstärker 82 und 86 und die ihnen zugeordneten Dioden 84 und 88 arbeiten ähnlich wie die Dioden 44 und 46 des Detektors 40 der Fig. 2. Wenn V kleiner ist als Vi, liefert der Verstärker 82 eine sehr hohe Spannung am Ausgangsanschluß 90 infolge seiner hohen Verstärkung. Die Diode 84 ist nicht leitend. Wenn die Kreuzungsspannung V/ etwa gleich der hohenOperational amplifiers 82 and 86 and their associated diodes 84 and 88 operate similarly to diodes 44 and 46 of detector 40 of FIG. 2. When V is less than Vi, amplifier 82 provides a very high voltage at output terminal 90 due to its high voltage Reinforcement. The diode 84 is not conductive. When the crossover voltage V / approximately equal to the high

Referenzspannung Vi ist fällt die Ausgangsspannung Voi auf einen Punkt wo die Diode 84 genügend Strom führt, um V/daran zu hindern, noch höher zu werden. Voi muß in diesem Falle Vi - Vn betragen, wobei Vn dei Vorwärtsspannungsabfall über der Diode 84 ist. Dies isi in F ig.5B dargestellt Wenn V/ tiefer wird als die hohe Referenzspannung Vi, weil die Steigung des Eingangssignals Vw umkehrt hört die Diode 84 auf zu leiten, und das Ausgangssignal Voi steigt wieder auf seinen hohen Wert an.Reference voltage Vi is the output voltage Voi drops to a point where diode 84 carries enough current to prevent V / from going any higher. Voi in this case must be Vi - Vn, where Vn is the forward voltage drop across diode 84. This is shown in Fig. 5B when V / goes below the high reference voltage Vi because the slope of the input signal Vw reverses, the diode 84 stops conducting and the output signal Voi rises again to its high value .

Wenn V/ höher ist als die tiefe Referenzspannung Vi ist das Ausgangssignal Vm am Anschluß 92 stark negativ in bezug auf Vj. Wenn aber Vj infolge einer Spitze des Eingangssignals Vm bis in die Nähe von Vt abfällt, steigt die Ausgangsspannung Vm in positiver Richtung bis die When V / is higher than the low reference voltage Vi , the output Vm at terminal 92 is strongly negative with respect to Vj. But if Vj decreases due to a peak of the input signal Vm to the vicinity of Vt, the output voltage increases in the positive direction until the Vm

Diode 88 anfängt zu leiten. Die Ausgangsspannung V« Diode 88 begins to conduct. The output voltage V «

nimmt einen Wert Vi- Vn an, wobei Vh der Vorwärts- Spannungsabfall über der Diode 88 ist, wie Fig.5C assumes a value Vi- Vn , where Vh is the forward voltage drop across diode 88 , as in Figure 5C

zeigtindicates

Wenn Vj infolge einer negativen Spitze des Eingangs If Vj is due to a negative spike of the input

Vorüber Vt steigt, hört die Diode 88 auf zu leiten, und die Ausgangsspannung Va des Differenzverstärkers 8C wird stark negativ, wie Fig.5CzeigtAs soon as Vt rises, the diode 88 stops conducting and the output voltage Va of the differential amplifier 8C becomes strongly negative, as shown in FIG. 5C

Wie Fig.5B und 5C zeigen, weisen die Verstärkerausgangssignale Vn end %2 starke Abfälle nach einet Spitze des Eingangssignal Vm auf, wenn Vj durch den Totbereich gegangen ist Diese Sprünge der Verstärkerausgänge können benutzt werden, um Spitzenspan nungssignale zu erzeugen, wie dies in Verbindung mil As FIG.5B and 5C show, the amplifier output signals Vn have end% 2 strong wastes according Ainet peak of the input signal Vm when PY is passed through the dead zone These jumps of the amplifier outputs can be used to backrake to generate voltage signals as shown in compound mil

F ί g. 6 noch beschrieben wird.F ί g. 6 will be described later.

