DE2251605C3

DE2251605C3 - Method for transmitting a baseband data signal and converters therefor

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Publication number: DE2251605C3
Application number: DE19722251605
Authority: DE
Inventors: Richard Arnold St Albans Hertfordshire Boulter (Grossbritannien)
Original assignee: POST OFFICE LONDON
Current assignee: POST OFFICE LONDON
Priority date: 1971-10-20
Filing date: 1972-10-20
Publication date: 1976-03-18

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum übertragen eines Vielpegel-Basisband-Datensignals mittels eines 180°-phasenumgetasteien Binärsignals, bei dem sendeseitig das Basisband-Datensignal in einem ersten Eingang und ein Trägersignal, dessen Frequenz dem Kehrwert der Zeitdauer ciius Elementes des Basisband-Datensignals entspricht, in einen zweiten Eingang eines Gegentaktmodulators eingespeist werden, der das 18O'"-phasenumgctastete Signal an seinem Ausgang erzeugt, und bei dem empfangsseitig ein Trägersignal abgeleitet wird, dessen Frequenz gleich ist dem Kehrwert der Zeitdauer eines Elementes des Basisband-Da:ensign;ils. das durch das 180°-phasenumgetastele l.ünarsignal dargestellt wird, und bei dem das Trägersignai und das 180 -phasenumgctastete Binärsignal in die jeweiligen Eingänge eines Gegentaktdemodulators eingespeist werden, um am Ausgang des DemodulatorsThe invention relates to a method for transmitting a multi-level baseband data signal by means of a 180 ° phase-shifted binary signal, in which the baseband data signal in a first input and a carrier signal whose Frequency is the reciprocal of the duration of the ciius element of the baseband data signal into a second input of a push-pull modulator be fed, who phase-shifted the 18O '" Signal generated at its output, and from which a carrier signal is derived on the receiving side, whose frequency is equal to the reciprocal of the duration of an element of the baseband Da: ensign; ils. the l.ünarsignal through the 180 ° phase shift keyed is shown, and in which the carrier signal and the 180 -phase-shifted binary signal in the respective Inputs of a push-pull demodulator are fed to the output of the demodulator

Jas Basisband-Datensignal zu erzeugen, und Umsetzer zur Durchführung dieses Verfahrens, d. h. sowohl zum Umsetzen des Basisband-Datensignals in Jas 180^c-phasenumgetastete Binärsignal und um-Generate Jas baseband data signal, and converter for carrying out this method, ie both for converting the baseband data signal in Jas 180 ^c -phase-shifted binary signal and reversed-

Eine Übertragung mittels 180-phasenumgetasteter Binärsignale wird normalerweise als digitales Basisbandsystem angesehen, bei dem 01 und 10 i'_: bertragen werden, um die beiden signifikanten Zustände von QuellenJaten darzustellen. Auf diese Weise entspricht das Übertragungsstreckensignal einem seriellen Strom mit der doppelten ursprünglichen Modulationsrate, jedoc'.i mit einer Codierungseinschränkung, die eine gewisse Korrelation oder Redundanz einführt. Diese Redundanz ermöglicht es, daß die iTaktinformation leicht dem Empfangssignal unabhängig vom Inhalt der übertragenen Daten entnommen wird. Es ist selbstverständlich, dr3 die Taktfriformation immer vorhanden ist, da die Übertragung tines Übertragungsstrecken- oder Leitungssignals immer in der Mitte von jedem Datenelement erfolgt. Gemäß dem Basisbandkonzept kann das Uberragungsstreckensignal mit der doppelten Geschwindigkeit in Tiefpaßform empfangen, regeneriert und digital decodiert werden; und für dieses Konzept wurden bereits einige Modems (Modulator/Demodulator-Einheiten) entwickelt. Es ist erforderlich, Einrichtungen zur Vermeidung von Zeit- und Polaritätsm'nbestimrntheiten vorzusehen, wobei bei einigen Empfangsarten ein störender 3dB-Rauschabstand auftritt. Wichtiger ist jedoch vielleicht, daß bei allen diesen Verfahren die Übertragungsstreckenkennlinie eine Entzerrung bis zur doppelten Frequenz, die bei einer noi malen Basisbandübertragung vorgesehen ist. erforderlich macht.Transmission using 180 phase shift keyed binary signals is normally viewed as a digital baseband system in which 01 and 10 i ' _{: are} transmitted to represent the two significant states of sources. In this way, the transmission link signal corresponds to a serial stream at twice the original modulation rate, however, with a coding constraint that introduces some correlation or redundancy. This redundancy enables the clock information to be easily extracted from the received signal regardless of the content of the data transmitted. It goes without saying that the clock frformation is always present, since the transmission of a transmission link or line signal always takes place in the middle of each data element. According to the baseband concept, the transmission link signal can be received, regenerated and digitally decoded at twice the speed in low-pass form; and some modems (modulator / demodulator units) have already been developed for this concept. It is necessary to provide devices to avoid time and polarity determinations, with some types of reception a disruptive 3 dB signal-to-noise ratio occurs. Perhaps more important, however, is that in all of these methods the transmission path characteristic is equalized up to twice the frequency that is provided for a normal baseband transmission. makes necessary.

