DE2317067C2 - Method and arrangement for controlling a feed circuit for a DC direct current consumer - Google Patents

Method and arrangement for controlling a feed circuit for a DC direct current consumer

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DE2317067C2 DE19732317067 DE2317067A DE2317067C2 DE 2317067 C2 DE2317067 C2 DE 2317067C2 DE 19732317067 DE19732317067 DE 19732317067 DE 2317067 A DE2317067 A DE 2317067A DE 2317067 C2 DE2317067 C2 DE 2317067C2
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Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Speiseschaltung für einen Gleichstromverbraucher gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein derartiges Verfahren und eine derartige Anordnung sind bekannt aus dem Hauptpatent DE-PS 21 59 397.The invention relates to a method and a circuit arrangement for controlling a feed circuit for a direct current consumer according to the preamble of claim 1. Such a method and such an arrangement are known from the main patent DE-PS 21 59 397.

Es sind eine Reihe von Anordnungen allgemein bekannt, die es gestatten, Gleichstromverbraucher mit konstanter Spannung aus einem Wechselstromnetz zu versorgen, dessen Spannungsamplitude in gewissen Grenzen veränderlich ist Die einfachsten Anordnungen, die dazu im wesentlichen netzkommutierte Stromrichter enthalten, haben den Nachteil, daß sie dem speisenden Netz nicht nur die benötigte Wirkleistung, sondern auch Grund- und Oberschwingungsblindleistung entnehmen. Fig. 1 zeigt eine aus dem Hauptpatent DE-PS 21 59 397 (Fig. 4) bekannte Schaltung, die diesen Nachteil fast gänzlich zu vermeiden gestattet. Die Spannung zwischen den Wechselstromklemmen einer Diodenbrücke 5 stimmt der Größe nach mit der Spannung an einem Gleichstromverbraucher 9 überein, wenn die löschbaren Thyristorzweige 3 und 4 sperren. Sind diese Thyristorzweige in leitendem Zustand, so ist die Spannung zwischen den Wechselstromklemmen gleich Null; der über die Drossel 2 fließende Strom nimmt seinen Weg, je nach anliegender Polarität, über einen der Thyristorzweige 3 oder 4.There are a number of arrangements are generally known that allow DC loads with to supply constant voltage from an alternating current network, the voltage amplitude of which in certain Limits changeable is the simplest arrangements, which are essentially mains commutated Contain converters, have the disadvantage that they not only provide the feeding network with the required real power, but also take fundamental and harmonic reactive power. Fig. 1 shows one of the main patent DE-PS 21 59 397 (Fig. 4) known circuit that allows this disadvantage to be avoided almost entirely. The voltage between the AC terminals of a diode bridge 5 is the same as the size Voltage at a DC load 9 is the same when the erasable thyristor branches 3 and 4 block. If these thyristor branches are in the conductive state, the voltage is between the alternating current terminals equals zero; the current flowing through the choke 2 takes its path, depending on the polarity applied one of the thyristor branches 3 or 4.

Im gelöschten Zustand der Thyristorzweige fließt der Strom der Drossel 2 über die Diodenbrücke 5 und den Gleichstromkreis. Die Differenz zwischen der im allgemeinen sinusförmigen, durch den Umspanner 1 transformierten Netzspannung und de·- Spannung zwischen den Wechselstromklemmen der Diodenbrükke 5 wird von der Drossel 2 aufgenommen. Es ist bekannt, den gewünschten, annähernd sinusförmigen Verlauf des Netzstromes dadurch zu erhalten, daß die Zünd- und Löschzeitpunkte der Thyristorzweige 3 und 4 durch einen Zweipunkt-Stromregler 10 vorgegeben werden. Der sinusförmige Sollwert wird vom einen Sollwertbildner 16 voi gegeben, in dem der Sollwert hinsichtlich der Amplitude vom Gleichspannungsregler 13 bestimmt wird, hinsichtlich der Phasenlage über den Spannungswandler 12 von der Netzspannung und unter Berücksichtigung des dem Strom um 90° voreilenden Spannungsfalls an der Drossel 2. Der Istwert des mit dem Netzstrom praktisch übereinstimmenden Sekundärstromes des Transformators 1 wird dem Zweipunkt-Stromregler 10 über den Stromwandler 11 zugeführt. Der Gleichspannungsregler 13 erhält den Istwert seiner Regelgröße über den Spannungswandler 14, den Sollwert über den Sollwertgeber 15. Der Gleichspannungsregler 13 stellt die Amplitude des Stromsollwertes immer so ein, daß jeweils die in Last 9 benötigte Leistung unter Konstanthaltung der Gleichspannung aus dem Wechselstromnetz geliefert wird.When the thyristor branches are cleared, the flows Current of the choke 2 via the diode bridge 5 and the direct current circuit. The difference between the im general sinusoidal mains voltage transformed by transformer 1 and de · voltage between the AC terminals of the diode bridge 5 is taken up by the choke 2. It is known to obtain the desired, approximately sinusoidal course of the mains current in that the The ignition and extinction times of the thyristor branches 3 and 4 are specified by a two-point current regulator 10 will. The sinusoidal target value is given by a target value generator 16 voi, in which the target value is determined with regard to the amplitude of the DC voltage regulator 13, with regard to the phase position via the Voltage converter 12 from the mains voltage and taking into account that leading the current by 90 ° Voltage drop at choke 2. The actual value of the secondary current, which practically corresponds to the mains current of the transformer 1 is fed to the two-point current regulator 10 via the current transformer 11. The DC voltage regulator 13 receives the actual value of its controlled variable via the voltage converter 14, the Setpoint via the setpoint generator 15. The DC voltage regulator 13 sets the amplitude of the current setpoint always in such a way that the power required in load 9 while keeping the DC voltage constant is supplied from the AC network.

