DE2239617A1 - PROCEDURE AND CIRCUIT ARRANGEMENT FOR OPERATING A PARALLEL VIBRANT CIRCUIT INVERTER - Google Patents
PROCEDURE AND CIRCUIT ARRANGEMENT FOR OPERATING A PARALLEL VIBRANT CIRCUIT INVERTERInfo
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Description
Verfahren und Schaltungsanordnung zum Betrieb eines Parallelschwingkreis-Wechselrichters Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betrieb eines Wechselrichters mit steuerbaren Ventilen in diagonalen Zweigen, dessen Lastkreis einen Parallelschwingkreis enthält, welcher insbesondere aus der Parallelschaltung eines ersten gondensators mit der aus einem zweiten Kondensator und einem induktiven Verbraucher gebildeten Serienschaltung besteht, wobei die Taktgebung für die Zündung der steuerbaren Ventile vom Lastkreis her erfolgt und die Ventile entsprechender diagonaler Zweige jeweils abwechselnd gezündet werden, sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchfuhrung des Verfahrens.Method and circuit arrangement for operating a parallel resonant circuit inverter The invention relates to a method for operating an inverter with controllable valves in diagonal branches, whose load circuit is a parallel resonant circuit contains, which in particular from the parallel connection of a first capacitor with that formed from a second capacitor and an inductive consumer There is a series connection, the timing for the ignition of the controllable valves takes place from the load circuit and the valves of corresponding diagonal branches each are alternately ignited, as well as a circuit arrangement for performing the Procedure.
Es ist ein Wechselrichter mit steuerbaren Ventilen bekannt, dessen Lastkreis einen Parallelschwingkreis enthält, welcher aus der Parallelschaltung eines Kondensators mit einem induktiven Verbraucher besteht. Bin solcher Parallelschwingkreis-Wechselrichter wird vornehmlich zur induktiven Erwärmung oder zum induktiven Schmelzen von metallischem Material eingesetzt. Als induktiver Verbraucher wird dabei eine Induktorspule verwendet, welche zusammen mit dem Kondensator einen Parallelschwingkreis ergibt, dessen Eigenfre quenz im Mittelfrequenz-Bereich liegt. Die steuerbaren Ventile des Parallelschwingkreis-Wechselrichters können dabei in einer-Brückenschaltung angeordnet sein. Es ist aber auch möglich, an eine Versorgungsgleichspannungsquelle sowohl eine Reihenschaltung zweier steuerbarer Ventile oder Ventilgruppen als auch eine Reihenschaltung zweier Kondensatoren anzuschliessen und den Parallelschwingkreis zwischen den Verbindungspunkt beider Ventile oder Ventilgruppen und den Verbindungspunkt beider Kondensatoren zu schalten. Zur Erhöhung der Grenzschwingungsfrequenz des Parallelschwingkreises ist es ferner möglich, in diesem zwei weitere, gegenparallel geschaltete steuerbare Ventile anzuordnen, die abwechselnd etwa bei maximalem Strom im Parallelschwingkreis gezündet werden (deutsche Offenlegungeschrift 2 015 673). Die Eingangsleitung des Wechselrichters enthält im allgemeinen eine Glättungsdrossel, die zur Entkopplung der speisenden Gleichspannungsquelle vom Wechselrichter dient.An inverter with controllable valves is known, its Load circuit contains a parallel resonant circuit, which is made up of the parallel connection a capacitor with an inductive load. Am such a parallel resonant circuit inverter is mainly used for inductive heating or for inductive melting of metallic Material used. An inductor coil is used as an inductive consumer, which, together with the capacitor, results in a parallel resonant circuit whose eigenfre frequency is in the medium frequency range. The controllable valves of the parallel oscillating circuit inverter can be arranged in a bridge circuit. But it is also possible to a DC supply voltage source both a series connection of two controllable Connect valves or valve groups as well as a series connection of two capacitors and the parallel resonant circuit between the connection point of both valves or valve groups and to switch the connection point of both capacitors. To increase the limit oscillation frequency of the parallel resonant circuit, it is also possible in this two to arrange further, counter-parallel switched controllable valves, which alternately be ignited approximately at maximum current in the parallel resonant circuit (German disclosure document 2 015 673). The input line of the inverter generally contains one Smoothing choke that decouples the supplying DC voltage source from the inverter serves.