Eine andere Möglichkeit, die Übertragung mittels 180^u-phasenumgetasteter Binärsignale darzustellen, besteht darin, sie als Phasenmodulation oder als Zweiseitenband-Übertragung mit unterdrücktem Träger (DSB-SC-System) zu betrachten, bei dem das modulierende Signal die Phase eines Trägers schaltet, dessen Frequenz in Hz (Grundfrequenz bei einem Rechtecksignal-Träger) die gleiche ist wie die Modulationsrate in Bauds; die vorliegende Erfindung beruht auf dieser Betrachtung der Übertragung mittels l80°phasenumgetastetcr Binärsignale. Das Signal kann auch empfangen und kohärent zu einer Zwciseitenbandform mit Hilfe eines Trägers demoduliert werden, der dem Übertragungsstreckensignal entnommen wird. Dieser Träger ist auch ein Taktsignal und unterliegt Unbestimmtheiten, die bei einem Empfang in der Tiefpaßform auftreten. Diese Schwierigkeit kann jedoch beseitigt werden. Weiterhin haben Versuche ergeben, daß bei einem Zweiseitenbandempfang die Korrektur der Signalform beträchtlich weniger erforderlich ist.Another way to represent the transmission using 180 ^u -phase-shift keyed binary signals is to view it as phase modulation or as double sideband transmission with suppressed carrier (DSB-SC system), in which the modulating signal switches the phase of a carrier whose Frequency in Hz (base frequency for a square wave carrier) is the same as the modulation rate in bauds; The present invention is based on this consideration of the transmission by means of 180 ° phase shift keyed binary signals. The signal can also be received and coherently demodulated into double sideband form using a carrier extracted from the transmission link signal. This carrier is also a clock signal and is subject to uncertainties which occur when receiving in the low-pass form. However, this difficulty can be eliminated. Furthermore, tests have shown that, in the case of double sideband reception, the correction of the signal shape is considerably less necessary.

Es ist bereits ein Datenübertragungssystem bekanntgeworden (vgl. Philips Technische Rundschau, 30. Jährgang, 1969/1970, Nr. 3, S. 61 bis 72) bei dem ein Sender für Datenübertragung über eine Fernsprechverbindung vorgesehen ist, wobei eine Datensignalquclle über ein Tiefpaßfilter an einen Eingang eines Modulators angeschlossen ist, dessen anderer Eingang mit der Quelle einer Trägerwelle verbunden ist. Als Modulationsverfahren kann man Amplituden-, Frequenz oder Phasenmodulation anwenden. Die Trägerfrequenz kann dabei ein ganzzahliges Vielfaches der halben Bitfrequenz sein. Ähnlich weist der Empfänger dieses Datenüoertragungssystems ein an die übertragende Fernsprechleitung angeschlossenes Bandpaßfilter auf, dem ein Demodulator nachgeschaltet ist, in dessen anderen Eingang der Träger gelangt. Der Ausgang des Demodulators ist mit einem Tiefpaßfilter verbunden, das seinerseits an eine Schaltung zur Rückgewinnung der Datensignale angeschlossen ist.A data transmission system has already become known (see Philips Technische Rundschau, 30th year, 1969/1970, No. 3, pp. 61 to 72) in the a transmitter is provided for data transmission over a telephone connection, wherein a data signal source is connected via a low-pass filter to one input of a modulator, the other of which Input is connected to the source of a carrier wave. The modulation method can be amplitude, Apply frequency or phase modulation. The carrier frequency can be an integral multiple be half the bit frequency. Similarly, the receiver instructs this data transmission system on the transmitting telephone line has a bandpass filter connected to it, followed by a demodulator is, in whose other entrance the carrier arrives. The output of the demodulator is with a Connected low-pass filter, which in turn is connected to a circuit for recovering the data signals is.

Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, einIn contrast, it is the object of the invention to provide a

ίο Verfahren anzugeben, das die Übertragung eines Basisband-Datensignals mittels eines 180^c-phasenumgetasteten Binärsignals besonders störungssicher ermöglicht. Diese Aufgabe wird gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst. Weiterhin ist es Aufgabe der Er-ίο specify a method that enables the transmission of a baseband data signal by means of a 180 ^c phase-shift keyed binary signal in a particularly interference-free manner. This object is achieved according to claim 1. Furthermore, it is the task of

findung, einen sende- und einen empfangsseitigen Umsetzer zur Durchführung dieses Verfahrens anzugeben. Die Lösung dieser weiteren Aufgabe geht aus dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 4 bzw. des Patentanspruchs (i hervor.finding to specify a transmitter and a receiver-side converter for performing this method. The solution to this further problem emerges from the characterizing part of claim 4 or claim (i .

Ein besonderer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß auf Leitungsentzerrer verzichtet werden kann, obwohl es in manchen Fällen nützlich sein kann, einen Kompromiß-Entzerrer zu verwenden, der eine Dämpfungs-Frequenz-Kennlinie zwischen einer nicht entzerrten und einer voll entzerrten Leitung zeigt.A particular advantage of the invention is that line equalizers are dispensed with can, although in some cases it can be useful to use a compromise equalizer that an attenuation-frequency characteristic curve between a non-equalized and a fully equalized line indicates.

Schließlich ist noch bekanntgeworden (vgl. DT-PS 12 19 966) eine Vorrichtung zur Ableitung einer Bezugsphase zur Demodulation von phasenmodulierten Signalen bestimmter Frequenz, die Daten in Form von »1 diskreten Phasenlagen enthalten (n < 2). Diese Vorrichtung hat einen spannungsgesteuerten Oszillator zur Erzeugung eines Bezugssignals mit der Frequenz des phasenmodulierten Signals und auf dieses Bezugssignal unsprechende Mittel zur Erzeugung einer Bezugsebene zwischen je zwei der benachbarten /1 Datenphasen und zur Abgabe, von Zweisuifensignalen, die anzeigen, zu welcher Seile der betreffenden Bezugsebene sich die augenblickliche Datenphase befindet, weitere Mittel, die auf die Datenphasi. und das Bezugssignal ansprechen, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das jeJer Phase der /i-phasigen Daien entspricht, sowie einen auf die Zweistufensignale ansprechenden Schalter, um das der empfangenen Datenphase entsprechende Fehlersignal dem spannungsgcstcuerten Oszillator zuzuführen. Zu den erwähnten Mitteln gehört ein Phasendetektor, der einerseits mit dem phasenmodulierten Signal und andererseits mit dem Bezugssignal vom spannungsgesteuerten Oszillator gespeist wird, um ein positives oder negatives Ausgangssignal zu erzeugen, das über einen Niveaudetektor in ein zweistufiges Ausgangssignal umgesetzt wird, das zu einem Datenausgang gelangt.Finally, a device for deriving a reference phase for demodulating phase-modulated signals of a certain frequency which contain data in the form of »1 discrete phase positions (n <2) has also become known (cf. DT-PS 12 19 966). This device has a voltage-controlled oscillator for generating a reference signal with the frequency of the phase-modulated signal and means, which do not respond to this reference signal, for generating a reference plane between each two of the adjacent / 1 data phases and for outputting two-phase signals that indicate to which cable of the relevant reference plane the current data phase is located, further resources that are based on the data phase. and respond to the reference signal to generate an error signal corresponding to each phase of the i-phase data and a switch responsive to the two-stage signals for supplying the error signal corresponding to the received data phase to the voltage-controlled oscillator. The means mentioned include a phase detector, which is fed on the one hand with the phase-modulated signal and on the other hand with the reference signal from the voltage-controlled oscillator in order to generate a positive or negative output signal, which is converted into a two-stage output signal via a level detector, which is then sent to a data output .