Der über die Drossel 2 fließende, angenähert sinusförmige Strom w.iJ durch die aus den Thyristorzweigen 3 und 4 sowie cer Diodenbrücke S bestehenden Stromrichteranordnung. die auch unter dem Namen Zweiquadranten-Steller bekannt ist, in eir/en gleichgerichteten Mischstrom umgewandelt Der pulsierende Anteil des Mischstromes besteht aus zwei Komponenten, einem sinusförmigen Wechselstrom von doppelter Netzfrequenz und einem mit der Taktfrequenz des Stellers schwingenden Wechselanteil. Der Strom doppelter Netzfrequenz fließt fast ausschließlich überThe approximately sinusoidal current w.iJ flowing through the choke 2 through the converter arrangement consisting of the thyristor branches 3 and 4 and the diode bridge S. which is also known under the name two-quadrant controller, converted into a rectified mixed current. The pulsating component of the mixed current consists of two components, a sinusoidal alternating current of twice the mains frequency and an alternating component that oscillates with the clock frequency of the controller. The current of twice the mains frequency almost exclusively overflows

in den aus dem Kondensator 7 und der Drossel 8 gebildeten, auf die doppelte Netzfrequenz abgestimmten Saugkreis. Der taktfrequente Wechselstrom fließt über den Glättungskondensator 6.
Da die Augenblickswerte der Leistung am Zweiquadranten-Steller nie negativ werden können, kann die Spannung an den Wechselstromklemmen des Stellers ihre Polarität immer erst nach dem Nulldurchgang des Stromes durch die Drossel 2 umkehren. Da die Schaltzeitpunkte der Thyristorzweige allein durch deninto the suction circuit formed from the capacitor 7 and the choke 8 and tuned to twice the mains frequency. The clock-frequency alternating current flows via the smoothing capacitor 6.
Since the instantaneous values of the power at the two-quadrant controller can never be negative, the voltage at the AC terminals of the controller can only reverse its polarity after the current has passed zero through the choke 2. Since the switching times of the thyristor branches solely through the

JIi Zweipunktregler 10 bestimmt werden, kann nicht ausgeschlossen werden, daß unmi''jlbar vor und nach dpm Stromnu'!^urchcfantT von Nu!! * srschiedene ^'erte der Stellerwechselspannung auftreten. Die Polarität dieser Spannung stimmt immer mit der Polarität desJIi two-position controller 10 can be determined, it cannot be ruled out that unmi''jlbar before and after d p m St r omnu '! ^ By cf to tT from Nu !! * Different values of the actuator alternating voltage occur. The polarity of this voltage always corresponds to the polarity of the

:ϊ Stromes überein, d. h. der Phasenwinkel φ zwischen Strom und Spannung kann bei ordnungsgemäßem Betrieb nur den Wert Null annehmen. Am Stellereingang tritt demnach keine Verschiebungsblindleistung auf. Der Blindleistungsbedarf der Drossel 2 muß daher: ϊ current match, d. H. the phase angle φ between Current and voltage can only assume the value zero when operated properly. At the actuator input accordingly, there is no displacement reactive power. The reactive power requirement of the choke 2 must therefore

in vollständig aus dem Wechselstromnetz gedeckt werden. Bei vorgegebener mittlerer Taktfrequenz gelingt die Annäherung der Sinusform des Netzstromes umso besser, je größer die Induktivität der Drossel 2 ist. Der Bedarf an Verschiebungsblindleistung kann deshalb mitcan be completely covered by the AC grid. With a given average clock frequency, the approximation of the sinusoidal shape of the mains current is all the more successful The greater the inductance of the choke 2, the better. The need for displacement reactive power can therefore with

j5 Rücksicht auf die Verzerrungsblindleistung nicht einfach dadurch beliebig klein gemacht werden, daß man die Induktivität der Drossel 2 verkleinertj5 consideration of the distortion reactive power not easy can thereby be made as small as desired by reducing the inductance of the choke 2

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Verfahren und einer Anordnung zur Steuerung einer Speiseschaltung für einen Gleichstromverbraucher der eingangs genannten Art die Oberwellen- und Blindleisi:;ngsbelastung des speisenden Wechselstromnetzes zu verringern, d. h. Netzstrom und Netzspannung sollen möglichst einen Phasenwinkel Null aufweben.The invention is based on the object of a method and an arrangement for controlling a Supply circuit for a direct current consumer of the type mentioned at the beginning, the harmonic and reactive load to reduce the supplying alternating current network, d. H. Mains current and voltage should Weave a phase angle of zero if possible.

