DE2423196C3

DE2423196C3 - Servo positioning device for a numerical machine tool control

Info

Publication number: DE2423196C3
Application number: DE19742423196
Authority: DE
Original assignee: Bendix Corp
Current assignee: Bendix Corp
Priority date: 1973-05-14
Filing date: 1974-05-14
Publication date: 1977-09-15

Description

Die Erfindung betrifft eine Servopositioniereinrichtung für eine numerische Werkzeugmaschinensteuerung mit einem Antriebsmotor, mit einem von diesem bewegten Drehmelder, mit einem Taktgeber einer vorgegebenen Arbeitsfrequenz und mit einer einen Phasendiskriminator aufweisenden Regelschleife, welehe einerseits vom Drehmelder her mit Ist-Stellungssignalen beaufschlagt wird und andererseits vom Taktgeber her mit Referenz-Stellungssignalen beaufschlagt wird und welche das Steuersignal für den Antriebsmotor bereitstellt, wobei der Drehmelder ebenfalls mit der Arbeitsfrequenz beaufschlagt wird.The invention relates to a servo positioning device for a numerical machine tool control with a drive motor, with a resolver moved by this, with a clock generator predetermined working frequency and with a control loop having a phase discriminator, welehe is acted upon on the one hand by the resolver with actual position signals and on the other hand from the Clock generator is applied with reference position signals and which the control signal for the Provides drive motor, the resolver is also acted upon with the working frequency.

In der Industrie sind seit vielen Jahren numerische Steuerungen bekannt, die für den Betrieb verschiedener Anlagen, wie Fräs- und Zeichenmaschinen eingesetzt werden. Bei einer normalen numerischen Steuerung werden Stellungsbefehle von einem Datenträger, beispielsweise einem Lochstreifen, abgelesen und als eines von zwei Eingangssignalen einem Servo-Regelkreis zugeführt Der Servo-Regelkreis erzeugt ein Fehlersignal für die augenblickliche Abweichung zwisehen der Sollstellung und der Iststellung des gesteuerten Elements. Dieses Fehlersignal wird dann dem Antrieb der Positioniersteuerung in einer solchen Weise eingespeist, daß diese den Fehler gegen Null fährt. Meist wird ein Servo mit hohem Verstärkungsgrad verwendet, dessen Stellungsfehler sehr gering ist, d. h. bei dem die körperlich-mechanische Abweichung zwischen der Sollstellung und der Iststellung des gesteuerten Elements sehr gering ist Dabei besteht die Möglichkeit des Überschießens an scharfen Ecken oder anderen Flächen, an denen eine plötzliche Richtungsänderung der Werkzeugbahn programmiert ist. Insbesondere bei einem Regelservo mit geringer Nacheilung kann die Trägheit des Werkzeugs zu einem solchen Überschießen führen. Dabei kann beispielsweise beim Fräsen einer Innenecke das Werkstück zerstört werden. Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, wurde eine sequentielle Verringerung des Vorschubs bei Annäherung an die Fläche der Richtungsänderung programmiert, der eine stetige Erhöhung des Vorschubs folgte. Der dieser Lösungsweise der Aufgabe anhaftende Nachteil besteht in einer Verlängerung der Rüstzeit für den Lochstreifen sowie des Lochstreifens selbst, wenn ein bestimmtes Programm für die Bahn des besteuerten Elements vorgegeben ist.Numerical controls have been known in the industry for many years that are used to operate various Systems such as milling and drawing machines are used. With a normal numerical control position commands are read from a data carrier, for example a punched tape, and as one of two input signals fed to a servo control loop. The servo control loop generates a Error signal for the current deviation between the target position and the actual position of the controlled one Elements. This error signal is then used to drive the positioning controller in such a way fed in that this drives the error to zero. Usually a servo with a high gain is used, whose positional error is very small, d. H. in which the physical-mechanical discrepancy between the The target position and the actual position of the controlled element is very low. The possibility exists overshooting at sharp corners or other surfaces where there is a sudden change in direction the tool path is programmed. Especially in the case of a control servo with a low lag, the Inertia of the tool lead to such overshoot. For example, when milling an inside corner, the workpiece can be destroyed. In order to avoid this difficulty, a sequential one was used Programmed reduction of the feed rate when approaching the surface of the change of direction, the a steady increase in feed followed. There is a disadvantage inherent in this way of solving the problem in an extension of the set-up time for the punched tape as well as the punched tape itself, if a certain one Program for the path of the taxed item is given.

Die Alternative zu einem Servo mit hohem Verstärkungsfaktor und geringer Nacheilung, dessen Stellungsfehler sehr klein ist, ist ein Servo mit großer Nacheilung und geringem Verstärkungsfaktor, bei dem der Positionierbefehl im wesentlichen der Iststellung des Werkzeugs voreilt. Bei dieser Art von Anordnung verlangsamt sich das Werkzeug automatisch bei Annäherung an den Ort des plötzlichen Richtungswechsels. The alternative to a servo with high gain and low lag, its Position error is very small, a servo is large Lag and low gain factor, at which the positioning command is essentially the actual position of the tool is leading. With this type of arrangement, the tool automatically slows down at Approaching the place of the sudden change of direction.

Ein solcher, bekannter Servo-Fehlersignalgeber umfaßt eine Anzahl von Drehmeldern, und zwar je einen für jede Achse einer gesteuerten Bahn, die eine Reihe von phasenverschobenen Sinussignalen erzeugen. Der Grad der Phasenverschiebung ist dabei eine Funktion der momentanen, Abweichung der Iststellung des Werkzeugs gegenüber der Sollstellung. Diese Signale gelangen an einen Nulldurchgangsdetektor, der eine Rechteckspannung mit einer gegenüber einem Bezugssignal veränderlichen Phase erzeugt Diese phasenverschobene Rechteckspannung wird einem Meßfühler für die Phasenverschiebung eingespeist Dessen Ausgangssignal stellt das Stellungsfehlersignal dar. Das Ausgangssignal ist in der Impulslänge moduliert, wobei seine Gleichspannungskomponente den Stellungsfehler darstellt. Dieses Signal gelangt an den Eingang des Antriebs für den Werkzeugschlitten. Das Signal mit modulierter Impulsbreite muß noch gefiltert werden, so daß eine verhältnismäßig glatte Spannung erzeugt wird.One such known servo error signal generator includes a number of resolvers, one for each axis of a controlled path, the one row of phase-shifted sinusoidal signals. The degree of phase shift is a function the current deviation of the actual position of the tool compared to the target position. These signals arrive at a zero crossing detector, which generates a square wave voltage with a phase that is variable compared to a reference signal Square-wave voltage is fed to a sensor for the phase shift, whose output signal represents the position error signal. The output signal is modulated in pulse length, where its DC component represents the positional error. This signal arrives at the input of the Drive for the tool slide. The signal with modulated pulse width still has to be filtered, see above that a relatively smooth tension is generated.

Unter der Annahme eines hochwirksamen Ausgangsfilters ist die Form des Gleichspannungs-Fehlersignals eine Spannung, welche sich linear von einem Negativwert für die Stelkingsnacheilung zu einem Positivwert für die Stellungsvoreilung ändert Der Iststellungsfehler wird bei numerischen Steuerungen gewöhnlich in der Form von »Zählschritten« ausgedrückt. Die früheren Fehlermeßfühler waren normalerweise auf einen Bereich von je 32 Zählschritten in positiver und negativer Richtung beschränkt, d. h, auf einen vollen Bereich von 64 Zählschritten, worin jeder Zählschritt 0,0001" = 0,000254 mm darstellt.Assuming a high efficiency output filter is the shape of the DC error signal a voltage which varies linearly from a negative value for the stalking lag to a positive value changes for the position lead. The actual position error is usually displayed in numerical controls in the Expressed in the form of "counting steps". The earlier error gauges were usually on one Range of 32 counting steps each limited in positive and negative direction, i. h, on a full Range of 64 counting steps, where each counting step represents 0.0001 "= 0.000254 mm.