Bei dieser bekannten Vorrichtung wird also angestrebt, schon geringste Phasenabweichungen, die infolge Teniperaturschwankungen, Alterungserscheinungen. Änderung der Speisespannung usw., also inu> lge von Drift in den Bauelementen insbesondere des spannungsgesteueiten Oszillators auftreten, 711 beseitigen, während die Erfindung gesondert die Phasenbczichung nur nachstellt, wenn sie außerhalb vorbestimmter Toleranzgrenzen liegt, also insbesondere die Trägerphase um 180 falsch ist. Drift-In this known device, the aim is to eliminate even the slightest phase deviations as a result of temperature fluctuations, signs of aging. Change in supply voltage etc., i.e. inu> If drift occurs in the components, in particular of the voltage-controlled oscillator, 711 Eliminate, while the invention separately adjusts the phase locking only when they are outside predetermined tolerance limits, so in particular the carrier phase is wrong by 180. Drift-

bedingte Phasenabweichungen werden von der Erfindung als unerheblich vernachlässigt.conditional phase deviations are avoided by the invention neglected as negligible.

Nachfolgend wird die Erfindung an Hand det Zeichnung näher erläutert. Es zeigtThe invention is explained in more detail below with reference to the drawing. It shows

Fig. 1 die Umhüllende des Amplituden-Frequenz-Spektrums des Basisband-Datensignals,1 shows the envelope of the amplitude-frequency spectrum the baseband data signal,

F i g. 2 die Umhüllende des Amplituden-Frcquenz-Spektrums für zwei Formen eines Übcrtragungsstrekkensignals, F i g. 2 the envelope of the amplitude-frequency spectrum for two forms of transmission link signal,

F i g. 3 die Signalformen von Signalen in einem Sender für l80°-phasenumgctastete Biiiärsignalc,F i g. 3 the waveforms of signals in a transmitter for 180 ° phase-shifted binary signals,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Senders für 180°- phasenumgetaslete Binärsignale,Fig. 4 is a block diagram of a transmitter for 180 ° - phase-shifted binary signals,

F i g. 5 ein Blockschaltbild eines Empfängers und für 180°-phasenumgetastete Binärsignale undF i g. 5 is a block diagram of a receiver and for 180 ° phase-shift keyed binary signals and

F i g. 6 Signalformen von Signalen in einem Empfänger für 180°-phasenumgetastete Binärsignale.F i g. 6 signal forms of signals in a receiver for 180 ° phase-shifted binary signals.

Wenn die zu sendenden Daten in NRZ (non return to zero)-Code vorliegen, dann ist die Umhüllende des Basisband-Frequenz-Amplitudenspektrums gegeben durchIf the data to be sent is in NRZ (non return to zero) code, the envelope is des Baseband frequency amplitude spectrum given by

. WT . WT

sin sin

2 _2 _

WT ' WT '

wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Wenn dieses Signal einen Träger mit der Frequenz gleich der Modulationsrate amplitudenmoduliert, tritt die Schwierigkeit einer Spiegelung von Sekundärkeulen auf, die in den negativen Frequenzbereich fallen. Der Einfluß dieser Spiegelung auf das Spektrum des in die Übertragungsstrecke eingespeisten Signals hängt von der Trägerphase ab. Wenn der Träger mit dem modulierenden Signal in Phase ist, d. h. wenn die Nulldurchgänge des Trägers gleichzeitig mit den Übergängen des modulierenden Signals erfolgen, dann bewirkt das gespiegelte Bild, daß der zweite Zipfel oder die zweite Keule des unteren Seitenbandes kohärent zu der Hauptkeule addiert wird, während die dritte Keule kohärent von der Hauptkeule des oberen Seitenbandes abgezogen wird. Dadurch wird das Sendespektrum bei mehr Energie im unteren Seitenband unsymmetrisch. Diese Rolle wird vertauscht, wenn der Träger um 90° phasenverschoben wird. Dabei tritt mehr Energie im oberen Seitenband auf, da die zweite Keule vom unteren Seitenband subtrahiert und die dritte Keule zum oberen Seitenband addiert wird. Die Wirkung auf das Frequenzspektrum ist in der F i g. 2 zusammen mit einem symmetrischen Spektrum mit gleichen Seitenbändern dargestellt. Eine Interferenz im Hauptsignal entsteht auch aus den Seitenbändern des Zweiseitenband-Signals, das durch die dritte Harmonische des Trägers erzeugt wird, aber diese Interferenz ist im Vergleich zur Interferenz auf Grund des gespiegelten Bildes unbedeutend. Diese beiden Effekte können durch die Verwendung eines Vormodulationsfilters beseitigt werden, um die zweite Keule zu entformen. Tatsächlich ist die Kombination eines gespiegelten Bildes und einer Phasenverschiebung um 90° vorteilhaft, da der Signalpegel zu niedrigen Frequenzen verringert wird, wo die Übertragungsstreckenstörung am größten ist, und da der Signalpegel zu hohen Frequenzen gesteigert wird, wo die Dämpfung am größten ist. Dadurch können größere Abstände oder Entfernungen ohne Korrektur der Signalform überbrückt werden. Die zuletzt genannte Art der Modulation des 180°- phasenumgetastcten Binärsignals kann als Modulation beschrieben werden, bei der an einem Rechtccksignal-Träger die beiden signifikanten Zustände der Qucllendaten jeweils durch ein aufgerichtetes und gewendetes Rechteck dargestellt werden, weshalb man in der englischen Literatur von der sogenannten »Top-haU-Modulation, auf Deutsch »Zylinderhut«- Modulalion«, spricht. Ein exakterer Name ist jedoch »WAL.,-Trägcr«, wobei WAL., eine »Walsh-Funktion« der zweiten Art bezeichnet. Die im Sender erzeugten Signalformen verwenden eine Phase der inas shown in FIG. When this signal If a carrier is amplitude-modulated with the frequency equal to the modulation rate, the difficulty arises a reflection of secondary lobes that fall in the negative frequency range. The influence of this Mirroring on the spectrum of the signal fed into the transmission path depends on the Carrier phase. When the carrier is in phase with the modulating signal, i. H. when the zero crossings of the carrier occur simultaneously with the transitions of the modulating signal, then causes the mirrored image that the second lobe or lobe of the lower sideband is coherent is added to the main lobe, while the third lobe is coherent from the main lobe of the upper one Sideband is peeled off. As a result, the transmission spectrum with more energy is in the lower sideband unbalanced. This role is reversed when the carrier is phase shifted 90 degrees. More energy occurs in the upper sideband because the second lobe subtracts from the lower sideband and adding the third lobe to the upper sideband. The effect on the frequency spectrum is in FIG. 2 together with a symmetrical spectrum with equal sidebands. Interference in the main signal also arises from the sidebands of the double sideband signal, the is generated by the third harmonic of the carrier, but this interference is compared to the interference insignificant due to the mirrored image. Both of these effects can be achieved by using of a pre-modulation filter to demold the second lobe. Actually the combination of a mirrored image and a phase shift of 90 ° is advantageous because the Signal level is reduced at low frequencies, where the transmission link interference is greatest, and since the signal level is increased to high frequencies where the attenuation is greatest. Through this larger distances or distances can be bridged without correcting the signal shape. The last-mentioned type of modulation of the 180 ° phase-shifted binary signal can be used as modulation are described in the case of a rectangular signal carrier the two significant states of the source data by an upright and turned rectangle are represented, which is why one in the English literature of the so-called »Top-haU-Modulation, in German» Top Hat «- Modulalion« speaks. However, a more precise name is »WAL., - carrier«, where WAL., A »Walsh function« of the second kind. The waveforms generated in the transmitter use a phase of the in

ίο der F i g. 3 dargestellten Träger.ίο the F i g. 3 carrier shown.

In der Fig. 4 wird ein Basisband-Datensignal von einer äußeren, nicht dargestellten Datenquelle in einen Eingang 1 eingespeist, der mit einem Modulator 2 verbunden ist. Ein Takt- oder Rechteck-Trägcrsignal wird in einen Eingang 3 eingespeist und durchläuft ein Verzögerungsglied 4 und eine Leitung 5, um ein zweites Eingangssignal in den Modulator 2 zu bilden. Die Periode des Takt- oder Trägersignals, das in den Eingang 3 eingespeist wird, ist gleich zur Zeitdauer eines Elementes des Datensignals, das in den Eingang 1 eingespeist wird. Die durch das Verzögerungsglied 4 bewirkte Verzögerung ist gleich zu einem Viertel der Periode des Takt- oder Trägersignals. An den Eingängen I und 3 sind die Übergänge des Datensignals und des Taktsignals synchron zueinander. Daher treten an den Eingängen des Modulators 2 Übergänge des Datcnsignals eine Viertelperiode vor den Übergängen des Taktsignals auf. Der Modulator 2 ist in der Fig. 4 als Modulo-2-Addierer dargestellt, da dies die einfachste Einrichtung ist, um in einem Rcchtcckträger eine WAL„-Träger-Modulation zu bewerkstelligen. Es ist jedoch zu betonen, daß der Modulator 2 in einer anderen Ausführungsform auch ein Produkt- oder Schalt-Gcgentaktmodulator sein kann, wenn dies gewünscht wird.In Fig. 4, a baseband data signal of an external data source, not shown, fed into an input 1, which is connected to a modulator 2 is connected. A clock or square wave carrier signal is fed into an input 3 and passes through a delay element 4 and a line 5 to a second input signal into the modulator 2 to form. The period of the clock or carrier signal fed into input 3 is equal to the duration of an element of the data signal that is fed into input 1. the caused by the delay element 4 delay is equal to a quarter of the period of the Clock or carrier signal. The transitions of the data signal and the clock signal are at inputs I and 3 synchronous to each other. Therefore, there are 2 transitions of the data signal at the inputs of the modulator a quarter period before the transitions of the clock signal. The modulator 2 is shown in FIG. 4 shown as a modulo-2 adder as this is the simplest The device is to bring about a WAL "carrier modulation in a right-hand carrier. It should be emphasized, however, that the modulator 2 in another embodiment is also a product or switching clock modulator if so desired.