Zum Anschwingen von Parallelschwingkreis-Wechielrichtern mit steuerbaren Ventilen in Brückenschaltung sind zwei Verfahren und Anschwingschaltungen bekannt geworden. Nach der ersten M6gliohkeit werden die Ventile beider Brückendiagonalen Jeweils abwechselnd dann gezündet, wenn die Ladespannung des Kondensators im Parallelschwingkreis etwa ihr Maximum erreicht hat oder, was dasselbe ist, wenn der Ladestrom des Kondensators annähernd durch Null geht (deutsche Offenlegungsschrift 1 638 600). Die Frequenz der Zündimpulse und damit die Taktfrequenz des Wechselrichters wird also ausschließlich von der Frequenz des mittelfrequent anschwingenden Parallelschwingkreises bestimmt. Der Wechselrichter ist also lastgetaktet. Nach der zweiten Möglichkeit dient dem Anschwingvorgang des Parallelschwingkreises eine besondere Vorstrom- und Starteinrichtung. Mit dieser wird die Ladespannung eines Startkondensators durch Zünden eines Startventils auf den Parallelschwingkreis geschaltet (Brown Boveri-Mitteilungen, Oktober 1966, Seiten 693 bis 701).For oscillating parallel oscillating circuit inverters with controllable Two methods and build-up circuits are known for valves in a bridge circuit become. After the first possibility, the valves on both bridge diagonals become Ignited alternately when the charging voltage of the capacitor is in the parallel resonant circuit has roughly reached its maximum or what is the same when the charging current of the capacitor almost goes through zero (German Offenlegungsschrift 1 638 600). The frequency the ignition pulses and thus the clock frequency of the inverter is therefore exclusively determined by the frequency of the medium-frequency oscillating parallel resonant circuit. The inverter is therefore load-clocked. The second option serves that purpose The oscillation process of the parallel oscillating circuit has a special pre-current and starting device. This is used to set the charging voltage of a starting capacitor by igniting a starting valve switched to the parallel resonant circuit (Brown Boveri reports, October 1966, Pages 693 to 701).
Es ist weiterhin ein Parallelschwingkreis-Wechselrichter bekannt geworden, dessen Parallelschwingkreis aus der Parallelschaltung eines ersten Kondensators mit der aus einem zweiten Kondensator und einem induktiven Verbraucher gebildeten Serienschaltung besteht (deutsche Auslegeschrift 1 563 132). Als induktiver Verbraucher kann wiederum eine Induktorspule für induktive Schmelz-und Erwärmungsanlagen verwendet werden. Der Vorzug dieses Parallelschwingkreis-Wechselrichters ist darin zu sehen, daß die Spannung am induktiven Verbraucher wesentlich höher ist als die Ausgangsspannung des Wechselrichters. Untersuchungen haben ergeben, daß das Anschwingen bei solchen Parallelschwingkrels° Wechselrichtern problematisch ist. Werden die ventile in der einen Briiekendiagonale gezündet, so saigt.die Ladespannung des ersten Kondensators nach einer mittelfrequenten Salbschwingung kein ausgeprägtes Maximums Auch ist zu diesem Zeitpunkt der Ladestrom des ersten Kondensators keineswegs Null Das bei einem lastgeführten ParallelschwlngkreissWechßelrichter, dessen Lastkreis lediglich die Parallelschaltung eines Kondensators mit dem induktiven Verbraucher enthält, nach der ersten Möglichkeit durchgeführte Verfahren zum Anschwingen ist daher bei diesem Parallelschwingkreis-Wechselrichter nicht anwendbar.A parallel resonant circuit inverter has also become known, its parallel resonant circuit from the parallel connection of a first capacitor with that formed from a second capacitor and an inductive consumer Series connection exists (German Auslegeschrift 1 563 132). As an inductive consumer In turn, an inductor coil can be used for inductive melting and heating systems will. The advantage of this parallel oscillating circuit inverter is to be seen in that the voltage at the inductive