Eine Einrichtung der eingangs beschriebenen Art ist aus der deutschen Auslegeschrift 12 49 977 bekannt. Diese weist einen zentralen Taktgeber auf, dessen Impulse auf zwei unterschiedlichen Wegen auf einen Phasendiskriminator gegeben werden. Einerseits dienen die Taktimpulse zum Ansteuern eines durch einen Antriebsmotor mitbewegten Drehmelders. Die gemäß dessen Stellung phasenverschobenen Signale werden nach Rückformung in Rechteckimpulse als Iststellungssignale auf den Phasendiskriminator gegeben. Auf dem zweiten Wege werden die Taktimpulse gemäß dem vorliegenden Vorschubbefehl der Werkzeugmaschinensteuerung abgeändert und gelangen als Sollwertsignale auf den Phasendiskriminator. Um feine Änderungen des Sollwertsignals bewerkstelligen zu können, arbeitet der Taktgeber mit hoher Frequenz; in die beiden Zweige,A device of the type described at the outset is known from German Auslegeschrift 12 49 977. This has a central clock whose pulses on two different paths on one Phase discriminator are given. On the one hand, the clock pulses are used to control one by one Drive motor with moving resolver. The signals are phase shifted according to its position given as actual position signals to the phase discriminator after reshaping into square-wave pulses. On the In a second way, the clock pulses are modified according to the present feed command of the machine tool control and arrive as setpoint signals on the phase discriminator. In order to be able to make fine changes to the setpoint signal, the High frequency clock; in the two branches,

über die Taktimpulse zum Phasendiskriminator gelangen können, sind Frequenzteiler mit gleichem Teilverhältnis geschaltetFrequency dividers with the same dividing ratio are used by the clock pulses to reach the phase discriminator switched

Ein Problem tritt bei derartigen Servopositioniereinrichtungen dann auf, wenn diese mit großer zulässiger Nacheilung oder Voreilung arbeiten sollen und hierzu die Frequenzteiler mit großem Teilverhältnis gewählt werden. Dann wird am Ausgang eines üblichen Phasendiskriminators ein impulsbreitenmodulierte!» Signal zum Ansteuern des Antriebsmotors mit so niederer Frequenz bereitgestellt, daß die erforderliche Glättung Schwierigkeiten macht.A problem arises with such servo positioning devices when they are more permissible with a large Lag or lead should work and the frequency divider selected for this purpose with a large division ratio will. Then a pulse-width modulated! " signal provided for controlling the drive motor at such a low frequency that the required smoothing Makes trouble.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Servopositioniereinrichtung zu schaffen, die einerseits mit hoher Nacheilung arbeitet, andererseits ein möglichst wenig Welligkeit aufweisendes Steuersignal bereitstellt.The object of the present invention is to create a servo positioning device that on the one hand works with a high lag, on the other hand a control signal with as little ripple as possible provides.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Ausgang des Drehmelders über eine erste Frequenzteilerschaltung mit einem Teilfaktor η mit einer Steuerklemme des Phasendiskriminators verbunden ist, daß durch eine zweite Frequenzteilschaltung ein Zwischensignal ebenfalls mit dem η-ten Teil der Arbeitsfrequenz bereitgestellt wird, daß ein durch dieses Zwischensignal gesteuerter Rampengenerator ein sich stückweise gleichförmig mit der Zeit änderndes Rampensignal erzeugt, das auf einen Signaleingang des Phasendiskriminators gegeben wird; und daß der Phasendiskriminator bei Erhalt eines Signals von der ersten Frequenzteilerschaltung das jeweils an ihm anliegende Rampensignal speichert und bis zum Erhalt eines weiteren Signals von der ersten Frequenzteilerschaltung an seinem Ausgang zur Steuerung des Antriebsmotors bereitstellt.According to the invention, this object is achieved in that the output of the resolver has a first Frequency divider circuit with a division factor η connected to a control terminal of the phase discriminator is that by a second frequency dividing circuit an intermediate signal also with the η-th part of the Working frequency is provided that a controlled by this intermediate signal ramp generator a itself Generates a ramp signal that changes gradually over time and is sent to a signal input of the Phase discriminator is given; and that the phase discriminator upon receipt of a signal from the first frequency divider circuit stores the ramp signal applied to it and until it is received another signal from the first frequency divider circuit at its output for controlling the Provides drive motor.

Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen beschrieben.Advantageous further developments and embodiments are described in the subclaims.

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen:The invention is explained in more detail below. The drawings show:

F i g. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen numerischen Steuerung;F i g. 1 is a block diagram of the numerical control according to the invention;

F i g. 2 ein Kurvenbild für die Übertragungscharakteristik des Fehlersignals, die sich aus der praktischen Anwendung der Erfindung ergibt;F i g. 2 is a graph showing the transmission characteristics of the error signal resulting from the practical Application of the invention results;

F i g. 3 den Stromlaufplan eines bevorzugten Ausführungsbeispiel und die Durchführung der Erfindung;F i g. 3 shows the circuit diagram of a preferred embodiment and the implementation of the invention;

Fig.4 ein Kurvenbild der Wellenform für die Signalgrößen, die an verschiedenen Punkten des Stromlaufplans der F i g. 3 auftreten.Fig. 4 is a graph of the waveform for the Signal quantities that appear at various points in the circuit diagram of FIG. 3 occur.

Das Blockschaltbild der Fig. 1 zeigt eine numerisch gesteuerte Werkzeugmaschine 10 wie eine Fräs- oder Zeichenmaschine und dergleichen mit einem durch den Motor 11 angetriebenen verfahrbaren Element, wobei der Motor durch ein positives oder negatives Fehlersignal gesteuert wird. Der Motor 11 treibt den Tachogenerator 13 an, dessen Ausgangsspannung proportional zur Verfahr- oder Bahngeschwindigkeit ist. Ferner treibt der Motor 11 auch den herkömmlichen Drehmelder 12 an, um für eine gegebene Achse der Werkzeugversetzung oder Werkzeugbahn eine phasenveränderliche Sinusspannung von im wesentlichen feststehender Frequenz und Amplitude zu erzeugen, deren Phase sich im Bereich von 360 elektrischen Graden für jeden vorgegebenen Streckenabschnitt des Werkzeugbahnfehlers verändert. Diese Grundanordnung ist allgemein bekannt. Am Drehmelder 12 liegen zwei um 90° verschobene Spannungen als Ansteuerungssignale des Befehlszählers 32 an. Der Zähler 32 erhält Stellungsbefehle oder Impulse von einem herkömmlichen Interpolator 30 für Achsenbefehle. Obwohl nur ein Interpolator gezeigt ist, wird bei der normalen numerischen Steuerung je ein Interpolator für jede Achse einer gesteuerten Bahn verwendet Der Drehmelder erzeugt ein Rückführungssignal, das als Eingangssignal am Nulldurchgangsdetektor 18 anliegt, dessen Ausgang ein im wesentlichen periodisches impulsförmiges Signal ist dessen Phase sich in Abhängigkeit vom Zeitpunkt der Nulldurchgänge derThe block diagram of FIG. 1 shows a numerically controlled machine tool 10 such as a milling or drawing machine and the like with a movable element driven by the motor 11 , the motor being controlled by a positive or negative error signal. The motor 11 drives the tachometer generator 13, the output voltage of which is proportional to the travel or track speed. Furthermore, the motor 11 also drives the conventional resolver 12 in order to generate a phase-variable sinusoidal voltage of essentially fixed frequency and amplitude for a given axis of tool displacement or tool path, the phase of which changes in the range of 360 electrical degrees for each predetermined section of the tool path error . This basic arrangement is well known. Two voltages shifted by 90 ° are present at the resolver 12 as control signals for the command counter 32. The counter 32 receives position commands or pulses from a conventional interpolator 30 for axis commands. Although only one interpolator is shown, is used in the normal numerical control per an interpolator for each axis of a controlled web The resolver generates a feedback signal which is applied as an input signal at the zero crossing detector 18 whose output is a substantially periodic pulse-shaped signal whose phase is in Dependence on the time of the zero crossings of the

ίο sinusförmigen Ausgangsspannung des Drehmelders 12 verschiebt. Die Rückführungsimpulse des Nulldurchgangsdetektors 18 können zur Bestimmung des Ist-Stellungsfehlers der Werkzeugmaschine 10 zu jedem gegebenen Zeitpunkt verwendet und stellen eines der beiden Grund- oder Hauptsignale dar, auf welchen die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Anlage beruht.ίο sinusoidal output voltage of the resolver 12 shifts. The feedback pulses of the zero crossing detector 18 can be used to determine the actual position error of the machine tool 10 at any given point in time and represent one of the two basic or main signals on which the operation of the system according to the invention is based.

Das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 18 gelangt zum Tor 19, das die Aufgabe eines »Fenstergenerators« für das Abtastsignal erfüllt Diese Vorrichtung begrenzt in wirksamer Weise die Zeit, in der ein Nulldurchgang der Ausgangsspannung des Detektors 18 abgetastet wird, auf einen engen Ausschnitt der Periode der Wellenform des Rückführungssignals. Nulldurchgänge, die außerhalb des zeitlichen »Fensters« liegen, werden durch den Generator 19 unterdrückt. Der Ausfall des sonst periodischen Impulszuges kann zur Anzeige eines Alarmzustandes dienen, wie nachstehend anhand der Fig.3 näher erläutert wird.The output signal of the zero crossing detector 18 reaches the gate 19, which fulfills the task of a "window generator" for the sampling signal. This device effectively limits the time in which a zero crossing of the output voltage of the detector 18 is sampled to a narrow section of the period of the waveform of the feedback signal. Zero crossings that lie outside the time "window" are suppressed by the generator 19. The failure of the otherwise periodic pulse train can serve to indicate an alarm condition, as will be explained in more detail below with reference to FIG.