Das Ausgangssignal des Modulators 2 wird über eine Leitung 6 und einen Verstärker 7 in ein Tiefpaß-Ausgangsfilter 8 eingespeist, das das Spektrum des über einen Leitungsübertrager 9 in einen Ausgang 10 eingespeisten Signals bestimmt. In einem besonderen Beispiel beträgt die Zeitdauer eines Bits des Basisband-Datensignals 48-' ms und die Grundfrequenz des Takt- oder Trägersignals 48 kHz. Das durch den Modulator 2 erzeugte Grundseitcnbandsignal erstreckt sich von 0 bis 96 kHz. Die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 8 beträgt 96 kHz.The output signal of the modulator 2 is fed via a line 6 and an amplifier 7 to a low-pass output filter 8 fed in that the spectrum of the via a line transformer 9 in an output 10 input signal is determined. In a particular example, the duration of one bit is of the baseband data signal 48- 'ms and the fundamental frequency of the clock or carrier signal 48 kHz. The baseband signal generated by the modulator 2 extends from 0 to 96 kHz. The cutoff frequency of the low-pass filter 8 is 96 kHz.

In der Fig. 5 wird ein 180°-phasenumgetastctcs Binärsignal von einer äußeren, nicht dargestellten Leitung ^;n einen Eingang 11 eingespeist und läuft über einen Leitungsübertrager 12 und einen Verstärker 13 zu einem Tiefpaßfilter 14. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 14 wird über eine Leitum IS in einen Vollwcggleichrichter 16 eingespeist. Da; Ausgangssignal des Vollweggleichrichters 16 wire seinerseits in einen Abstimmkreis oder in ein Schmal· paßfiltcr 17 eingespeist. Das in den Eingang 11 ein gespeiste 180°-phasenumgetastete Binärsignal enthäl keine stetige Trägerkomponente, da die Trägerphas« um 180° in zufälliger Folge abhängig von den über tragenen Daten geschaltet wird. Wenn jedoch da; Signal durch den Gleichrichter 16 läuft, dann wire eine stabile zweite Harmonische des Trägers ent wickelt, und das Filter 17 auf diese Frequenz abge stimmt. Das Ausgangssignal des Filters 17 wird ii ein veränderliches Phasenglied 18 und von dort ii einen Frequenzhalbierer 19 eingespeist. Damit is das Ausgangssignal des Frequenzhalbierers 19 eilIn FIG. 5, a 180 ° -phasenumgetastctcs binary signal from an external, not shown line ^; n is fed to an input 11 and runs via a line transformer 12 and an amplifier 13 to a low-pass filter 14. The output signal of the low-pass filter 14 is fed into a full-wave rectifier 16 via a Leitum IS. There; The output signal of the full-wave rectifier 16 is in turn fed into a tuning circuit or into a narrow-pass filter 17. The 180 ° phase-shift keyed binary signal fed into input 11 does not contain a continuous carrier component, since the carrier phase is switched by 180 ° in a random sequence depending on the data transmitted. But if there; The signal runs through the rectifier 16, then a stable second harmonic of the carrier is developed, and the filter 17 is tuned to this frequency. The output signal of the filter 17 is fed to a variable phase element 18 and from there to a frequency bisector 19. The output signal of the frequency bisector 19 is thus fast