Fig.6 zeigt einen Spitzenspannungsdetektor 100, der Operationsverstärker mit Rückkopplungsdioden als spannungsempfindliche Elemente benutzt, ähnlich wie mit Bezug auf F i g. 4 beschrieben. Im Detektor 100 der Fig.6 wird der Eingangsanschluß 12 über den Kondensator 42 an den Kreuzungspunkt 16 gekoppelt. Der Kreuzungspunkt 16 ist mit den Zweiteingängen der Operationsverstärker 82 und 86 und den Dioden 84 und 88 verbunden, ähnlich wie dies mit Bezug auf Fig.4 beschrieben wurde. Als Operationsverstärker dieses Ausführungsbeispieles können integrierte Schaltungen verwendet werden, wie sie unter der Bezeichnung SN52558 von der Firma Texas Instruments erhältlich sind. »5Fig.6 shows a peak voltage detector 100, the operational amplifier with feedback diodes as uses stress sensitive elements, similar to that described with reference to FIG. 4 described. In the detector 100 of the 6, the input connection 12 is coupled to the crossing point 16 via the capacitor 42. The crossing point 16 is with the second inputs of the operational amplifiers 82 and 86 and the diodes 84 and 88 connected, similarly as was described with reference to FIG. As an operational amplifier this Embodiment integrated circuits can be used, as they are called SN52558 are available from Texas Instruments. »5

Die Referenzsignale Vi und Vi werden von einem aus den Widerständen 104, 106 und 108 gebildeten Spannungsteiler zwischen dem eine positive Spannung von 12 Volt führenden Anschluß 102 und Erde geliefert. Die hohe Referenzspannung vom Spannungsteiler wird dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 82 vom Widerstand 104 aus zugeführt Die tiefe Referenzspannung wird dem ersten Eingang des Operationsverstärkers 86 vom Widerstand 106 aus zugeführt. Der Widerstand 108, der die Größe des Totbereiches bestimmt, liegt zwischen dem ersten Eingang des Verstärkers 82 und dem des Verstärkers 86. Dieser Widerstand kann verstellbar sein oder durch Widerstände anderer Werte ersetzt werden, um die Größe der Totzone je nach Bedarf zu ändern. Es ist klar, daß der 3" Detektor 100 der Fig.6 den wesentlichen Vorteil aufweist, daß die Totzone außerordentlich leicht beeinflußt werden kann durch Änderung lediglich des Widerstandes 108.The reference signals Vi and Vi are supplied by a voltage divider formed from resistors 104, 106 and 108 between terminal 102, which carries a positive voltage of 12 volts, and ground. The high reference voltage from the voltage divider is fed to the first input of the operational amplifier 82 from the resistor 104. The low reference voltage is fed to the first input of the operational amplifier 86 from the resistor 106. The resistor 108, which determines the size of the dead zone, lies between the first input of the amplifier 82 and that of the amplifier 86. This resistor can be adjustable or can be replaced by resistors of other values in order to change the size of the dead zone as required. It is clear that the 3 "detector 100 of FIG. 6 has the essential advantage that the dead zone can be influenced extremely easily by changing only the resistor 108.

In der Anordnung gemäß F i g. 6 besteht die bistabile Schaltung 26 aus einem durch zwei einander gegengekoppelle NAND-Schaltungen gebildeten Haltekreis. Die NAND-Schaltungen 110 und 112 und der Inverter 114. der mit dem Eingang der N AN D-Schaltung 110 verbunden ist, sind als integrierte Schaltung unter der Bezeichnung SN74OO von der Firma Texas Instruments erhältlich. Die NAND-Schaltung 110 hat eine Eingangsklemme 116, die einem der Eingänge der bistabilen Schaltung 26 in F i g. 1 entspricht Der andere Eingang der bistabilen Schaltung 26 der F i g. 1 entspricht der Eingangsklemme 118 der NAND-Schaltung 112 der Fig. 6.In the arrangement according to FIG. 6, the bistable circuit 26 consists of a hold circuit formed by two NAND circuits that are coupled to one another. The NAND circuits 110 and 112 and the inverter 114, which is connected to the input of the NAND circuit 110, are available as an integrated circuit under the designation SN74OO from Texas Instruments. The NAND circuit 110 has an input terminal 116 which is one of the inputs of the bistable circuit 26 in FIG. 1 corresponds to the other input of the bistable circuit 26 of FIG. 1 corresponds to the input terminal 118 of the NAND circuit 112 of FIG. 6.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 82 ist mit dem Eingang 116 der bistabilen Schaltung über die Triggerimpulserzeugerschaltung 120 verbunden. Diese besteht aus Kondensator 122, Widerstand 124, Transistor 126, Widerstand 128 und Inverter 114. Der Ausgang des Operationsverstärkers 86 ist mit dem anderen bistabilen Eingang 118 durch einen Triggerimpulserzeugerkreis 130 verbunden. Dieser besteht aus der Zener-Diode 132, dem Widerstand 134, dem Widerstand 136, dem Transistor 138 und dem Widerstand 140. The output of the operational amplifier 82 is connected to the input 116 of the bistable circuit via the trigger pulse generator circuit 120. This consists of a capacitor 122, a resistor 124, a transistor 126, a resistor 128 and an inverter 114. The output of the operational amplifier 86 is connected to the other bistable input 118 by a trigger pulse generator circuit 130. This consists of the Zener diode 132, the resistor 134, the resistor 136, the transistor 138 and the resistor 140.