Die Frequenz des Rückführungsimpulses wird durch den Frequenzteiler 20 herabgesetzt der als Zähler ausgebildet sein kann. Diese Frequenzzählung ergibt die Multiplizierung des linearen Fehlerbereichs der Anlage durch die Multiplikation der Zahl der Perioden oder »Zählschritte« der Ausgangssignale des Stellungsdrehmelders mit dem Frequenzteilungsfaktor. In einer Anlage, in der eine Drehmelderdrehung um 180° einen Ausgang von 500 Zählschritten erzeugt wird der meßbare Bereich auf 500 χ 16 oder 8000 Zählschritte erweitert, wenn das Ausgangssignal des Drehmelders oder die Frequenz des Rückführungssignals durch 16 geteilt wird. Das frequenzgeteilte Rückführungssignal gelangt zuerst zum Übermaß- oder Plusfehlerdetektor 29, welcher den Rückführungsfehler mit einem Bezugs-The frequency of the feedback pulse is reduced by the frequency divider 20 as a counter can be formed. This frequency count results in the multiplication of the linear error range of the system by multiplying the number of periods or "counting steps" of the output signals of the position indicator with the frequency division factor. In a system in which a resolver rotation by 180 ° is a Output of 500 counting steps is generated, the measurable range of 500 χ 16 or 8000 counting steps expanded when the resolver output signal or the frequency of the feedback signal is increased by 16 is shared. The frequency-divided feedback signal is first passed to the excess or plus defect detector 29, which identifies the feedback error with a reference

signal vergleicht und ein Ausgangssignal an die Leitung 160 abgibt welches die Interpolation von Befehlen bei einem Fehler von beispielsweise 8000 Zählschritten sperrt. Der Detektor 29 kann auch ein Ausgangssignal an die Leitung 158 abgeben, um bei einem Fehler von 9000 Zählschritten die Anlage abzuschalten.signal compares and emits an output signal to the line 160 which blocks the interpolation of commands in the event of an error of, for example, 8000 counting steps. The detector 29 can also emit an output signal to the line 158 in order to switch off the system in the event of an error of 9000 counting steps.

Diese Zahlen sind natürlich nur als Beispiel gegeben. Das Ausgangssignal des Impulszähler-Frequenzteilers 20 gelangt auch über einen weiteren Frequenzteiler 21 an den Eingang des Wechselrichters 22, der Teile, irr wesentlichen Halbperioden einer genauen linearer Sägezahnspannung mit einer festen Phase umkehrt Diese Sägezahnspannung ist das andere Haupt- ode Grundsignal der in Fi g. 1 gezeigten Fehlererkennungs oder Abgriffseinrichtung.These figures are of course only given as an example. The output signal of the pulse counter frequency divider 20 also reaches the input of the inverter 22, the parts, irr via a further frequency divider 21 reverses significant half-cycles of an accurate linear sawtooth voltage with a fixed phase This sawtooth voltage is the other main or basic signal of the FIG. 1 error detection shown or pick-up device.

Die Sägezahnspannung wird durch Anlegen eine ausgewählten Frequenzkomponente eines Rechteckbe zugssignals des spannungsstabiüsierten Oszillators 1 erzeugt Nach einer weiteren Frequenzteilung im Zählt 15 gelangt dieses Signal an den Schalter 16, di abwechselnd eine genaue positive Spannung ein» gegebenen Größe und eine genaue negative Spannur von der gleichen Größe an die Integrationsschaltung'. abgibt. Dies ergibt eine zweipolige symmetrisclThe sawtooth voltage is generated by applying a selected frequency component of a square reference signal from the voltage stabilized oscillator 1. After a further frequency division in the counter 15, this signal is sent to the switch 16, i.e. an exact positive voltage of the given size and an exact negative voltage of the same size alternately to the integration circuit '. gives away. This results in a two-pole symmetrical

Sägezahnspannung, deren Amplitude sich mit fester Frequenz und fester Phase linear von einem Wert zu einem anderen und zurück verändert.Sawtooth voltage, the amplitude of which increases linearly from one value with a fixed frequency and fixed phase changed to another and back.

Der Wechselrichter 22 kehrt ganz einfach bestimmte Teile der Sägezahnform um, d. h. die Teile, die zwischen abwechselnden Rückführungsimpulspaaren auftreten (F i g. 4), und gibt das daraus resultierende Signal über den zweipoligen Verstärker 23 an die Tastspeicherschaltung 25 ab. An der Tastspeicherschaltung liegen auch die Impulse FB/16 des Frequenzteilers 20 an; er tastet die Amplitude der Sägezahnspannung ab und speichert sie zum Zeitpunkt des Auftretens des Impulses FB/16. Diese Amplitude stellt den Stellungsfehler dar und gelangt über den Vorverstärker 26 zum Leistungsverstärker 28 für den Antriebsmotor, um den Motor 11 in einer Richtung anzutreiben, die bewirkt, daß das Fehlersignal gegen NuI! läuft. Wie nachstehend näher erläutert wird, gibt die Schaltung 23 das Fehlersignal kontinuierlich als Gleichspannungssignal ab, wobei keine Filter- oder Glättungsstufen vor dem Vorverstärker 26 erforderlich sind.The inverter 22 quite simply reverses certain parts of the sawtooth shape, i.e. H. the parts that are between alternating feedback pulse pairs occur (FIG. 4), and transmits the resulting signal the two-pole amplifier 23 to the memory circuit 25 from. Located on the key memory circuit also the pulses FB / 16 of the frequency divider 20 on; he samples the amplitude of the sawtooth voltage and saves them at the time of the occurrence of the pulse FB / 16. This amplitude represents the positional error and arrives via the preamplifier 26 to the power amplifier 28 for the drive motor, around the motor 11 drive in a direction that causes the error signal against NuI! running. As in more detail below is explained, the circuit 23 outputs the error signal continuously as a DC voltage signal, wherein no filter or smoothing stages in front of the preamplifier 26 are required.

Die Übertragungskennlinie der Schaltung der F i g. 1 ist in F i g. 2 durch die Kurve 34 dargestellt, welche eine sich linear verändernde Spannung zeigt, deren Polarität im Voreilbereich von 8000 Zählschritten oder 0,8 Zoll (20,32 mm) positiv ist Ferner zeigt die Kurve 34 die im negativen Bereich ansteigende lineare Fehlerspannung, welche die Nacheilung des gesteuerten Elements gegenüber dem Positionierbefehl darstellt. Die in F i g. 2 angegebenen speziellen Werte plus und minus 8000 Zählschritten dienen natürlich nur der Erläuterung und sollen den außergewöhnlichen Arbeitsbereich der Erfindung aufzeigen. Natürlich können andere Werte in Abhängigkeit von den Zwecken und Forderungen der speziellen Anwendung der Erfindung gewählt werden.The transfer characteristic of the circuit of FIG. 1 is in FIG. 2 represented by curve 34, which is a shows a linearly changing voltage whose polarity is in the lead range of 8000 counts or 0.8 inches (20.32 mm) is positive Furthermore, curve 34 shows the linear error voltage increasing in the negative range, which represents the lag of the controlled element compared to the positioning command. The in F i g. 2 specified special values plus and minus 8000 counting steps are of course only for explanation and are intended to show the exceptional working area of the invention. Of course, other values can be used in Depending on the purposes and requirements of the particular application of the invention, they can be chosen.

Anhand der F i g. 3 und 4 wird nun der Stromlaufplan des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung näher beschrieben. Die Spannungskurven oder Wellenformen der F i g. 4 auf den Zeilen A, B, C, D und E sind Haupttaktgebersignale, die durch den Bezugstaktgeber 14 der F i g. 1 erzeugt werden. Wie allgemein bekannt, werden solche Bezugssignale einfach mit Hilfe eines Quarzoszillators und einer Anzahl von Frequenzteilern in Kaskadenschaltung in der Form von Digitalzählern erzeugt. Dem Quarzoszillator im Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Ausgangsfrequenz von 3000 kHz zugrunde gelegt, wobei die Ausgangsfrequenz des ersten Zählers 3-kHz (Zeile A), die Ausgangsfrequenz des zweiten kaskadenförmig nachgeschalteten Zählers 1,5 kHz (Zeile B) und die Ausgangsfrequenz des dritten kaskadengeschalteten Zählers 187,5 Hz (Zeile C) beträgt. Die Wellenformen der Zeilen A, B und C sind durch die Bezugszeichen 40, 42 und 44 gekennzeichnet und als Rechteckspannungen ausgebildet, die sich leicht durch bekannte Digitalkreise wie Flip-Flops erzeugen lassen. Die Wellenform der Zeile D ist in den Zeichnungen mit »REF/16 STROBE« (»Β EZ/16 TA ST«) bezeichnet und umfaßt die periodische Impulsfolge 46. Die Wellenform der Ausgangsspannung 48 auf der Zeile E von Fig.4 ist in den Zeichnungen mit REF/32 gekennzeichnet und stellt ebenfalls eine sehr genaue Wellenform vor, deren Übergänge bei der halben Übergangsfrequenz der Wellenform 44 der Zeile C auftreten.Based on the F i g. 3 and 4 will now be the circuit diagram of the preferred embodiment of the invention described in more detail. The voltage curves or waveforms of FIG. 4 are on lines A, B, C, D and E. Master clock signals generated by reference clock 14 of FIG. 1 can be generated. As is well known such reference signals can be obtained simply with the aid of a crystal oscillator and a number of frequency dividers generated in cascade connection in the form of digital counters. The crystal oscillator in the exemplary embodiment the invention is based on an output frequency of 3000 kHz, the output frequency of the first counter 3-kHz (line A), the output frequency of the second downstream Counter 1.5 kHz (line B) and the output frequency of the third cascaded counter 187.5 Hz (line C) amounts to. The waveforms of rows A, B and C are identified by reference numerals 40, 42 and 44 and formed as square-wave voltages that are easily generated by known digital circuits such as flip-flops leave. The waveform of line D is indicated in the drawings with »REF / 16 STROBE« (»Β EZ / 16 TA ST«) denotes and comprises the periodic pulse train 46. The waveform of the output voltage 48 on the line E of FIG. 4 is marked with REF / 32 in the drawings and also represents a very precise one Waveform whose transitions at half the crossover frequency of waveform 44 of line C appear.