-ι-, Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.-ι-, This task is achieved by the in claim 1 marked features solved.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der Blindleistungsbedarf der Drosselspule mit Hilfe des ZweiquadrantenstellersThe advantages that can be achieved with the invention are in particular that the reactive power requirement of the Choke coil with the help of the two-quadrant controller

in selbst gedeckt wird, d. h. der Phasenwinkel φ zwischen Drosselstrom und Spannungsgrundschwingung am Steller weist einen großen Wert auf.is covered in itself, ie the phase angle φ between the inductor current and the fundamental voltage oscillation at the controller has a large value.

Vorieilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den ! Jnteransprüchen gekennzeichnet.Advantageous embodiments of the invention are in the! Subclaims marked.

-,) Die Erfindung wird nachstehend anhand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsfo<-men erläutert.
Es zeigt
F i g. 1 einen bekannten Zweiquadranten-Steller,-,) The invention is explained below with reference to the embodiments shown in the drawings.
It shows
F i g. 1 a well-known two-quadrant regulator,

ho F i g. 2a, 2b da. Spannungs- und Impulsdiagramm für den bekannten Quadrantensteller nach Fi g. 1,ho F i g. 2a, 2b there. Voltage and pulse diagram for the well-known quadrant regulator according to Fi g. 1,

F i g. 3 eine Ausführungsform der erfindungrgemäßen Anordnung mit einem Halbleitersteller,F i g. 3 shows an embodiment of the invention r proper arrangement with a semiconductor plate,

F i g. 4 eine Ausführungsform mit zwei Halbleiterstel-F i g. 4 an embodiment with two semiconductor

trj lern,learn trj,

Fig. 5a, 5b Impuii- und Spannungsdiagramm für die Anordnung nach F i g. 4,Fig. 5a, 5b pulse and voltage diagram for the Arrangement according to FIG. 4,

Fig.6 zwei wechselstromseitig in Reihe und gleich-Fig. 6 two AC side in series and DC

stromseitig parallel geschaltete Anordnungen nach Fig. 4.Arrangements according to FIG. 4 connected in parallel on the current side.

Fig. 7a. 7b Impuls- und Spannungsdiagramm für die Anordnung nach F i g. 6 mit ganzzahligem Frequenzverhältnis. Figure 7a. 7b Pulse and voltage diagram for the Arrangement according to FIG. 6 with an integer frequency ratio.

Gleichwirkende Teile sind in allen Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.Parts with the same effect are provided with the same reference symbols in all figures.

Es ist bekannt, die Pulsbreitensteuerung dadurch zu verwirklichen, daß z. B. ein sinusförmiger Sollwert nach Gleichrichtung mit einer dreieckförmigen Hilfsspannung verglichen wird. Immer wenn die Hilfsspannung größer ist als der gleichgerichtete Sollwert, sind die Thyrisior/weige 3 und 4 in den leitenden Zustand zu versetzten, im umgekehrten TaIII in den gesperrten Zustand. Kurve 17 in F i g. 2a zeigt den Verlauf des Sollwertes der Spannungsgrundschwingung nach der Gleichrichtung. Kurve 18 den Verlauf der Hilfsdrcieckspannung. Kurve 19 in F-" i g. 2b zeigt den Zeilverlauf der Spannung /wischen den Wechsclstromklcmmen der I jalhlpitprsTpllpr Kurvp ?O Hi1H ^trrmi »ihpr clip Ππ«ι.ί;ΙIt is known to realize the pulse width control in that, for. B. a sinusoidal setpoint after rectification is compared with a triangular auxiliary voltage. Whenever the auxiliary voltage is greater than the rectified nominal value, the thyrisors / weige 3 and 4 are to be switched to the conductive state, in the reverse TaIII to the blocked state. Curve 17 in FIG. 2a shows the course of the nominal value of the fundamental voltage oscillation after rectification. Curve 18 shows the course of the auxiliary pressure voltage. Curve 19 in F- "i g. 2b shows the line curve of the voltage / between the alternating current terminals of the I jalhlpitprsTpllpr curve? O Hi 1 H ^ trrmi" ihpr clip Ππ "ι.ί; Ι

2. Wie man erkenn!, ändert sich nichts am Verlauf der Wechselspannung solange der Strom gegenüber der Spannungsgrundschwingung um nicht mehr als /(//... vor- oder nacheilt. Wurde der Winkel r/. der in F-" i g. 2 etwa den Wen -15 hat. einen noch größeren negativen Wert annehmen, so würde der Teil des Spannungsblocks, der nach dem Nulldurchgang des Stromes liegt, nach unten umgeklappt, d. h. der Spannungsverlauf würde wesentlich geändert und \om gewünschten Verlauf stark abweichen, d. h. viele Oberueilen aufweisen. Der kleinste zulässige Bereich fur den Phasenwinkel q ergibt sich, wie Γ i g. 2a zeigt, beim höchstmöglichen Wert der Sollwertspannung (gestrichelte Sol'wertkurve 29). ι m die Blindleistung der Drossel 2 mit Hilfe des Zu cicitiadrantenStellers möglichst weitgehend kompensieren zu können, ist es erforderlich, das .Steuerverfahren so einzurichten. daß der Winkel /rj / .. - möglichst groß wird. Das ist nur2. As you can see, nothing changes in the course of the alternating voltage as long as the current does not lead or lag behind the voltage fundamental by more than / (// ... 2, for example, has the value -15. Assume an even larger negative value, the part of the voltage block that lies after the zero crossing of the current would be flipped downwards, i.e. the voltage curve would be significantly changed and the desired curve would deviate significantly, i.e. many The smallest permissible range for the phase angle q results, as Γ i g. 2a shows, at the highest possible value of the setpoint voltage (dashed Sol value curve 29) In order to be able to do this, it is necessary to set up the control method in such a way that the angle / rj / .. - is as large as possible