Wie in Verbindung mit dem Detektor der F i g. 4 und den zugehörigen Oszfflogrammen der Fi g. 5 beschrieben, nehmen die Ausgangssignale der Verstärker 82 und 86 sehr rasch ab, wenn die Steigung des Eingangssignals Vm umkehrt Die Triggerpulserzeugungs-Schaltung 120 der Fig.6 reagiert auf jede derartige Abnahme aus Ausgang des Verstärkers 82 und erzeugt einen Impuls am Eingang 116. Dieser Impuls ist mit »positive Steigung« bezeichnet, da er immer auftritt wenn nach einer negativen Spitze des Eingangssignals Vw die Steigung positiv wird. Der Triggerpulsgenerator 120 besteht im wesentlichen aus einem monostabilen Multivibrator. Der Transistor 126 ist normalerweise leitend und hält den Punkt 142 auf einer niederen Spannung. Wenn der Ausgang des Verstärkers 82 abfällt, wird der Transistor 126 für eine kurze Zeit abgeschaltet, wodurch die Spannung am Punkt 142 ansteigt, und so die positive Flanke des Signals erzeugt. Der Triggerpuls wird durch den Inverter 114 umgepolt, da der Anschluß 116 der NAND-Schaltung 110 ein negatives Signal zur Umschaltung benötigt.As in connection with the detector of FIG. 4 and the associated oscilloscope flograms of Fi g. 5 described above, the output signals take the amplifiers 82 and 86 very rapidly when the slope of the input signal Vm reverses The trigger pulse generating circuit 120 of Figure 6 is responsive to any such decrease of the output of the amplifier 82 and generates a pulse at the input 116. This Impulse is referred to as "positive slope" because it always occurs when the slope becomes positive after a negative peak in the input signal Vw. The trigger pulse generator 120 consists essentially of a monostable multivibrator. Transistor 126 is normally conductive and maintains point 142 at a low voltage. When the output of amplifier 82 goes low, transistor 126 is turned off for a short time, causing the voltage at point 142 to rise, creating the positive edge of the signal. The polarity of the trigger pulse is reversed by the inverter 114, since the terminal 116 of the NAND circuit 110 requires a negative signal for switching.