consumer is significantly higher than the output voltage of the inverter. Investigations have shown that the oscillation is problematic with such parallel oscillating power inverters. Will the If the valves in one diagonal of the bridge are ignited, the charging voltage of the first is saigt Condenser does not have a pronounced maximum after a medium-frequency anointing oscillation At this point in time, the charging current of the first capacitor is also by no means zero In the case of a load-controlled parallel-wave inverter, its load circuit only the parallel connection of a capacitor with the inductive consumer contains, according to the first possibility carried out procedures for oscillation therefore not applicable to this parallel resonant circuit inverter.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Anschwingen eines Parallelschwingkreis-Wechselrichters anzugeben, welche auch bei einem Parallelschwingkreis-Wechselrichter angewendet werden könnten, dessen Lastkreis einen Parallelschwingkreis enthält, welcher aus der Parallelschaltung eines ersten Kondensators mit der aus einem zweiten Kondensator und einem induktiven Verbraucher gebildeten Serienschaltung besteht.The invention is therefore based on the object of a method and a circuit arrangement for the oscillation of a parallel resonant circuit inverter indicate which is also used in a parallel oscillating circuit inverter could be whose load circuit contains a parallel resonant circuit, which from the parallel connection of a first capacitor with that of a second capacitor and a series circuit formed by an inductive load.
Ausgehend von einem Verfahren der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe nach einer ersten Ausführungsform erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zum Anschwingen des Wechselrichters der mit einem Multiplikationsfaktor kleiner 1 multiplizierte Lastkreisstrom des Wechselrichters mit dem Ladestrom des ersten Kondensators verglichen wird, und daß jeweils bei Stromgleichheit abwechselnd die steuerbaren Ventile entsprechender diagonaler Zweige gezündet werden.Based on a method of the type mentioned above, this Object according to a first embodiment according to the invention achieved in that for Oscillation of the inverter multiplied by a multiplication factor less than 1 Load circuit current of the inverter compared with the charging current of the first capacitor is, and that each time the current is equal, the controllable valves alternate accordingly diagonal branches are ignited.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchfü-hrung dieses ersten Verfahrens ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des Lastkreisstromes des Wechselrichters ein erster Stromwandler und zur Ermittlung des Ladestromes des ersten Kondensators ein zweiter Stromwandler vorgesehen ist, daß der erste Stromwandler über ein Multiplizierglied mit einem Multiplikationsfaktor kleiner 1 mit dem ersten Eingang und der zweite Stromwandler mit dem zweiten Eingang eines Vergleichsgliedes verbunden ist, welches jeweils bei Gleichheit der an seinen beiden Eingängen anstehenden Eingangssignale abwechselnd Zündimpulse für die steuerbaren Ventile diagonaler Zweige freigibt.A circuit arrangement for carrying out this first method is characterized according to the invention in that to determine the load circuit current of the inverter a first current transformer and to determine the charging current of the first capacitor, a second current transformer is provided that the first Power converter via a multiplier with a multiplication factor less than 1 with the first Input and the second current transformer with the second input of a comparison element is connected, which in each case when the pending at its two inputs is equal Input signals alternating ignition pulses for the controllable valves of diagonal branches releases.