erfüllbar, wenn die Frequenz -!—der Hilfsdreieckspan-can be fulfilled if the frequency -! - of the auxiliary triangular

nung mit der Nei/wechselspannung phasenstarr synchronisiert wird.phase-locked synchronized with the low / alternating voltage will.

Die Phasenlage ist erfindungsgemäß gegenüber inAccording to the invention, the phase position is opposite in

dem in F i g. 2a gezeigten Zustand um -- 7· znthe one shown in FIG. 2a by - 7 · zn

-.erschieben. so daß die Nulldurchgänge \on Hilfsdreieckspannung und Sollwertspannung zusammenfallen Der Wer? q -- wird dadurch gegenüber den Verhältnissen in F ι g. 2 etwa verdoppelt. Eine weitere Vergrößerung des Wertes r; - - läßt sich erreichen. wenn die Frequenz der Hilfsdreiec'f.spannung nicht konstant gewählt wird, sondern so innerhalb eir.er Halbpenode der Sollwertspannung verändert wird, daß Sie in der Nähe der Nulldurchgänge dieser Spannung kleiner ist als in der Nähe der Spannungsscheitelwerte. Fig. 3 zeigt ein Beispiel für eine Steuerungs- und Regeiungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens. Das Schaltglied 10 erhält als Eingangsgröße die Differenz aus der in Generator 21 erzeugten Hilfsdreieckspannung und dem Betrag des sinusförmigen Sollwertes für die Grundschwingung der Stellerspannung, der in Sollwertbildner 16 gebildet wird. Die Hilfsdreieckspannungist phasenrichtig auf den Sollwert synchronisiert. Das Schaltglied IO liefert die Lösch- und Zündbefehle für die Iöschbaren Thyristorzweige 3,4 des Zweiquadranten-Stellers. Die Amplitude des in Sollwertbildner 16 gebiideicü Soi'wertcS tür die Spanriungsgrundschwingung wird im wesentlichen durch die über den Spannungswandler (2 gemessene Netzspannung bestimmt, die Phasenverschiebung gegenüber der Netzspannung wird im wesentlichen durch den Gleichspannungsregler 13 bestimmt. Durch geeignete, im Sollwertbildner 16 enthaltene Schaltmittel wird sichergestellt, daß einerseits der Phasenwinkel zwischen Netzstrom und Netzspannung wenn möglich den Wert Null hat, andererseits der zulässige Wert des Winkels zwischen der Spannungsgrundschwingung am Steller und dem Wechselstrom nicht überschritten wird.-.shift. so that the zero crossings \ on auxiliary triangle voltage and setpoint voltage coincide. Who? q - is thereby compared to the conditions in FIG. 2 roughly doubled. A further increase in the value r; - - can be achieved. if the frequency of the auxiliary three-dimensional voltage is not chosen to be constant, but is changed within a half-penode of the setpoint voltage so that it is smaller near the zero crossings of this voltage than near the voltage peaks. 3 shows an example of a control and regulation arrangement for carrying out the method. As an input variable, the switching element 10 receives the difference between the auxiliary triangular voltage generated in the generator 21 and the magnitude of the sinusoidal setpoint for the fundamental oscillation of the actuator voltage, which is formed in the setpoint generator 16. The auxiliary triangular voltage is synchronized with the correct phase to the setpoint. The switching element IO supplies the erase and ignition commands for the thyristor branches 3, 4 of the two-quadrant regulator that can be erased. The amplitude of the target value generator 16 generated for the fundamental voltage oscillation is essentially determined by the mains voltage measured via the voltage converter (2, the phase shift in relation to the mains voltage is essentially determined by the DC voltage regulator 13 ensures that on the one hand the phase angle between mains current and mains voltage has the value zero if possible, on the other hand the permissible value of the angle between the fundamental voltage oscillation at the controller and the alternating current is not exceeded.