Der Ausgang des Triggerpulsgenerators 120 der F i g. 6 ist als Oszillogramm in F i g. 7 B gezeigt. Er wird erzeugt durch das in Fig.7A gezeigte Eingangssignal Vin. Wie in bezug auf Fig.4 beschrieben, fällt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 82 ab, nachdem das Eingangssignal Vw eine negative Spitze durchlaufen und die Spannung V/ am Kreuzungspunkt den Totbereich überwunden hat. Die Triggerpulse 144 und 146 sind demnach veranlaßt durch die negativen Spitzen 148 und 150, wie aus F i g. 7 A und 7B ersichtlich ist. In einem praktischen Fall werden jedoch auch Triggerpulse durch die positiven Spitzen des Eingangssignals V/n veranlaßt die durch 152 und 154 in Fig. 7B dargestellt sind. Wenn das Signal Vw in der Gegend der positiven Spitze Störungen aufweist, die als zusätzliche negative und positive Komponenten auftreten, nimmt das Ausgangssignal am Verstärker 82 ab, da V) im wesentlichen gleich der hohen Referenz Vi ist. Dadurch entstehen Triggerpulse ähnlich den Pulsen 152 und 154. Wie noch zu zeigen ist werden diese Pulse aber durch die Anordnung gemäß F i g. 6 unterdrückt.The output of the trigger pulse generator 120 of FIG. 6 is shown as an oscillogram in FIG. 7B shown. It is generated by the input signal Vin shown in FIG. 7A. As described with reference to FIG. 4, the output signal of the operational amplifier 82 falls after the input signal Vw has crossed a negative peak and the voltage V / at the crossing point has passed the dead zone. The trigger pulses 144 and 146 are accordingly caused by the negative peaks 148 and 150, as shown in FIG. 7 A and 7B can be seen. In a practical case, however, trigger pulses are also caused by the positive peaks of the input signal V / n, which are represented by 152 and 154 in FIG. 7B. If the signal Vw has noise in the region of the positive peak, which occurs as additional negative and positive components, the output signal at amplifier 82 will decrease, since V) is essentially equal to the high reference Vi. This results in trigger pulses similar to pulses 152 and 154. As will be shown, however, these pulses are generated by the arrangement according to FIG. 6 suppressed.

Der Triggersignalgenerator 130 in F i g. 6 arbeitet als Gleichspannungs-Abfühlschaltung, die ein Triggersignal gemäß F1 g. 7C erzeugt wenn die Steigung des Fingangssignals negativ wird. Dieses Signal wird dem Eingang 118 der bistabilen Vorrichtung 26 zugeführt Das negative Triggersignal nimmt seinen hohen Wert an, wenn der Ausgang des Operationsverstärkers 85 seinen tiefen Wert annimmt. Es bleibt hoch bis der Ausgang des Verstärkers 86 steigt. Da die Eingänge 116 und 118 auf die abfallende Signalflanke reagieren, bewirken die Flanken 156 und 158 des negativen Triggersignals einen Zustandswechsel der bistabilen Schaltung, die aus den NAND-Kreisen 110 und 112 besteht. Das Signal am Ausgangsanschluß 160 des NAND-Kreises 110 ist in Fig.7D dargestellt. Dort ist ersichtlich, daß der Haltekreis 26 seinen Zustand mit der abfallenden Flanke des Triggerpulses 144 ändert, um dadurch eine negative Spitze 148 anzuzeigen. Der Haltekreis 26 behält diesen Zustand, auch wenn der Triggerpuls 152 auftritt der dadurch keine Wirkung entfaltet Erst bei der abfallenden Flanke 156 des negativen Triggerpulses ändert der Haltekreis 26 seinen Zustand, um eine positive Spitze des Signals V/a anzuzeigen. Der Triggerpuls 146 ändert wiederum der Zustand der Schaltung 26, um die negative Spitze 15C des Signals Vm anzuzeigen. Der Zustand wird daraul vom negativen Triggersignal 158 aufs neue geändert, uir eine positive Spitze des Eingangssignals Vw anzuzeigenThe trigger signal generator 130 in FIG. 6 operates as a DC voltage sensing circuit that generates a trigger signal in accordance with F1 g. 7C generated when the slope of the input signal becomes negative. This signal is fed to the input 118 of the bistable device 26. The negative trigger signal assumes its high value when the output of the operational amplifier 85 assumes its low value. It stays high until the output of amplifier 86 rises. Since the inputs 116 and 118 react to the falling signal edge, the edges 156 and 158 of the negative trigger signal change the state of the bistable circuit, which consists of the NAND circuits 110 and 112. The signal at the output terminal 160 of the NAND circuit 110 is shown in FIG. 7D. It can be seen there that the hold circuit 26 changes its state with the falling edge of the trigger pulse 144 , thereby indicating a negative peak 148. The hold circuit 26 maintains this state even if the trigger pulse 152 occurs, which has no effect. Only on the falling edge 156 of the negative trigger pulse does the hold circuit 26 change its state to indicate a positive peak of the signal V / a. The trigger pulse 146 in turn changes the state of the circuit 26 to indicate the negative peak 15C of the signal Vm. The state is then changed again by the negative trigger signal 158 in order to indicate a positive peak in the input signal Vw