Die genannte Aufgabe wird ausgehend von einem Verfahren der eingangs genannten Art nach einer zweiten Ausführungsform auch erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zum Anschwingen des Wechselrichters der Lastkreisstrom des Wechselrichters mit dem mit einem Multiplikationsfaktor größer 1 multiplizierten Ladestrom des ersten Kondensators verglichen wird, und daß jeweils bei Stromgleichheit abwechselnd die steuerbaren Ventile entsprechender diagonaler Zweige gezündet werden.The task mentioned is based on a method of the above mentioned type according to a second embodiment also solved according to the invention in that that the load circuit current of the inverter with the oscillation of the inverter the charging current of the first, multiplied by a multiplication factor greater than 1 Capacitor is compared, and that in each case when the current is equal, the alternating controllable valves of corresponding diagonal branches are ignited.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses zweiten Verfahrens ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß zur rmittlung des Lastkreisstromes des Wechselrichters ein erster Stromwandler und zur Ermittlung des Ladestromes des ersten Kondensators ein zweiter Stromwandler vorgesehen ist, daß der erste Stromwandler mit dem ersten Eingang und der zweite Stromwandler über ein Multiplizierglied mit einem Multiplikationsfaktor größer 1 mit dem zweiten Eingang eines Vergleichsgliedes verbunden ist, welches jeweils bei Gleichheit der an seinen beiden Eingängen anstehenden Eingangssignale abwechselnd Zündimpulse für die steuerbaren Ventile diagonaler Zweige freigibt.A circuit arrangement for carrying out this second method is characterized according to the invention in that for determining the load circuit current of the inverter a first current transformer and to determine the charging current of the first capacitor, a second current transformer is provided that the first current transformer with the first input and the second current transformer via a multiplier with a multiplication factor greater than 1 with the second input of a comparison element is connected, which in each case when the pending at its two inputs is equal Input signals alternating ignition pulses for the controllable valves of diagonal branches releases.
Beide Verfahren und Schaltungsanordnungen eignen sich sowohl für Parallelschwingkreis-Wechselrichter mit steuerbaren Ventilen in Brückenschaltung,als auch für solche, bei denen zwei nebeneinander liegende Zweige durch eine Serienschaltung von zwei Kondensatoren ersetzt sind.Both methods and circuit arrangements are suitable for parallel resonant circuit inverters with controllable valves in a bridge circuit, as well as for those with two adjacent branches through a series connection of two capacitors are replaced.
Bei beiden Ausführungsformen des Verfahrens ist sichergestellt, daß die Kommutierung von den Ventilen erster entsprechender diagonaler Zweige auf die Ventile zweiter entsprechender diagonaler Zweige vor dem Nulldurchgang der Wechselrichter-Ausgangsspannung eingeleitet und auch beendet wird. Anschließend an die Kommutierung behält die Ladespannung des ersten Eondensators zumindest während einer gewissen Zeit, der sogenannten Freiwerdezeit, ihre Polarität bei. Als besonderer Vorteil der beiden Ausführungsformen des Verfahrens und der Schaltungsanordnung muß hervorgehoben werden, daß beide Erfordernisse auch beim Anschwingen mit unbekannter Eigenfrequenz des Parallelschwingkreises erfüllt sind.In both embodiments of the method it is ensured that the commutation from the valves to the first corresponding diagonal branches Valves second corresponding diagonal branches before the zero crossing the inverter output voltage is initiated and also terminated. Afterward to the commutation maintains the charging voltage of the first capacitor at least during at a certain time, the so-called free time, their polarity. As a special one Advantage of the two embodiments of the method and the circuit arrangement It must be emphasized that both requirements also when oscillating with unknown Natural frequency of the parallel resonant circuit are met.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der später folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen und aus den Unteransprüchen.Further refinements of the invention emerge from the later following description of exemplary embodiments and from the subclaims.