Bei gegebener Taktfrequenz gelingt die Annäherung der Kurvenform des Netzstromes an die ideale Sinusform umso besser, je größer die Induktivität der Drossel 2 ist. Da sich der Blindleistungsbedarf der Drossel proportional mit der Induktivität erhöht, kann der Phasenwinkel Null zwischen Netzspannung und Netzstrom nur bis zu einer bestimmten Größe der Drosselinduktivität eingehalten werden. Sind die Ober schwingungen des Netzstromes dann noch größer als anoptlrcht miicspn anApre* \Jaß.nahmpn ajc FrHöhiina der Induktivität oder der Taktfrequenz ergriffen werden, wenn gleichzeitig der Blindleistungsbedarf der Drossel 2 voll durch den Zweiquadranten-Steller gedeckt werden soll.At a given clock frequency, the approximation of the curve shape of the mains current to the ideal sinusoidal shape succeeds the better, the greater the inductance of the choke 2 is. Since the reactive power requirement of the choke increases proportionally with the inductance, the phase angle zero between mains voltage and mains current can only be maintained up to a certain size of the choke inductance. If the harmonics of the mains current are still greater than anoptlrcht miicspn anApre * \ Jaß.nahmpn ajc FrHöhiina the inductance or the clock frequency, if at the same time the reactive power requirement of the choke 2 is to be fully covered by the two-quadrant controller.

Eine bessere Annäherung der Spannung am Siellereingang ohne Erhöhung der Taktfrequenz, ist nur möglich, wenn zur Spannungsbildung mehr als die beiden Augenblickswerte Null und volle Gleichspannung r τ Verfugung stehen. F ig. 4 zeigt eine Anordnung. die es gestattet, drei verschiedene Augenblickswerte innerhalb einer Halbschwingung der wechselstromseitigen Stellerspannurg Z1' erzeugen.A better approximation of the voltage at the Sieller input without increasing the clock frequency is only possible if more than the two instantaneous values zero and full DC voltage r τ are available for voltage generation. Fig. 4 shows an arrangement. which makes it possible to generate three different instantaneous values within a half-wave of the AC-side actuator voltage Z 1 '.

Das Prinzip besteht dari".. daß zwei gleiche Zweiquadranten-Steller gleichstromseitig parallel geschaltet werden, während die Wechselstromseiten einschließlich der zugehörigen Drosseln 2a und 2b sowie der Sekundärwicklungen laund 1i>des Netzspannungstransformators 1 in Reihe geschaltet werden. Sind alle Thyristorzweige gesperrt, so ist jede Sekundärwicklung über die zugehörigen Drosseln und Diodenbrücken mit der Gleichspannungsseite verbunden, der Augenblickswert der Lastspannung ist von einer Sekundärwicklung her gesehen gleich der vollen Gleichspannung der Gleichstromseite. Sind alle Thyristorzweige im Durchlaßzustand, so ist der Augenblickswert der Lastspannung von einer Sekundärwicklung her geseher, gleich Null. Sind bei einem der beiden Steller die Thyristorzweige gesperrt, beim anderen dagegen im Durchlaßzustand. so tritt für die Reihenschaltung beider Transformatorsekundärwicklungen die volle Gleichspannung als Augenblickswert der Lastspannung auf: bezogen auf eine Sekundärwicklung hat die Lastspannung dah.r den Wert der halben Gleichspannung.The principle is that two identical two-quadrant controllers are connected in parallel on the DC side, while the alternating current sides including the associated chokes 2a and 2b and the secondary windings la and 1i> of the mains voltage transformer 1 are connected in series. If all thyristor branches are blocked, each Secondary winding connected to the DC voltage side via the associated chokes and diode bridges, the instantaneous value of the load voltage, viewed from a secondary winding, is equal to the full DC voltage on the DC side. If all thyristor branches are in the on state, the instantaneous value of the load voltage from a secondary winding is equal to zero. If the thyristor branches are blocked in one of the two controllers, but in the on state in the other, the full DC voltage occurs as an instantaneous value of the load voltage for the series connection of both transformer secondary windings: based on a secondary winding The load voltage then has the value of half the DC voltage.

F i g. 5a zeigt, wie mit Hilfe von zwei Dreieckshilfsspannungen 22 und 23 die Zünd- und Löschzeitpunkte der Thyristorstrecken durch Vergleich mit dem Betrag des Sollwertes 24 der Grundschwingung bestimmt werden können. Soll die Zahl der Schaltungen pro Periode beim Doppel-Zweiquadranten-Steller nicht größer als beim einfachen Zweiquadranten-Steller sein, so ist die Frequenz der beiden Dreieckhilfsspannungen beim Doppel-Zweiquadranten-Steller halb so hoch zu wählen wie beim einfachen Zweiquadranten-Steller. Die beiden Dreieckhilfsspannungen sind gegeneinander um 180= in der Phase zu verschieben. Fig.5b zeigt den Zeitverlauf der von einer Sekundärwicklung des Transformators ί her gesehenen Lästspannung. Die Auswahl der Thyristorzweige, die zu zünden sind.F i g. 5a shows how, with the aid of two auxiliary triangular voltages 22 and 23, the ignition and extinction times of the thyristor sections can be determined by comparison with the magnitude of the nominal value 24 of the fundamental oscillation. If the number of operations per period for the double two-quadrant controller is not to be greater than that for the simple two-quadrant controller, the frequency of the two auxiliary triangular voltages for the double two-quadrant controller should be chosen to be half as high as for the single two-quadrant controller. The two triangular auxiliary voltages are to be shifted 180 = in phase from one another. FIG. 5b shows the time course of the load voltage seen from a secondary winding of the transformer ί. The selection of the thyristor branches to be ignited.

geschieht in der Reihenfolge zweckmäßigerweise so, daß die Strombelastung aller Thyristorstrecken im Mittel gleich wird.is done in the order expediently so that the current load of all thyristor sections in the Means will be the same.