Das zu vorgegebenen Zeiten abgetastete Hauptbe:- f>i zugssignal, das durch das Auftreten des Rückführungsignals des Drehmelders 12 der F i g. 1 bestimmt wird, ist auf Zeile F der Fig.4 gezeigt, wo es als eine genaue zweipolige Sägezahnspannung dargestellt ist, deren Frequenz direkt auf die Frequenz des Signals 48 auf der Zeile E der Fig.4 bezogen ist Die Wellenform 50 ändert sich linear zwischen -0,9 V und +8,9V. Die Einzelheiten der Schaltung, welche diese lineare Präzisionssägezahnspannung erzeugt, sind in Fig.3A gezeigt. Die Umkehr dieses Signals erfolgt in der Schaltung der Fig.3B, und die Einzelheiten der Tastspeicherschaltung sind hauptsächlich in Fig.3C gezeigt.The main level scanned at given times: - f> i train signal, which is caused by the occurrence of the feedback signal of the resolver 12 of FIG. 1 is determined is shown on line F of Fig.4 where it is considered an exact two-pole sawtooth voltage is shown, the frequency of which is directly related to the frequency of the signal 48 on the Line E of Figure 4 is related to waveform 50 changes linearly between -0.9 V and + 8.9V. The details of the circuit making this linear Precision sawtooth voltage generated are shown in Figure 3A shown. The inversion of this signal is done in the circuit of Fig.3B, and the details of Key memory circuits are mainly shown in Fig.3C.

In Fig.3A sind die Einzelheiten der Schaltung gezeigt, mit welcher die Wellenform 50 der Zeile F erzeugt wird. Diese Schaltung umfaßt den herkömmlichen Flip-Flop 52, an dessen Takteingang die Impulse REF/16 STROBE (BEZ/16 TAST) (Impuls 46 der Zeile D der F i g. 4) über dem Widerstand 54 anliegen. Der Flip-Flop 52 steuert den Spannungsschalter 16, der wiederum genaue positive und negative Spannungswerte abwechselnd an die Integrationsschaltung 24 abgibt. Das erste Ausgangssignal des Flip-Flops 52 wird über die Leitung 56 an den Steuerteil 58 des Feldeffekttransistors 60 geführt, um dessen Durchsteuerung zu regeln; in F i g. 3A ist er als einpoliger Schalter 62 gezeigt. Das andere Ausgangssignal des Flip-Flops 52 gelangt über die Leitung 64 zum Steuerteil 66 des zweiten Feldeffekttransistors 68. Der Feldeffektransistor dieses Kreises ist im Block 68 durch den schematischen Schalter 70 dargestellt. Die Ausgangssignale des Flip-Flops 52 sind natürlich komplementär und somit führen die Leitungen 56 und 64 abwechselnd Spannung, um abwechselnd die Schalter 62 und 70 über die Steuervorrichtungen 68 und 66 zu schließen.In Fig.3A are the details of the circuit with which the waveform 50 of the line F is generated. This circuit includes the conventional one Flip-flop 52, at whose clock input the pulses REF / 16 STROBE (BEZ / 16 TAST) (pulse 46 of the line D of FIG. 4) across the resistor 54. The flip-flop 52 controls the voltage switch 16, the again outputs exact positive and negative voltage values alternately to the integration circuit 24. The first output signal of the flip-flop 52 is via the line 56 to the control part 58 of the field effect transistor 60 out to regulate its throughput; in Fig. 3A, it is shown as a single pole switch 62. The The other output signal of the flip-flop 52 reaches the control part 66 of the second via the line 64 Field effect transistor 68. The field effect transistor of this circuit is in block 68 by the schematic Switch 70 shown. The output signals of the flip-flop 52 are of course complementary and thus the lines 56 and 64 alternately carry voltage to alternately the switches 62 and 70 via the Control devices 68 and 66 to close.

An der Leitung 72, welche mit dem Schalter 70 verbunden ist, liegen eine stabile Bezugsspannung von + 8,9 V an, die von der 15 V-Versorgungsleitung 74 und der Präzisionszenerdiode 76 hergeführt ist, welche an die Masseleitung 78 angeschlossen ist. Ebenso liegt auf der an den Schalter 62 angeschlossenen Eingangsleitung 80 eine stabile Bezugsspannung von —8,9 V, die von der -15 V-Versorgungsleitung 81 und der Bezugsspannungsdiode 84 hergeführt ist, die vorzugsweise 86 und 88 der Schalter 62 und 70 sind am gemeinsamen Knotenpunkt 90 zusammengeführt. Die am Punkt 90 in F i g. 3A anliegende Spannung hat die Wellenform der Zeile E der F i g. 4, d. h. sie ist eine genaue Rechteckspannung, die sich zwischen den Grenzen von ± 8,9 V = bei der Frequenz REF/32 verändert.On line 72, which is connected to switch 70, there is a stable reference voltage of + 8.9 V, which is brought from the 15 V supply line 74 and the precision zener diode 76, which is connected to the ground line 78 is connected. It is also on the input line connected to switch 62 80 provides a stable reference voltage of -8.9 V supplied by the -15 V supply line 81 and the reference voltage diode 84 is brought here, the preferably 86 and 88 of the switches 62 and 70 are on the common Junction 90 merged. The at point 90 in FIG. 3A applied voltage has the waveform of Row E of FIG. 4, d. H. it is an exact square wave voltage between the limits of ± 8.9 V = changed at frequency REF / 32.

Diese Rechteckbezugsspannung gelangt über der Widerstand 92 an die Integrationsschaltung 24, welche (F 1 g. 3A) den Rechenverstärker 94 mit dem integrier ten Rückführungskondensator 94a umfaßt dessei Inversionseingang direkt an den Widerstand 92 geführ ist. Der Ausgang 96 ist über die Leitung 98 an di< Eingamgsklemme 100 der Schaltung der Fig.31 angeschlossen und führt ein Signal von der Wellenforn 50 der Zeile F in F i g. 4.This square-wave reference voltage passes through the resistor 92 to the integration circuit 24, which (F 1 g. 3A) the computation amplifier 94 with the integrated feedback capacitor 94a includes dessei Inversion input is fed directly to resistor 92. The output 96 is via the line 98 to di < Input terminal 100 of the circuit of FIG. 31 and carries a signal from waveform 50 of row F in FIG. 4th

Um zu gewährleisten, daß die Wellenform 50 de Zeile F in Fig.4 auch genau bei einem mittlere Nullwert eingehalten wird, ist der Ausgang 96 de Rechenverstärkers 94 auch an das Tiefpaßfilter 102 mi dem zweiten Verstärker 102a angeschlossen, der m den nicht symmetrierten Rückführungskreisen 103 un 105 bestückt ist. Der Ausgang von 102a ist über di RC-Filier 107 und 109 mit dem Verstärker 10 verbunden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 10 wird über die Leitung 104 an den nicht invertierende Eingang des Rechenverstärkers 94 zurückgeführ Zwischen dem Inversions- und NichtinversionseingatiIn order to ensure that the waveform 50 de line F in FIG un 105 is equipped. The output of 102a is connected to the amplifier 10 via the RC filters 107 and 109. The output signal of amplifier 10 is fed back via line 104 to the non-inverting input of computational amplifier 94. Between the inversion and non-inversion inputs

des Rechenverstärkers 94 ist der Kondensator 108 geschaltet. Das auf der Rückführungsleitung 104 anliegende Signal ist eine Gleichspannung, deren Wert normalerweise Null V beträgt, die jedoch zwischen positiv und negativ schwankt, um eine Auswanderung des Gleichspannungswertes der Wellenform 50 in F i g. 4 auszugleichen.of the computing amplifier 94, the capacitor 108 is connected. That on return line 104 applied signal is a DC voltage, the value of which is normally zero V, but between positive and negative fluctuations to allow for a drift in the DC voltage value of waveform 50 in F i g. 4 balance.