Signal mit der Trägerfrequenz, die in der Phase durch den Frequenzhalbierer 19 gesteuert wird. Dieses Trägersignal wird über Leitungen 20, 21 und 22 geführt, um ein Eingangssignal in einen Gcgentaktdemodulator 23 zu bilden, der als zweites Eingangssignal das Übertragungsstrecken-Ausgangssignal des Filters 14 empfängt. Das Ausgangssignal des Gegentaktdemodulators 23 wird in ein Tiefpaßfilter 24 eingespeist. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 24 wird in einem Rückgewinnungsglied 25 quadriert. Das rückgewonnene Signal wird in einen Regenerator 26 eingespeist, in dem es wieder durch das über die Leitung 27 eingespeiste verzögerte Trägersignal gemessen wird, um am Ausgang 28 ein Basisband-Datensignal zu erzeugen, wobei der Träger durch ein Glied 34 um einen Betrag verzögert wird, der erforderlich ist, um die Übergänge ins Positive in die Mitte von jedem Element des demodulierten Signales zu legen. Die Signalformen sind in ihrem zeitlichen Verlauf in der F i g. 6 dargestellt.Signal with the carrier frequency which is controlled in phase by the frequency bisector 19. This Carrier signal is carried over lines 20, 21 and 22 to provide an input signal to a clock demodulator 23 to form the second input signal, the transmission link output signal of the Filters 14 receives. The output signal of the push-pull demodulator 23 is fed into a low-pass filter 24. The output signal of the low-pass filter 24 is squared in a recovery element 25. The recovered signal is fed into a regenerator 26, in which it is again through the Line 27 fed in delayed carrier signal is measured to at output 28 a baseband data signal to produce, wherein the carrier is delayed by a member 34 by an amount that is required to make the transitions into the positive in the middle of each element of the demodulated signal to lay. The waveforms are shown in FIG. 6 shown.

Da das demodulierende Trägersignal der Leitung 20 durch eine Multiplikation und eine Division abgeleitet wird, ist es möglich, daß die Trägerphase um 180° falsch ist. Die Glieder 29, 30 und 31 sind vorgesehen, um einen derartigen Phasenfehler, wenn er auftritt, zu erfassen und zu korrigieren. Wenn der Träger in seiner Phase richtig ist, dann sollten wäh-Since the demodulating carrier signal on line 20 is derived by a multiplication and a division it is possible that the carrier phase is wrong by 180 °. The links 29, 30 and 31 are provided, to detect and correct such a phase error as it occurs. If the Carrier is correct in its phase, then should

»ο rend der positiven Halbperiode des Trägers keine Übergänge des in der Leitung 32 wiedergegebenen Datensignal auftreten. Das Glied 29 erzeugt schmale Impulse in der Leitung 35, entsprechend zu den Übergängen des in der Leitung 32 wiedergegebenen Datensignals. Das Glied 30 erzeugt einen Impuls mit der Impulsbreite t in der Leitung 36, der vom Träger in der Leitung 20 abgeleitet ist und in der Mitte von dessen positiver Halbperiode auftritt. Die Ausgangssignale der Glieder 29 und 30 werden in ein UND-Glied 31 eingespeist, das einen Impuls in die Leitung 33 einspeist, wobei der Impuls mit den Impulsen in den Leitungen 35 und 36 zusammenfällt. Der Dividierer 19 wird zurückgestellt, wenn die Trägerphasc falsch ist. Der zeitliche Ablauf der oben genannten Signale ist in F i g. 6 dargestellt. Sehr gute Ergebnisse werden erhalten, wenn der Impuls in der Leitung 36 eine Impulsbreite aufweist, die ¹Z₁₄ der Grundbreite gleich ist. »Ο no transitions of the data signal reproduced in the line 32 occur during the positive half-cycle of the carrier. The element 29 generates narrow pulses in the line 35, corresponding to the transitions of the data signal reproduced in the line 32. Member 30 generates a pulse of pulse width t in line 36 which is derived from the carrier in line 20 and occurs in the middle of its positive half cycle. The output signals of elements 29 and 30 are fed into an AND element 31, which feeds a pulse into line 33, the pulse coinciding with the pulses in lines 35 and 36. The divider 19 is reset when the carrier phase is wrong. The timing of the above signals is shown in FIG. 6 shown. Very good results are obtained when the pulse in line 36 has a pulse width which is equal to ¹ Z _{14 of the basic width.}