Bei Anlagen großer Leistung bedeutet es keinen Mehraufwand, die Gesamtleistung auf mehr als zwei Steller aufzuteilen. Fig.6 zeigt eine Anordnung, die es gestattet, bei nur einem Gleichstromkreis, für die vom Netz her gesehene Lastspannung fünf Amplitudenstufen zu verwirklichen. Die Schaltung besteht erfindungsgemäß aus zwei F i g. 4 entsprechenden Einheiten, die gleichstromseitig parallel geschaltet sind und h^i denen die Primärwicklungen der Netztransformatoren in Reihe geschaltet werden. F i g. 7a zeigt, wie mit Hilfe von vier Dreieckhilfsspannungen 25, 26, 27 die Ziind- und I.öschzeitpunkte der Tyristorstrecken durch Ver gleich mit dem Betrag des Sollwertes der Grundschwingung der resultierenden Stellerwechselspannung bestimmt werden können. Ist die Periodendauer der vier Dreieckhilfsspannungen beim Vierfach-Zweiquadranten-Steller viermal so groß wie die Periodendauer der Hilfsspannung des einfachen Stellers, so ist die Zahl der Schaltungen pro Periode beim Vierfüch-Zweiquadranlen-Steller nicht größer als beim einfachen Zweiquadranten-Steller. In the case of high-performance systems, it means no additional effort, the total output to more than two Divide the actuator. Fig.6 shows an arrangement that it permitted, with only one DC circuit, five amplitude levels for the load voltage seen from the mains to realize. According to the invention, the circuit consists of two FIGS. 4 corresponding units that are connected in parallel on the DC side and h ^ i those the primary windings of the mains transformers are connected in series. F i g. 7a shows how using of four triangular auxiliary voltages 25, 26, 27 the ignition and I. determined equal to the amount of the nominal value of the fundamental oscillation of the resulting actuator AC voltage can be. Is the period of the four triangular auxiliary voltages in the four-fold two-quadrant converter four times as large as the period of the auxiliary voltage of the simple controller, the number is Switches per period with the fourfold two-quadrant actuator no larger than with the simple two-quadrant regulator.

Fig. 7b zeigt den Zeitverlauf der vom Netz her gesehen resultierenden Lastspannung, die sich ergibt, wenn die Phasenwinkel der vier Dreieckhilfsspannungen alle 90° betragen. Die Auswahl der Reihenfolge des Zünders der einzelnen Thyristorstrecken erfolgt zweckmäßig so, daß die Strombelastung im Mittel möglichst gleich ist. Jedoch kann es auch vorteilhaft sein, die Anordnung nach Fig. 6 mit nicht ganzzahligemFig. 7b shows the time course of the resulting load voltage seen from the network, which results if the phase angles of the four triangular auxiliary voltages are all 90 °. Choosing the order of the The detonator of the individual thyristor sections is expediently carried out in such a way that the current load is on average as possible is equal to. However, it can also be advantageous to use the arrangement according to FIG. 6 with a non-integer

in Frequenzverhältnis zu steuern, gezeigt, was einen geringen Aufwand bei gleicher Wirksamkeit der Oberwellenunterdrückung bedeutet.in frequency ratio control, shown what a means little effort with the same effectiveness of the harmonic suppression.

Der Frfindungsgedanke beschränkt sich nicht auf die /.Ui" Erläuterung dargestellten Anordnungen und Schal-. tungen. Insbesondere können für die Frequenz der Dreieckhilfsspannungen die verschiedensten, auch nicht ganzzahligen Vielfachen der Netzfrequenz gewählt werden und auch ganz andere Steuerverfahren, z. B. solche, die unter Benutzung digitaler Speicher arbeiten.The idea of the invention is not limited to the arrangements and switching shown in the explanation. services. In particular, the most varied of voltages can be used for the frequency of the triangular auxiliary voltages, even not integer multiples of the mains frequency can be selected and also completely different control methods, e.g. B. those that operate using digital memories.

:<> benutzt werden. Auch für die eigentlichen Stellerschaltungen können alle in der Stromrichtertechnik bekannten Varianten Anwendung finden. : <> can be used. All of the variants known in converter technology can also be used for the actual controller circuits.