Zusammengefaßt, dient die Schaltung der Fig.3A zur Erzeugung einer Präzisionsbezugsspannung der Sägezahnform 50, deren Amplitude sich genau linear zwischen genau bestimmten negativen und positiven Spannungswerten zu einem Zeitpunkt ändert, der auf die Frequenz der Haupttaktspannung der Anlage der F i g. 1 bezogen ist. Anschließend wird das Signal der Wellenform 50 an die Klemme 100 der Schaltung der Fig.3B angelegt, deren Einzelheiten nachstehend näher erläutert werden.In summary, the circuit of FIG. 3A is used for generating a precision reference voltage of the sawtooth shape 50, the amplitude of which is exactly linear changes between precisely defined negative and positive voltage values at a point in time which is on the frequency of the main clock voltage of the system of FIG. 1 is related. Then the signal is the Waveform 50 is applied to terminal 100 of the circuit of Figure 3B, the details of which are given below are explained in more detail.

Für das Lesen der nachfolgenden Beschreibung der Fig.3B und 3C ist es nützlich die beiden Seiten mit diesen Figuren nebeneinander zu legen, und zwar F i g. 3C rechts neben F i g. 3B. Damit ist ein direkter Anschluß und eine direkte Fortsetzung zwischen den beiden Zeichnungen gegeben.For reading the following description of FIGS. 3B and 3C, it is useful to have both sides to place these figures side by side, namely F i g. 3C to the right of FIG. 3B. This is a direct one Connection and a direct continuation between the two drawings are given.

Wie bereits erwähnt, liegt die lineare Bezugssägespannung der Wellenform 50 (Zeile F, Fig.4)an der Eingangsklemme 100 der Schaltung der Fig.3B an. Dies ist eines der beiden Hauptsignale, mit welchem die Schaltung der F i g. 3B arbeitet, um das Ausgangsfehlersignal von einer im wesentlichen kontinuierlichen Gleichspannungsform an der Ausgangsklemme 27 der F i g. 1 zu erzeugen.As already mentioned, the linear reference saw voltage of waveform 50 (line F, Fig. 4) is at the Input terminal 100 of the circuit of Figure 3B. This is one of the two main signals with which the Circuit of the F i g. 3B works to get the output error signal from a substantially continuous one DC voltage form at the output terminal 27 of FIG. 1 to generate.

Das andere Hauptsignal, mit welchem die Schaltung der Fig.3B arbeitet, ist das Rückfiihrungssignal des Drehmelderläufers in der Form einer phasenverschiebenden Sinuswelle. Dieses Signal liegt an der Eingangsklemme 100 an und gelangt nach Filterung in ÄC-Filter The other main signal with which the circuit of FIG. 3B operates is the feedback signal of the Resolver rotor in the form of a phase shifting sine wave. This signal is applied to input terminal 100 and, after filtering, is passed into the ÄC filter

111 an den Rechen verstärker 112 im Rechteckspannungsgenerator 18. Am Inversionseingang des Verstärkers liegt das gefilterte Drehmeldersignal von der Klemme 110 her an, und am Nichtinversionseingang steht eine kleine Gleichvorspannung über die Versorgungsleitung 113 und die Spannungsteilerwiderstände 114 und 115 an, welche in Reihe zwischen die 15 V-Versorgungsspannung und Masse geschaltet sind. Die kleine Gleichspannung ist so gewählt, daß sie im Falle eines Signalverlustes des Drehmelders die Anlage abschaltet. Die Amplitude der Vorspannung reicht normalerweise aus, um jedes Störsignal zu unterdrükken, das aus einer unterbrochenen Leitung zwischen dem Drehmelder und dem Rechteckspannungsgenerator 18 entstehen kann. Dadurch wird verhindert, daß die übrige Schaltung und Anlage auf Störsignale anspricht, die sonst fälschlicherweise als Drehmeldersignale abgegriffen werden würden und eine Beschädigung des Schneidwerkzeugs und Werkstücks verursachen könnten. Die Ausgangsspannung 116 des Rechenverstärkers111 to the rake amplifier 112 in the square wave voltage generator 18. The filtered resolver signal from the is at the inversion input of the amplifier Connect terminal 110 and the non-inversion input has a small DC bias voltage across the supply line 113 and the voltage divider resistors 114 and 115, which are connected in series between the 15 V supply voltage and ground are connected. The small DC voltage is chosen so that it is in If the resolver signal is lost, the system switches off. The amplitude of the bias is sufficient normally off to suppress any interfering signal, that from an interrupted line between the resolver and the square-wave voltage generator 18 can arise. This prevents the rest of the circuit and system from responding to interference signals, which would otherwise be falsely tapped as resolver signals and damage the Cutting tool and workpiece. The output voltage 116 of the computational amplifier

112 ist ein Rechtecksignal, dessen Periode ca. 333 Mikrosekunden dauert und dessen Phase zeitlich in Abhängigkeit von der Stellung des Drehmelderläufers verschoben wird um somit auch in Abhängigkeit von der Phase der Sinuswelle, welche vom Drehmelder an die Klemme 110 abgegeben wird.112 is a square wave with a period of approx. 333 Takes microseconds and its phase depends on the position of the resolver rotor is shifted by thus also depending on the phase of the sine wave which is sent from the resolver to the Terminal 110 is released.

Dieses Ausgangssignal gelangt an den Eingang des Tores 117, welches auf ein Taktsignal auf der Rückführungsleitung 118 anspricht, um einen Nulldurchgang im Rechteckausgangssignal des Verstärkers 112 nur während des verhältnismäßig engen »Zeitfensters« in der Gesamtperiode des Rechtecksignals abzutasten.This output signal arrives at the input of the gate 117, which responds to a clock signal on the Return line 118 responds to a zero crossing in the square-wave output signal of amplifier 112 only during the relatively narrow "time window" to be sampled in the total period of the square wave signal.

Beispielsweise läßt das Tor 117 durch nachstehend beschriebene Maßnahmen das Signal des Rechteckspannungsgenerators 18 nur während annähernd 33 Mikrosekunden von einer Gesamtperiode von 333 Mikrosekunden durch. Dies wird durch den Anschluß des Ausgangs des Tores 117 über das Tor 120 der Fig.3C an die Verzögerungsschaltung 122 erreicht, deren Ausgangssignal über die Rückmeldungsleitung 118 an den Eingang des Tors 117 zurückgeführt wird,For example, gate 117 passes through below measures described the signal of the square-wave voltage generator 18 only during approximately 33rd Microseconds out of a total period of 333 microseconds. This is done through the connection the output of the gate 117 is reached via the gate 120 of FIG. 3C to the delay circuit 122, whose output signal is fed back via the feedback line 118 to the input of the gate 117,