Wie bereits erwähnt wird der Totbereich durch du Größe des Widerstandes 108 in F i g. 6 bestimmt In beschriebenen Ausführungsbeispiel hat der Widerstan« 108 den Wert von 510 Ohm, wodurch ein TotbereiclAs already mentioned, the dead area is determined by the size of the resistor 108 in FIG. 6 determined In described embodiment, the resistance «108 has the value of 510 ohms, whereby a dead range

Vdz von 300 Millivolt und ein Verhältnis -rf- von 15Ψ Vdz of 300 millivolts and a -rf- ratio of 15Ψ

entsteht wenn Vw eine Amplitude von 2 Volt aufweis Eine Verkleinerung des Widerstandes 108 auf 330 Ohr erzeugt ein Vdz von 200 Millivolt und ein Verhältnioccurs when Vw has an amplitude of 2 volts. Reducing resistor 108 to 330 ears produces a Vdz of 200 millivolts and a ratio

ίοίο

y~ von 10%. Wurde dagegen der Widerstand 108 auf 680 Ohm vergrößert, so betrug V'dz gleich 400 Millivolty ~ of 10%. If, on the other hand, the resistor 108 was increased to 680 ohms, then V 'dz was equal to 400 millivolts

ι/ι /

und das Verhältnis -pr²- gleich 20%. Eine Veränderung des Totbereiches ist somit außerordentlich einfach durchzuführen. Eine solche Veränderung hat keinen Zusammenhang mit der Frequenz des Eingangssignals ViN, wie überhaupt der Detektor unabhängig von der Frequenz dieses Signals ist. Der Totbereich kann ohne weiteres erweitert oder verengt werden, je nach den äußeren Bedingungen der Schaltung, wie Amplitude des Eingangssignals, Störungshäufigkeit und Störungsgröße oder andere Spurensignale.and the ratio -pr ² - is 20%. A change in the dead zone is therefore extremely easy to carry out. Such a change has no connection with the frequency of the input signal ViN, just as the detector is independent of the frequency of this signal. The dead area can easily be expanded or narrowed, depending on the external conditions of the circuit, such as the amplitude of the input signal, the frequency and magnitude of the interference, or other trace signals.

In den Detektoren der Fig.4 und 6 dienen die Dioden 84 und 88 dazu, den Operationsverstärker zu überbrücken und ein Ausgangssignal zu erzeugen, wenn Vj gleich oder größer als eine der Referenzspannungen Vi und Vi wird. In der Anordnung gemäß F i g. 8 wird diese Funktion von Transistoren übernommen. Der Differenzverstärker 170 entspricht dem Operationsverstärker 86 in F i g. 4 und 6, und der Differenzverstärker 172 entspricht dem Operationsverstärker 182. Die Referenzspannung von +4,05VoIt liegt am positiven Eingang des Verstärkers 170, und eine Referenzspannung von 4,45VoIt liegt am positiven Eingang des Verstärkers 172. Die Ausgänge der Verstärker 170 und 172 sind mit dem Haltekreis 174 verbunden, der seinerseits den Ausgangstreiber 176 versorgt, an dessen Anschluß 178 das Ausgangssignal des Spitzenspannungsdetektors abgenommen werden kann. Die NPN-Transistoren in der Schaltung nach F i g. 8 sind vom Typ 2N3904, die PNP-Transistoren sind vom Typ 2N3906.In the detectors of the 4 and 6, the diodes 84 and 88 serve to bridge the operational amplifier and to generate an output signal when Vj is equal to or greater than one of the reference voltages Vi and Vi. In the arrangement according to FIG. 8 this function is taken over by transistors. The differential amplifier 170 corresponds to the operational amplifier 86 in FIG. 4 and 6, and differential amplifier 172 corresponds to operational amplifier 182. The reference voltage of + 4.05VoIt is applied to the positive input of amplifier 170 and a reference voltage of 4.45VoIt is applied to the positive input of amplifier 172. The outputs of amplifiers 170 and 172 are connected to the hold circuit 174 , which in turn supplies the output driver 176 , at whose connection 178 the output signal of the peak voltage detector can be tapped. The NPN transistors in the circuit of FIG. 8 are of type 2N3904, the PNP transistors are of type 2N3906.