Claims (16)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Verfahren zur Steuerung einer Speiseschaltung für einen von einer ein- oder mehrphasigen Wechselstromquelle gespeisten Gleichstromverbraucher mit veränderbarem Strom, weiche einen Vollwellengleichrichter mit wenigstens zwei ungesteuerten Dioden, einen aus mindestens einem zwangslöschbaren Halbleiterventil bestehenden Halbleitersteller, eine Drosselspule, einen Glättungskondensator sowie ein Filter enthält, wobei als Halbleitersteller ein im Pulsbetrieb getasteter Kompensations-Halbleitersteller vorgesehen ist, dessen Ausgangsgröße aus einem Gleichanteil und einem sinusförmigen Anteil der doppelten Netzfrequenz zusammengesetzt ist und wobei das Filter als ein auf die doppelte Netzfrequenz abgestimmtes Sperrfilter ausgebildet ist, nach Patent 21 59 397, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldurchgängc wenigstens einer zur Bildung der Zündbefehie für die Halbleitersteller-Ventile dienenden Hilfsspannung mit Nulldurchgängen einer aus unipolaren Sinushalbwellen gebildeten, netzbezogenen Sollwertspannung zusammenfallen, wobei die bei der Differenz Null zwischen Hilfsspannung und Sollwertspannung auslösbaren Zünd- und Löschbefehle so gewählt sind, daß zum Zeitpunkt der Nulldurchgänge alle Halbleitersteller leitend sind.1. A method of controlling a feed circuit for one of a single or multi-phase Alternating current source fed direct current consumers with variable current, soft one Full wave rectifier with at least two uncontrolled diodes, one of at least one Force-erasable semiconductor valve consisting of a semiconductor controller, a choke coil, a smoothing capacitor as well as a filter, with a keyed in pulse mode as a semiconductor controller Compensation semiconductor controller is provided, its output variable from a direct component and a sinusoidal component of twice the network frequency is composed and wherein the filter as a tuned to twice the network frequency Notch filter is designed according to patent 21 59 397, characterized in that the zero crossings at least one serving to form the ignition commands for the semiconductor controller valves Auxiliary voltage with zero crossings of a network-related one formed from unipolar sinusoidal half-waves Setpoint voltage coincide, with the difference between the auxiliary voltage and zero Setpoint voltage triggerable ignition and extinguishing commands are selected so that at the time of Zero crossings all semiconductor plates are conductive. 2. Verfahren nach Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, daß mittels einer Synchronisationseinrichtung vorberechnete Werte des Verhältnisses zwischen Netztrequenz und Hilfsspannungsfrequenz einstellbar .sind.2. The method according spoke 1, characterized in that that by means of a synchronization device precalculated values of the ratio between Mains frequency and auxiliary voltage frequency are adjustable. 3. Verfahren roch Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen Hilfsspannungsfrequenz und Netzfrequenz eine ganze Zahl ist.3. The method smelled claim 2, characterized in that that the ratio between auxiliary voltage frequency and mains frequency is an integer is. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenlage der Wechselspannung an wenigstens einem Halbleitersteller in bezug zum Wechselstrom durch gleichmäßige Änderung aller Zündzeitpunkte für Haupt- und Löschthyristoren gegenüber der Netzspannung veränderbar ist.4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the phase position of the AC voltage on at least one semiconductor controller in relation to the alternating current through uniform Change of all ignition times for main and quenching thyristors compared to the mains voltage is changeable. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis des Wertes der Gleichspannung zur Amplitude der Wechselspannung in der Weise veränderbar ist, daß der Winkelabstand zwischen je zwei das Löschen bzw. das Zünden eines Halbleiterstellers bewirkenden Steuerbefehlen in der Weise geändert wird, daß sich der Mittelwert aus beiden in bezug auf die Netzspannung gemessenen Phasenwinkel nicht ändert, d. h. daß der eine Zündzeitpunkt um genau so viel verfrüht wird, wie der andere verzögert.5. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the ratio of the The value of the direct voltage to the amplitude of the alternating voltage can be changed in such a way that the angular distance between two causes the extinguishing or the ignition of a semiconductor controller Control commands is changed in such a way that the mean value of both with respect to the Mains voltage does not change measured phase angle, d. H. that the one ignition point in exactly the same way is much premature as the other is delayed. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Winkelabstände zwischen den Zündbefehlen einer Viertelperiode der Wechselstromschwingung so gewählt sind, daß das Verhältnis von Gleichspannung zur Grundschwingungsamplitude der Wechselspannung am Halbleitersteller einen vorberechneten Wert annimmt, bei dem der Oberschwingungsgehalt der Wechselspannung zugleich ein Minimum erreicht.6. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the angular distances between the ignition commands of a quarter period of the alternating current oscillation are chosen so that the Ratio of direct voltage to the fundamental oscillation amplitude of the alternating voltage at the semiconductor controller assumes a precalculated value at which the harmonic content of the alternating voltage at the same time reached a minimum. 7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Winkelabstände zwischen den Zündbefehlen einer Viertelperiode der Wechselstromschwingung in der Weise einstellbar sind, daß das Verhältnis von Gleichspannung zur Grundschwingungsamplitude der Wechselspannung am Gleichstromsteller einen vorberechneten Wert annimmt und zugleich so viele der Oberschwingunge?i mit der niedrigsten ungeraden Ordnungszahl zu Null gemacht werden, wie die um eine verminderte Anzahl der Zündbefehle pro Viertelperiode.7. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the angular distances between the firing commands of a quarter period of the alternating current oscillation adjustable in this way are that the ratio of direct voltage to the fundamental oscillation amplitude of the alternating voltage assumes a precalculated value at the DC chopper and at the same time as many of the harmonics? i with the lowest odd ordinal number can be made to zero, like those reduced by one Number of ignition commands per quarter period. 8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, ίο dadurch gekennzeichnet, daß die Winkelabstände zwischen den Zündbefehlen einer Viertelperiode der Wechselspannung so einstellbar sind, daß das Verhältnis von Gleichspannung zur Grundschwingungsamplitude der Wechselspannung am HaIb-IS leitersteller einen vorberechneten Wert annimmt und zugleich die Scheitelwerte des der Grundschwingung des Netzstromes überlagerten Oberschwingungsstromes alle gleich groß sind.8. The method according to any one of claims 1 to 3, ίο characterized in that the angular distances between the firing commands of a quarter period of the AC voltage can be set so that the Ratio of direct voltage to the fundamental oscillation amplitude of the alternating voltage at the Halb-IS leader assumes a precalculated value and at the same time the peak values of the fundamental oscillation The harmonic current superimposed on the mains current are all of the same size. 9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Winkelabstände zwischen den Zündbefehlen so einstellbar sind, daß der Nulldurchgang der Grundschwingung der Wechselspannung am Halbleitersteller in einem Intervall möglichst langer Dauer liegt, in dem alle Halbleitersteller gezündet sind.9. The method according to any one of claims 6, 7 or 8, characterized in that the angular distances between the firing commands can be set so that the zero crossing of the fundamental oscillation of the AC voltage at the semiconductor controller is in an interval as long as possible, in which all Semiconductor plates are ignited. 10. Schaltungsanordnung zur Durchführung der Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei gleiche aus jeweils zwei antiparallel geschalteten Thyristoren (3a, 4a, 3b, 4b) und einem Vollwellengleichrichter (5a, abbestellende Halbleitersteller vorgesehen sind, die wechselstromseitig von je einer eigenen Sekundärwicklung (la, Xb) eines Netztransformators (1) über je eine eigene Impedanz (2a, 2b) speisbar sind, gleichstromseitig parallel und wechselstromseitig in Reihe geschaltet sind (F i g. 5).10. Circuit arrangement for carrying out the method according to one of claims 1 to 9, characterized in that two identical thyristors (3a, 4a, 3b, 4b) and a full-wave rectifier (5a, unsubscribing semiconductor plates) are provided, each of which is composed of two antiparallel-connected thyristors, the alternating current side of each with its own secondary winding (la, Xb) of a network transformer (1) can be fed via its own impedance (2a, 2b) , are connected in parallel on the DC side and in series on the AC side (FIG. 5). 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Anordnungen vorgesehen sind, wobei jeder Anordnung zwei Sekundärwicklungen (la, Xb, Xc, Xd) je eines Transformators (1) zugeordnet sind, die sich gegenseitig nicht beeinflussen, ciaß die Anordnungen gleichstromseitig parallel und daß die Primärseiten der Transformatoren in Reihe geschaltet sind11. Circuit arrangement according to claim 10, characterized in that two arrangements are provided, each arrangement having two secondary windings (la, Xb, Xc, Xd) each of a transformer (1) are assigned which do not influence each other, ciaß the arrangements direct current in parallel and that the primary sides of the transformers are connected in series « (F ig. 7).«(Fig. 7). 12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenfolge des Zündens und Löschens der einzelnen Halbleitersteller in der Weise erfolgt, daß während einer12. The method according to any one of claims 1 to 11, characterized in that the order of the Ignition and extinguishing of the individual semiconductor plate takes place in such a way that during a 5t) Halbperiode die Strombelastung aller stromführenden Teile im Mittel etwa gleich sind.5t) half-period is the current load of all current-carrying Parts are roughly the same on average. 13. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenfolge des Zündens und Löschens der einzelnen Halbleitersteller in der13. The method according to claim 11, characterized characterized in that the sequence of ignition and extinguishing of the individual semiconductor plates in the ■>i Weise erfolgt, daß die Differenz zwischen den Zeitintegralen der Spannung der magnetisch voneinander unabhängigen Transformatoren möglichst klein bleibt.■> i way that the difference between the Time integrals of the voltage of the magnetically independent transformers if possible remains small. 14. Verfahren nach einem der Ansprüche IO bis 13, wi dadurch gekennzeichnet, daß Hilfsspaniiungen in der Anzahl der vorgesehenen, aus jev/eils zwei antiparallel geschalteten Thyristoren und einem Vollwellengleichrichter bestehenden Halbleitersteller vorgesehen sind, die eine gleichmäßige Phascnverschiebung zueinander aufweisen.14. The method according to any one of claims IO to 13, wi characterized in that auxiliaries in the number of thyristors provided, each consisting of two anti-parallel connected thyristors and one Full-wave rectifiers are provided, which provide a uniform phase shift have to each other. 15. Verfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen der Hilfsspannungsfrequenz und der Netzfre-15. The method according to any one of claims 10 to 14, characterized in that the ratio between the auxiliary voltage frequency and the mains frequency quenz, multipliziert mit der Anzahl der vorgesehenen Hilfsspannungen, eine ganze Zahl ist.frequency, multiplied by the number of intended Auxiliary voltages, is an integer. 16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz wenigstens einer Hilfswechselspannung im Verlauf einer Halbschwingung der Wechselstromschwingung veränderbar ist.16. The method according to any one of claims 1 to 14, characterized in that the frequency of at least one auxiliary AC voltage in the course of a Half oscillation of the alternating current oscillation is changeable.
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