Obwohl sich die in den Fi g. 3 und 4 dargestellten Signalformen auf ein binäres Basisband-Phasensignal beziehen, kann die Erfindung auch bei Vielpegel-Basisbandsignalcn eingesetzt werden. Beispielsweise können zur Akkomodation eines quaternären Signals zwei Größen mit aufgerichteter WAL₂-Träger-Forrr und zwei Größen mit nach unten gewendeter WAL₂-Träger-Form verwendet werden.Although the in the Fi g. 3 and 4 relate to a binary baseband phase signal, the invention can also be used with multi-level baseband signals. For example, two quantities with an upright WAL ₂ carrier shape and two quantities with a WAL ₂ carrier shape turned downward can be used to accommodate a quaternary signal.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen 609612 For this purpose 4 sheets of drawings 609612

Claims

Patent claims:

1. A method for transmitting a multi-level baseband data signal by means of a 180 ° phase-shift keyed binary signal, in which the transmission side g the baseband data signal in a first capture and a carrier signal, the frequency of which corresponds to the reciprocal of the duration of an element of the baseband data signal, iii a second input of a push-pull modulator, which generates the 180 ° phase-shift keyed signal at its output, and from which a carrier signal is derived at the receiving end, the frequency of which is equal to the reciprocal of the duration of an element of the baseband data signal that is represented by the 180 ° phase shift keyed binary signal, and in which the carrier signal and the 180 ° phase shift keyed binary signal are fed into the respective inputs of a push-pull demodulator in order to generate the baseband data signal at the output of the demodulator, characterized in that the phase relationship between the baseband data signal and the sluggish rsignal is controlled so that on the input side of the modulator (2) the zero crossings of the carrier signal ¹ Ai carrier period occur before the zero crossings of the baseband data signal, and that at the receiving end the phase relationship between the derived carrier signal and the zero crossings of the baseband data signal are monitored, and that the phase relationship is readjusted if it is outside predetermined tolerance limits.

2. The method according to claim 1, characterized in that that the baseband data signal is filtered to remove the spectral components whose frequency is greater than that Reciprocal value of the duration of an element of the baseband data signal.

3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the carrier signal is essentially a square wave signal is used.

4. Converter for converting a baseband data signal into a 180 ^c phase shift keyed binary signal for performing the method according to claim 1, with a push-pull modulator in which a baseband data signal as the first input signal and a carrier signal whose frequency is equal to the reciprocal value the duration of an element of the baseband data signal can be fed in as a second input signal, so that a 180 ° phase-shift keyed binary signal can be generated at the output of the push-pull modulator, characterized by a phase control device which causes the zero crossings of the carrier signal at the first input of the push-pull modulator (2) '/ V period occur before the transitions of the data signal at the second input of the push-pull modulator (2).

5. Converter according to claim 4, characterized by a low-pass filter (14) with one of the carrier signal frequency corresponding cut-off frequency into whose input the baseband data signal can be fed and whose output is connected to the first input of the push-pull modulator.

6. Converter according to claim 4 or 5, characterized

characterized in that the carrier signal essentially borrowed has a rectangular signal shape.

7. The method according to claim 1, characterized zeidh.net that the carrier signal by frequency division of a filtered, rectified. Signal; is derived, which is obtained from the 180 ° phase shift keyed binary signal.

8. Converter for converting a 180 phase shift keyed binary signal into a baseband data signal for performing the method according to claim 1, in which a 180 ° phase shift keyed binary signal can be fed into an input of an input gate, in which the input signal derives a carrier signal whose frequency is equal to the reciprocal of the time duration of an element of a baseband data signal is reproduced by the 180 "-phasenumgetastete binary signal, and the 180 ^c -phasenumgetastete binary signal and the carrier signal can be fed in which, in a push-pull modulator respectively as first and second input signal, so that the baseband data signal occurs at the output of the push-pull demodulator, characterized in that a monitoring device monitors the relative phase of the derived carrier signal and the transitions of the baseband data signal, and that the monitoring device adjusts the relative phase if it is outside predetermined tolerance limits egt.

9. converter according to claim 8, characterized in that the input gate has a rectifier, a filter and a frequency divider which are connected in series and which 180 ° phase-shifted binary signal received.

10. Converter according to claim 9, characterized in that a phase control device controls the relative phase of the carrier signal and the 180 ° phase shift keyed binary signal.

11. Converter according to claim 10, characterized in that that the phase monitor measures the relative phase of the derivative carrier signal and the transitions of the baseband data signal by gradually adjusting the frequency divider.