Wie schon erwähnt, arbeiten die Verstärker 170 und 172 in F i g. 8 zusammen mit Transistoren an Stelle von Dioden. Im übrigen ist die Arbeitsweise der Schaltung von Fig.8 ähnlich der früher beschriebenen. Der Differenzverstärker 170 hat einen negativen Eingangsanschluß 180, der direkt mit dem Kreuzungspunkt 16 verbunden ist. Wenn Vi kleiner als 4,05VoIt ist, veranlaßt der Differenzverstärker 170 den Transistor 182 zu leiten. Dadurch leitet auch der Transistor 184. Der Strom durch Transistor 184 veranlaßt das Transistorenpaar 186 und 188, denselben Strom zu führen, den auch der Transistor 182 führt. Der Strom durch den Transistor 186 geht zu den Basen der Transistoren 190, 192 und 194 und veranlaßt diese zu leiten. Dadurch wird der Eingangsanschluß 180 auf 4,05 Volt festgehalten. Der Strom durch den Transistor 188 wird dem Haltekreis 174 zugeführt und ändert dessen Zustand. Die Transistoren 190, 192 und 194 halten den Eingangsanschluß 180 auf 4,05 Volt fest, bis Vj größer als 4,05 Volt wird. In diesem Augenblick hört Transistor 182 auf zu leiten, und die Transistoren 184, 186,188,190,192 und 194 werden abgeschaltet.As previously mentioned, amplifiers 170 and 172 in FIG. 1 operate. 8 together with transistors instead of diodes. Otherwise, the operation of the circuit of Figure 8 is similar to that described earlier. The differential amplifier 170 has a negative input terminal 180 which is connected directly to the crossing point 16 . When Vi is less than 4.05VoIt, differential amplifier 170 causes transistor 182 to conduct. Characterized the transistor 184. The current passes through transistor 184 causes the transistor pair 186 and 188 to perform the same current that the transistor 182 results. The current through transistor 186 goes to the bases of transistors 190, 192 and 194 causing them to conduct. This will hold input terminal 180 at 4.05 volts. The current through transistor 188 is fed to hold circuit 174 and changes its state. Transistors 190, 192 and 194 hold input terminal 180 at 4.05 volts until Vj becomes greater than 4.05 volts. At that moment transistor 182 stops conducting and transistors 184, 186,188,190,192 and 194 are turned off.

Der negative Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 172 ist mit dem Kreuzungspunkt 16 durch eine etwas andere Schaltung verbunden. Wenn Vj kleiner als 4,45VoIt wird, wird das Transistorpaar 198 und 200 abgeschaltet. Wenn Vj 4,45VoIt erreicht und die Tendenz hat, höher zu werden, schaltet der Verstärker 172 die Transistoren 198 und 200 ein. Der leitende Transistor 198 schaltet die Transistoren 202,204 und 206 ein, um die Spannung am negativen Eingangsanschluß 1% auf 4,45 Volt festzuhalten. Gleichzeitig ändert der Transistor 200, der einen gleich großen Strom wie der Transistor 198 führt, den Zustand des Haltekreises 174. Dieser Zustand bleibt bestehen, bis Vj unter 4,45 Volt abfällt und die Transistoren 198 und 200 nichtleitend werden, wodurch auch die Transistoren 202,204 und 206 abschalten.The negative input terminal of the differential amplifier 172 is connected to the crossing point 16 through a somewhat different circuit. If Vj becomes smaller than 4,45VoIt, the transistor pair 198 and 200 is turned off. If Vj 4,45VoIt reached and has a tendency to become higher, the amplifier 172 will switch on transistors 198 and 200th Conductive transistor 198 turns on transistors 202, 204 and 206 to hold the voltage on the negative input terminal 1% at 4.45 volts. At the same time turning on transistor 200, which performs an equal current as the transistor 198, the state of the latch circuit 174. This condition persists until Vj below 4.45 volts drops and the transistors 198 and 200 become nonconductive changes, the transistors 202,204 and 206 turn off.