ίο Die Verzögerungsschaltung 122 kann als mehrfach auslösbarer monostabiler Multivibrator ausgeführt sein. Die auf der Leitung 124 anliegende Ausgangsspannung der Verzögerungsschaltung 122 besitzt die Wellenform der Zeile G der F i g. 4. Diese auf der Leitung 124 anliegende Spannung ist das Hauptrückführungssignal, das den Stellungsfehler des Drehmelders darstellt. Wie oben erwähnt, würde das 3 kHz-Signal nur einen verhältnismäßg schmalen linearen Fehlerbereich ergeben, wenn es direkt zum Abgreifen der Phase verwendet werden würde, da es die direkt vorn Drehmelder 112 her anliegende periodische Signaländerung darstellt. Daher wird das Signal auf der Leitung 124 dem Frequenzteiler 126 eingespeist, dessen Ausgangssignal auf der Leitung 128 anliegt und auf Zeile II der F i g. 4 während des Null- oder Nullfehlerzustandes gezeigt ist. Daraus ergibt sich die Multiplizierung des linearen Fehlerbereichs mit dem Faktor 16. Nach der Frequenzteilung im Teilerkreis 126 gelangt das Signal auf der Leitung 128 über die Tore 130 und 132 an der Tastsignalgenerator 134, wobei die Tore 130 und 132 einfache Steuer- und Auswahlaufgaben erfüllen wie »Anschalten des Stellungsfehlers« und andere Funktionen welche am Tastenfeld des Schaltpultes odei ähnlichen Einrichtungen gewählt werden können. Da; am Ausgang 136 des Tastsignalgenerators anliegende Signal hat die Wellenform der Zeile I der F i g. 4, wenr sich dieser Kreis im Nullzustand befindet Diese: Tastsignal tritt an der positiven Flanke des Signals dei Zeile H der F i g. 4 auf, welches auf der Leitung 128 der Fig.3B anliegt. Das am Ausgang 136 anstehende Tastsignal gelangt über die Leitung 138 zur Verzöge rungsschaltung 140 und von dort aus zum Tastspeicher-Steuerkreis 25, der nachstehend näher beschrieben wird Der Ausgang der Schaltung 134 ist auch an der Flip-Flop-Frequenzteiler 142 geführt, um die Komple mentärsignale FB/32 und FB/32" zu erzeugen, wobei das erste Signal auf der Leitung 144 und das zweite Signa auf der Leitung 146 anliegt. Die Phase des Flip-Flop Ausgangssignals kann durch ein Signal auf der Leitungίο The delay circuit 122 can be used as multiple be designed triggerable monostable multivibrator. The output voltage on line 124 delay circuit 122 has the waveform of row G of FIG. 4. This on the Voltage present on line 124 is the main feedback signal indicating the resolver position error represents. As mentioned above, the 3 kHz signal would only have a relatively narrow linear error range if it would be used directly for tapping the phase, since it is the directly in front Resolver 112 represents applied periodic signal change. Hence the signal on line 124 the frequency divider 126 is fed, the output signal of which is present on the line 128 and on line II of the F i g. 4 is shown during the zero or zero error condition. This results in the multiplication of the linear error range with a factor of 16. After the frequency division in the divider circuit 126, the signal arrives on line 128 via gates 130 and 132 to key signal generator 134, gates 130 and 132 perform simple control and selection tasks such as "switching on the position error" and other functions which can be selected on the keypad of the control panel or similar devices. There; The signal present at the output 136 of the key signal generator has the waveform of line I of FIG. 4, less this circle is in the zero state This: key signal occurs on the positive edge of the signal dei Row H of FIG. 4, which is present on line 128 of FIG. 3B. The pending at output 136 Key signal reaches the delay circuit 140 via line 138 and from there to the key memory control circuit 25, which will be described in more detail below. The output of circuit 134 is also at the Flip-flop frequency divider 142 performed to generate the complementary signals FB / 32 and FB / 32 ", the first signal on line 144 and the second signal on line 146 is present. The phase of the flip-flop Output signal can be through a signal on the line

147 voreingestellt werden. Das Signal auf der Leitung 146 wird an die Steuer- oder Eingangsklemmen dei Wechselrichters 22 zurückgeführt, dessen Einzelheitei nachstehend näher erläutert werden. Der Ausgang W des Flip-Flops 142 ist über das Tor 148 gemeinsam ai147 can be preset. The signal on line 146 is fed back to the control or input terminals of inverter 22, the details of which are discussed in greater detail below. The output W of the flip-flop 142 is common ai via the gate 148

die Eingänge der Zähler 150 und 152 geführt, wobei an Zähler 150 über den Widerstand 154 und di< Signalleitung 156 ein Bezugssignal für den Überschuß oder Plusfehler anliegt, so daß an die Leitung 158 eir Ausgangssignal abgegeben wird, wenn die Fehlerzähthe inputs of the counters 150 and 152 led, where on Counter 150 via resistor 154 and di <signal line 156 a reference signal for the excess or plus error is present, so that on line 158 eir Output signal is issued when the error count

to lung 9000 (0,9 Zoll = 22,86 mm) überschreitet. Wenn eir Signal auf der Leitung 158 anliegt, wird die Anlag« automatisch durch eine Vorrichtung, beispielsweise eir Relais abgeschaltet. Am Zähler 152 liegen aucl entsprechende Bezugsspannungen an, so daß ein Signato lung exceeds 9000 (0.9 in. = 22.86 mm). If eir Signal is present on the line 158, the system is automatically "by a device, for example eir Relay switched off. Corresponding reference voltages are also present at the counter 152, so that a signal

⁶S auf der Leitung 160 bewirkt, daß die Interpolatoren dei numerischen Steuerung ihrer Arbeit wegen eine: Überschuß-Stellungsfehlers unterbrechen. Die Wirkunj dieses Signals besteht darin, die Intemolatoren an ⁶ S on line 160 causes the interpolators to interrupt the numerical control of their work because of an excess position error. The effect of this signal is to turn the intemolators on

Fehlerzählstand 8000 zu halten, wobei angenommen wird, daß die Fehlerzählung 8000 den Knickpunkt in der Kurve 34 der F i g. 2 darstelltHold error count 8000, assuming that the error count 8000 is the breakpoint in the Curve 34 of FIG. 2 represents

Der Wechselrichter 22 enthält die Schaltstufen 162 und 164, die jeweils Feldeffekttransistorschalter besitzen, deren Anschlüsse in Fig.3B gezeigt sind, um während eines Teils der Sägezahnspannungsperiode zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen auf der Zeile I der F i g. 4 einen Teil der linearen Sägezahnspannung 50 auf der Zeile F der F i g. 4 umzukehren. Die an ι ο der Klemme 100 anliegende lineare Sägezahnspannung wird gemeinsam den Feldeffekttransistorschaltern 166 und 168 der Schaltstufen 162 und 164 zugeführt, und das Signal FB/32 wird durch die Steuerverstärker 170 und 172 durchgeschaltet, um das komplementäre öffnen und ι5 Schließen der Schalter 166 und 168 zu steuern, so daß der Schalter 168B geöffnet ist, wenn der Schalter 166Λ geschlossen ist (wie gezeigt) und umgekehrt. Wenn die Sägezahnspannung über den Schalter 166A geleitet wird, gelangt sie über das Regelpotentiometer 174 an den Inversionseingang des Rechenverstärkers 176, der einen Teil des Wechselrichters 22 bildet. Wenn die Sägezahnspannung über den Schalter 168Ö geleitet wird, gelangt sie an den nicht invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 176, so daß ein durch die Zeile K der F i g. 4 für den Nullzustand dargestelltes Ausgangssignal auf der Leitung 178 anliegt, sowie ein Signal für einen Voreilfehler von 2000 Zählschritten, das durch die Zeile S der Fig.4 dargestellt und nachstehend näher erläutert wird. Die Ausgangsleitung 178 des Rechenverstärkers 176 ist dann an die »Nachlauf- und Taststeuerstufe« 180 des Tastspeicherkreises 25 geführt. Die Stufe 180 umfaßt den Feldeffekttransistorschalter 182 mit dem Steuerverstärker 184, an welchem das Ausgangssignal des Abtastkreises 140 anliegt. Der Nullzustand dieses Ausgangssignals ist auf der Zeile L der F i g. 4 gezeigt; nach dem Auftreten des Tastsignals FB/16 ist eine Millisekunde lang hochpegelig. Ein Schließen des Schalters 182 bewirkt daß der Kondensator 186 der Sägezahnspannung der Integrationsschaltung so lange nacheilt, bis der Tastimpuls FB/16 anliegt, wobei der Schalter öffnet und die im Augenblick der öffnung herrschende Spannungsamplitude als Ladung des Kondensators 186 hält Der Ausgang der Stufe 180 ist über den Widerstand 188 und den Übertragungssteuerverstärker 190 an die zweite Stufe 192 mit dem Feldeffekttransistorschalter 194 und dem Steuerverstärker 1% geführt, der vom Vorbereitungsausgangssignal der Schaltung 140 beaufschlagt wird, nachdem dieses über das zwischengeschaltete Impulsformtor 199 und die Inversionsschaltung 200 geleitet worden ist. Das Tor 199 verzögert das Übertragungssignal, Zeile N in F i g. 4, um die Länge des Tastimpulses FB/16, Zeile 1, damit die Einschwingstöße auslaufen können, ehe die Übertragung stattfindet. Somit findet ein komplementärer Schaltvorgang zwischen den Schaltern 182 und 194 statt. Wenn der Schalter 194 geschlossen ist, wird die vorher im Kondensator 186 gespeicherte Spannung an den Kondensator 198 übertragen, der das Abtastsignal während der Perioden zwischen zwei Abtastzeitpunkten hält. Das heißt, daß der Kondensator 186 periodisch einen neuen Tastimpuls erhält, den er dann an den Kondensator 198 überträgt Der Kondensator 198 ist über den Widerstand 201 mit dem Vorverstärker 26 und dann mit der Ausgangsklemme 27 verbunden, an welcher das endgültige Ausgangsfehlersignal anliegt, das dem Leistungs- oder Endverstärker 28 des Servos aufgeschaltet wird.The inverter 22 contains the switching stages 162 and 164, each of which has field effect transistor switches, whose connections are shown in Fig.3B to during part of the sawtooth voltage period between two successive pulses on line I of FIG. 4 part of the linear sawtooth voltage 50 on line F of FIG. 4 reverse. The linear sawtooth voltage applied to terminal 100 is fed together to the field effect transistor switches 166 and 168 of the switching stages 162 and 164, and that Signal FB / 32 is switched through by the control amplifier 170 and 172 to open the complementary and ι5 Control closing switches 166 and 168 so that switch 168B is open when switch 166Λ is closed (as shown) and vice versa. When the sawtooth voltage passed through switch 166A is, it reaches the inversion input of the computing amplifier 176 via the control potentiometer 174, the forms part of the inverter 22. When the sawtooth voltage is passed through switch 168Ö is, it reaches the non-inverting input of the processing amplifier 176, so that a line K the F i g. 4 is present on line 178 for the output signal shown for the zero state, as well as a signal for an advance error of 2000 counting steps, which is represented by line S in FIG. 4 and in more detail below is explained. The output line 178 of the processing amplifier 176 is then to the "follow-up and sampling control stage" 180 of the tactile memory circuit 25 out. The stage 180 includes the field effect transistor switch 182 the control amplifier 184, to which the output signal of the sampling circuit 140 is applied. The zero state this output signal is on line L of FIG. 4 shown; after the occurrence of the key signal FB / 16 high level for a millisecond. Closing switch 182 causes capacitor 186 to operate The sawtooth voltage of the integration circuit lags behind until the key pulse FB / 16 is applied, the Switch opens and the voltage amplitude prevailing at the moment of opening as the charge of the Capacitor 186 holds. The output of stage 180 is through resistor 188 and the transfer control amplifier 190 to the second stage 192 with the field effect transistor switch 194 and the control amplifier 1% led, which is acted upon by the preparation output signal of the circuit 140 after this has been passed via the interposed pulse shaper 199 and the inversion circuit 200. The gate 199 delays the transmit signal, line N in FIG. 4, by the length of the key pulse FB / 16, line 1, so that the Transient surges can run out before the transmission takes place. Thus there is a complementary Switching between switches 182 and 194 takes place. When switch 194 is closed, the The voltage previously stored in the capacitor 186 is transferred to the capacitor 198, which receives the sample signal holds during the periods between two sampling times. That is, the capacitor 186 is periodic receives a new key pulse, which it then transmits to the capacitor 198. The capacitor 198 is connected via the resistor 201 to the preamplifier 26 and then to the output terminal 27 which the final output error signal is applied to the power or output amplifier 28 of the servo is activated.