Hierzu 4 Blatt ZeichnungenFor this purpose 4 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Circuit arrangement for determining the occurrence and for differentiating peak values in the course of a noisy bipolar electrical input signal, in particular for "'data recognition following a data transmission process, characterized in that, starting from a crossing point (16), one limiter circuit (20 , 24) with a first (Vi) and a second reference voltage * (Vz), which determine a voltage dead range that can be adapted to the expected interference amplitudes, as well as a coupling device (14, 42) for coupling the input signal (Viri) to the intersection point ( 16) are provided in such a way that the potential of the crossing point (16) follows this for the voltage dead zone after a slope reversal of the input signal (Vin) , and that further circuit means (26) connected to the limiter circuits (20, 24) for generating; Output signal are always only coupled when the input signal (Vin) has previously reached the specified span has passed completely through the dead zone.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the further circuit means (26) for generating an output signal are formed by a bistable circuit, which as a result each output signal of the limiter circuit (20, 24) changes its switching state

3. Circuit arrangement according spoke 1 or 2, characterized by diodes (44, 46) which the Connect the crossing point (16) to the reference voltage sources (Vt, V2) in such a way that one each Diode starts to conduct when the signal at the crossing point equals a reference voltage will.

4. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the coupling device comprises a capacitor (14, 42) which couples the input signal (Vin) to the crossing point (16).

5. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized by first switching elements (44, 50) which are coupled to the crossing point (16) and which generate a peak voltage signal when the slope of the input signal changes from negative to positive and the amplitude by a certain amount (Vt - Vi) has risen, as well as by second switching elements (46, 52) which are coupled to the crossing point (16) and which generate a peak voltage signal when the slope of the input signal changes from positive to negative and the amplitude has fallen by a certain amount.

6. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the first and second Switching elements each formed by the combination of a light emitting diode and a phototransistor are (Fig. 2).

7. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized by operational amplifiers (82, 86) whose first input connections are connected to the crossing point (16) and whose second input connections are each connected to one of the reference voltage sources (Vt ₁ V2), and by switching elements, in particular diodes (84, 88) or transistors (190 to 194; 202 to 206), which SaI elements feed back the outputs of the operational amplifiers in this way to the crossing point (16). that its signal is fixed to the area formed by the reference voltages

^te circuit arrangement according to claim 7, characterized in that each switch element has a Sen transistor (192, 198) which begins to conduct when the voltage at the other input ÄeSgen operational amplifier (170, 172) «Mi approaches the reference voltage at an input of the amplifier, as well at least one

r (190 to 194; 202 to 206), the other at the level of the reference voltage

when the first transistor conducts, and also a Si two transistor (188, 200) which generates an output signal when the first transistor ^ '^ Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized by trigger pulse generators (120, 130), each from the output »· - Snal a limiter circuit are energized and generate a defined trigger pulse that changes the switching state of the bistable circuit (26) on the output side

The invention relates to a circuit arrangement for determining the occurrence and for differentiation of peak values in the course of a noisy, bipolar electrical input signal, in particular for data recognition following a data transfer process.

Such peak voltage detectors are to be distinguished from circuits for monitoring the Compliance with a specified voltage or current range. So is from GB-PS 12 73 428 a AC current measuring device known, with which a statement is to be obtained as to whether the current amplitudes lie within a permissible range determined by two limit values. The associated circuit arrangement provides three level detectors for this purpose. The current zero crossings are recorded in a first binary counter held. If the lower limit value is exceeded, a second binary counter is used selected, but any subsequent exceeding of the upper limit value second counter reading reduced again The final comparison of the counter contents results then whether the permissible amplitude range has been observed or not. Further known « Circuits in this category relate to comparable conditions in a DC voltage to be monitored nation (DT-AS 1130 922) or perform the required after a voltage-frequency conversion! Compare also digitally with links, but as a time comparison by (DT-AI U 61 640). A signal to be directed straight to the peak values and their immediate vicinity: However, it is not possible to use it for information recovery or data recognition.

Peak voltage detectors such as those currently used for data detection and similar tasks are used, generate a signal whenever the input signal applied to them is eir