Der monostabile Multivibrator 202 stellt ein weiteres Sicherheitsmerkmal der Schaltung der F i g. 3C dar; am monostabilen Multivibrator 202 liegt das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 122 an. Er ist eine mehrfach auslösbare Vorrichtung, weiche für eine Zeitspanne von 500 Mikrosekunden ein Ausgangssignal an die Leitung 206 abgibt und kann durch jedes Eingangssignal mit einer zur Ausgangsperiode zusätzlichen Dauer von 500 Mikrosekunden gelöscht werden. Wenn am Ausgang der Vorrichtung 202 kein anderer Eingangsimpuls während der Periode von 500 Mikrosekunden anliegt, herrscht der Zustand »Verlust des Rückführungssignals«, wobei die Anlage abgeschaltet wird. Dies wird durch den Anschluß der Ausgangsleitung 206 an den FliprFlop 208 erreicht, auf dessen Ausgangsleitung 210 der Signalverlust gemeldet wird, und dessen Ausgangsleitung 212 hochpegelig ist, wenn die Rückführungsimpulse mit der vorgeschriebenen Frequenz anliegen. Da das Signal auf der Leitung 212 zum Ausgangssignal 214 des Flip-Flops 150 in eine logische ODER-Beziehung gebracht wird, entsteht ein Ausgangssignal auf der Leitung 216, welches den Zustand des Synchronisationsverlustes darstellt. Wenn ein Signal an der Ausgangsleitung 216 anliegt, wird die Anlage vorzugsweise abgeschaltet.The monostable multivibrator 202 represents a further safety feature of the circuit of FIG. 3C represents; at the The output signal of the delay circuit 122 is applied to the monostable multivibrator 202. He is one Multiple triggering device that provides an output signal for a period of 500 microseconds to the line 206 and can be given by each input signal with an additional to the output period Duration of 500 microseconds. If there is no other at the output of device 202 Input pulse is present during the period of 500 microseconds, the state »Loss of Feedback signal «, whereby the system is switched off. This is done by connecting the output line 206 reached to flip-flop 208, on whose output line 210 the loss of signal is reported, and its output line 212 is high when the feedback pulses are at the prescribed level Frequency applied. Since the signal on line 212 to output signal 214 of flip-flop 150 in a A logical OR relationship is brought about, an output signal is produced on the line 216 which denotes the Represents the state of loss of synchronization. When a signal is present on the output line 216, the System preferably switched off.

Anhand von F i g. 4 seien nun zwei Beispiele für die Arbeitsweise der Anlage beschrieben.Based on FIG. 4 two examples of how the system works will now be described.

Die Zeilen G bis O der F i g. 4 stellen die Beziehungen zwischen den Wellenformen der Signale und der Schaltung der Fig.3 für einen Nullfehler oder einen »Nullzustand« dar. Die lineare Sägezahnspannung der Zeile F der F i g. 4 wird für den Teil, der dem Impuls 220 FB/16 STROBE (FB/16 TAST) auf der Zeile I der F i g. 4 folgt, der zeitlich der positiven Halbperiode der Rechteckspannung 222 auf der Zeile ] der Fig.4 entspricht. Das an den Steuerverstärkern 170 und 172 der Schalter 160 und 168 anliegende Steuersignal folgt der Form 222 auf Zeile J der F i g. 4 und bewirkt, daß ein sonst positiv verlaufender Teil der Sägezahnspannung 50 negativ wird, wie es durch den Wellenformteil 226 auf der Zeile K dargestellt ist. Der Tastzeitpunkt tritt bei jedem Übergang der Wellenform 222 auf Zeile J auf und entsteht aus der Durchschaltung des Impulses 220 über die Ausgangsleistung 136 zur Steuervorrichtung 184 der Stufe 180 im Tastspeicherkreis 25. Somit werden sowohl die umgekehrten als auch die nicht invertierten Teile der aus Leitung 178 anliegenden Sägezahnspannung abgetastet, und ihre Amplituden im Kondensator 186 gespeichert, wie es durch die Zeile M der F i g. 4 gezeigt ist. Diese Signale werden später an den Kondensator 198 während der »Übertragungszeiten« 228 übertragen und sind in der Wellenform der Zeile M der Fig.4 dargestellt. Wie die Zeile O der F i g. 4 zeigt, beträgt die an der Ausgangsklemme 27 anliegende Restspannung für den »Nullzustand« Null.Lines G to O of FIG. 4 represent the relationships between the waveforms of the signals and the circuit of Fig. 3 for a zero error or a The linear sawtooth voltage of row F of FIG. 4 is used for the part that corresponds to the pulse 220 FB / 16 STROBE (FB / 16 TAST) on line I of FIG. 4 follows, the time of the positive half-period of Square wave voltage 222 on the line] of FIG. That at control amplifiers 170 and 172 the control signal applied to switches 160 and 168 follows form 222 on line J of FIG. 4 and causes a The otherwise positive part of the sawtooth voltage 50 becomes negative, as indicated by the waveform part 226 line K is shown. The sampling instant occurs at each transition of waveform 222 to line J and arises from the switching through of the pulse 220 via the output power 136 to the control device 184 of the Stage 180 in the key storage circuit 25. Thus, both the inverted and the non-inverted parts of the from line 178 applied sawtooth voltage is sampled, and their amplitudes in capacitor 186 stored as indicated by line M of FIG. 4 is shown. These signals are later sent to the capacitor 198 are transmitted during "transmission times" 228 and are in the waveform of line M of FIG shown. Like line O of FIG. 4 shows, the residual voltage present at the output terminal 27 is for the "zero state" zero.

Die Zeilen P bis V der Fig. 4 zeigen di« Beschaffenheit der Wellenformen im speziellen Ausfüh rungsbeispiel der Fig.3 bei einem Voreilfehler voi 2000 Zählschritten. Die Wellenform Q ist das Tastsigna FB/16, dessen Periodenzahl dem Signal in Zeile I de Fig.4 entspricht. Jedoch wurde die Phase der Impulsi 220' in der Zeile Q verschoben, so daß sie zeitlich späte auftreten als die Impulse 220 der Zeile 1. Da jedoch di Bezugssägezahnspannung 50 auf Zeile F der Fig. nicht verschoben wird, wird sie von selbst zeitlich späte beim Beispiel des Fehlers von 2000 Zählschritte abgetastet. Auch der Inversions- und Nichtinversion! Vorgang wird zeitlich verschoben, wie durch die ZeileLines P to V of FIG. 4 show the nature of the waveforms in the particular embodiment Example of Figure 3 with a lead error voi 2000 counting steps. The waveform Q is the key signal FB / 16, the number of periods of which corresponds to the signal in line I de 4 corresponds. However, the phase became the impulsi 220 'shifted in the line Q so that they occur later than the pulses 220 of the line 1. However, since di Reference sawtooth voltage 50 on line F of the figure is not shifted, it becomes later in time by itself in the example of the error of 2000 counting steps sampled. Also the inversion and non-inversion! Task is shifted in time, as indicated by the line

der F i g. 4 gezeigt wird. Die umgekehrte lineare Sägezahnspannung für den Zustand des Fehlers von 2000 Zählschritten ist in Zeile F der F i g. 4 dargestellt, und man erkennt, daß infolge der Verschiebung der Tastimpulse FB/16 die Inversion der Sägezahnspannung nicht länger gleichmäßig sondern an einem Mittelpunkt in der priodischen Veränderung auftritt. Der spätere Abtastzeitpunkt, der sich aus dem verzögerten Auftreten der Tastimpulse ergibt, erzeugt eine abgetastete Spannung von 2,2 V am Kondensator 186 am Ende der »Macheilzeit« und am Kondensator 198 nach der Übertragung sowie während der »Halte- oder Speicherzeit«, wie es in den Teilen T und U der F i g. 4 gezeigt ist. Somit liegt ein Fehlersignal von 2,22 V als kontinuierliche Darstellung des Fehlers an der Ausgangsklemrne 27 im Zustand des Fehlers von 2000 Zählschritten an. Dieses Signal ist eine kontinuierliche Gleichspannung und braucht nicht wie bei den bisherigen Einrichtungen gefiltert zu werden, bevor es dem Vorverstärker des Servotriebs eingespeist wird. _h-_imi_Pu the F i g. 4 is shown. The inverse linear sawtooth voltage for the 2000 count error condition is on line F of FIG. 4, and it can be seen that as a result of the shifting of the probe pulses FB / 16, the inversion of the sawtooth voltage no longer occurs uniformly but at a midpoint in the periodic change. The later sampling time, which results from the delayed occurrence of the sampling pulses, generates a sampled voltage of 2.2 V on capacitor 186 at the end of the "Macheilzeit" and on capacitor 198 after the transmission and during the "hold or storage time", such as it in parts T and U of FIG. 4 is shown. An error signal of 2.22 V is thus present as a continuous representation of the error at the output terminal 27 in the state of the error of 2000 counting steps. This signal is a continuous DC voltage and does not need to be filtered, as with previous devices, before it is fed to the preamplifier of the servo drive. _h - _im i _P u

Wenn sich der Ist-Stel!ungsfehler ändert, beispielsweise während einer Beschleunigung, ändert sich die Fehlerspannung an der Klemme 27 in einer etwa treppenförmigen Weise entweder positiv oder negativ, sie besitzt jedoch nicht den diskontinuierlichen Charakter des in seiner Impulsbreite modulierten Signals der früheren Anlagen. Somit bewirken selbst plotzhche Änderungen des Stellungsfehlers^ keine Verschlechterung des Fehlersignals, die ein Merkmal der früheren Anlagen mit erweiterten Fehlerbereichsmoglichke.tenIf the actual position error changes, for example during acceleration, the error voltage at terminal 27 changes approximately stair-like way either positive or negative, however, it does not have the discontinuous character of the pulse width modulated signal of the earlier plants. Thus, even sudden changes in positional error do not cause deterioration of the error signal, which was a feature of the earlier systems with extended error range possibilities

^1StAußer dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel sind noch weitere möglich, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. ^{1St In} addition to the embodiment described above, others are possible without departing from the scope of the invention.

Hierzu 5 Blatt ZeichnungenIn addition 5 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1.Servo positioning device for a numerical machine tool control with a drive motor, with a resolver moved by this, with a clock generator of a predetermined working frequency and with a control loop having a phase discriminator, which on the one hand receives actual pitch signals from the resolver and on the other hand a reference from the clock generator -Position signals is applied and which provides the control signal for the drive motor, the resolver is also acted upon with the working frequency, characterized in that the output of the resolver (12) via a first frequency divider circuit (20, 21) with a dividing factor (n) mh a control terminal of the phase discriminator (22,23,25, 26) is connected; that an intermediate signal is also provided with the η-th part of the operating frequency by a second frequency divider circuit (15); that a ramp generator (16, 24) controlled by this intermediate signal generates a ramp signal which changes piece-wise uniformly over time and which is applied to a signal input of the phase discriminator (22, 23, 25, 26); and that the phase discriminator, upon receipt of a signal from the first frequency divider circuit (20, 21), stores the ramp signal applied to it and, until a further signal is received from the first frequency divider circuit (20, 21) at its output for controlling the drive motor (11) provides.

2. Servo positioning device according to claim t, characterized in that the ramp generator a controllable switch arrangement (IS) and an integrator (24), the switch arrangement (16) upon receipt of successive control pulses from the second frequency divider circuit (15) alternate the positive and negative pole of a constant voltage source (+ V -V) with theirs Output terminal connects so that after integration at the output of the integrator (24) one piece uniformly increasing or decreasing ramp signal with a mean value of 0 is provided will.

3. Servo positioning device according to claim 2, characterized in that the integrator has, in a manner known per se, a differential amplifier (94) and an integration capacitor (94a) , a first input of the differential amplifier (94) being acted upon by the signal to be integrated; and that the integrated signal is applied to the second input of the differential amplifier (94) via an active low-pass filter (102).

4. Servo positioning device according to claim 3, characterized in that the active low-pass filter a first amplifier (102a,) with non-balanced AC feedback networks (103, 105).

5. Servo positioning device according to claim 4, characterized in that the active low-pass filter /? C circuits (107, 109) connected downstream of the first amplifier (102a) for smoothing the amount to be fed back Signal and a subsequent amplifier (106).

6. Servo positioning device according to one of the

Claims 1 to 5, characterized in that the first frequency divider circuit has a first frequency divider (16) with a division ratio of n / 2 and a first frequency divider (21) with a division ratio of 2; that the phase discriminator has an inverter (22) and a key memory circuit (25) connected to its output; that the inverter (22) to which the ramp signal is applied provides the ramp signal with the opposite polarity at its output during one half cycle of the signal received from the second frequency divider (21) and provides it with unchanged polarity during the other half cycle; and that the key memory circuit (25) stores the output signal of the inverter (22) each time a pulse is received from the first frequency divider (20) and provides it at its output to control the drive motor (11) until a further pulse is received from the first frequency divider (20) .

7. Servo positioning device according to one of claims 1 to 6, characterized in that a known per se for converting the signals supplied by the resolver (12) into square-wave signals Amplifier is a differential amplifier (112), one input of which is connected to the signal to be shaped is applied and its second input is so strongly biased by a DC voltage source, that interfering signals on the input line, as they are when the resolver is not working properly are still encountered, do not lead to a shaped output signal.

8. Servo positioning device according to one of claims 1 to 7, characterized in that one the first frequency divider circuit (20, 21) upstream of the safety circuit (19), which pulses only passes on if they follow one another at less than a specified maximum distance, and which comprises: a gate circuit (117) and one connected to the output of the latter Delay circuit (122) whose output signal is used to activate the gate circuit and at the same time represents the output signal of the safety circuit.

9. Servo positioning device according to claim 8, characterized by a warning circuit which a warning signal is generated when two consecutive pulses at the output of the delay circuit (122) are separated by more than the maximum distance, and which comprises: one again triggerable monostable multivibrator (202) and a downstream flip-flop (208), the The pulse length of the signal emitted by the monostable multivibrator (202) corresponds to the maximum permissible Distance between the pulses at the output of the delay circuit (122) corresponds.

10. Servo positioning device according to one of claims 6 to 9, characterized in that the Key memory circuit (25) has: a first memory (186) which is controllable via a first Switch (180) can be connected to the output of the inverter (22), a second memory (198) which can be connected to the first memory (186) via a second controllable switch (192), and one Control circuit (140), which by the pulses provided by the first frequency divider (16) periodically is triggered and then first closes the second controllable switch (192) and the

the first controllable switch (180) opens and after a predetermined period of time until a further pulse is received from the first frequency divider (16) the first controllable switch (IgO) closes and the second (192) opens; and that the signal used to control the drive motor (11) is picked up at the second memory (198).

11. Servo positioning device according to claim 10, characterized in that the first memory (186) is followed by an amplifier (190) .

12. Servopositioning device according to one of claims 6 to 11, characterized in that the second frequency divider (21 = 142) has a control terminal for setting the phase position of the downgraded signal with respect to the signal to be downgraded

13. Servo positioning device according to one of claims 1 to 12, characterized by a deviation monitoring circuit (29) which generates a warning signal if the lead and lag are too great and which has at least one counter (150, 152) activated by pulses provided by the first frequency divider circuit.

14. Servo positioning device according to claim 13, characterized in that the deviation monitoring circuit (29) generated warning signal for blocking an interpolator (30) assigned to the drive motor (11) on a Control terminal of the same is given.