Die Erfindung beruht auf folgenden berlegungen: Ausgegangen wird von einem Parallelschwingkreis-Wechselrichter in Brückenschaltung, der über eine Glättungsdrossel an eine speisende Gleichspannungsquelle angeschlossen ist und dessen Parallelschwingkreis aus einem ersten Kandensator (Kapazität C1) und der dazu parallel angeordneten Serienschaltung eines zweiten Kondensators (Kapazität C2) mit einem induktiven Verbraucher (Induktivität X, ohmscher Widerstandswert R) besteht.The invention is based on the following considerations: It is assumed that a parallel oscillating circuit inverter in a bridge circuit, which has a smoothing choke is connected to a feeding DC voltage source and its parallel resonant circuit from a first capacitor (capacitance C1) and the series circuit arranged in parallel a second capacitor (capacitance C2) with an inductive consumer (inductance X, ohmic resistance value R).
Die Induktivität der Glättungsdrossel soll groß sein gegenüber der Induktivität L des Verbrauchers. Berechnet man den Ladestrom ic(t) des ersten Kondensators in Abhängigkeit von der Zeit t nach dem Zünden der Ventile in der einen Brückendiagonale, so erhält man bei Vernachlässigung der Dämpfung durch den ohmschen Widerstand des Verbrauchers: ist = in(t) + im(t). (1) in(t) ist dabei ein niederfrequenter Stromanteil, der durch die Reihenschaltung der Glättungsdrossel mit dem Parallelschwingkreis und durch die treibende Gleichspannung zustande kommt, und i(t) ist ein mittelfrequenter Stromanteily dessen Frequenz sich aus den Daten des Parallelschwingkreises ergibtç E}t an<1eren Worten: der mittelfrequenten Schwingung ist eine niederfrequente Schwingung unterlagert.The inductance of the smoothing choke should be large compared to the Inductance L of the consumer. The charging current ic (t) of the first capacitor is calculated as a function of the time t after the ignition of the valves in one bridge diagonal, if the attenuation due to the ohmic resistance of the is neglected, this is the result Consumer: is = in (t) + im (t). (1) in (t) is a low-frequency current component, through the series connection of the smoothing choke with the parallel resonant circuit and comes about through the driving DC voltage, and i (t) is a medium frequency Current component whose frequency results from the data of the parallel resonant circuit E} t an <1eren Words: the medium-frequency oscillation is one subordinate low-frequency oscillation.
Ab einem gewissen Verhältnis C1/(C1+C2) ergeben sich bei zeitlich konstanter Gleichspannung Nulldurchgänge des Ladestromes i (t) nur dann, wenn der niederfrequente Stromanteil in (t) einen Nulldurchgang besitzt. Eine von diesen Nulldurchgängen abgeleitete Zündimpulsgabe für die steuerbaren Ventile der anderen Brückendiagonale kommt somit nicht in Frage. Es muß die Schwingung des mittelfrequenten Stromanteils ist isoliert werden. Deren Nulldurchgänge müssen für die lastgetaktete Zündimpulsbildung herangezogen werden.From a certain ratio C1 / (C1 + C2) there are temporal constant DC voltage zero crossings of the charging current i (t) only if the low-frequency current component in (t) has a zero crossing. One of these Ignition impulses derived from zero crossings for the controllable valves of the other Bridge diagonals are therefore out of the question. It must be the oscillation of the medium frequency Electricity component is to be isolated. Their zero crossings must be for the load-clocked Ignition pulse generation can be used.
Die Rechnung ergibt nun weiter, daß sich der niederfrequente Stromanteil 1n (t) auch schreiben läßt: in(t) = A iw(t). (2) iw(t) ist darin der Lastkreisstrom des Wechselrichters, und A ist näherungsweise gegeben durch das Verhältnis der Kapazität C1 des ersten Kondensators zur Summe der Kapazitäten C1, C2 beider Kondensatoren: A = C1/C1+C2). (3) Der Fehler, der durch die in Gleichung (2) gegebene Näherung unter Verwendung des Multiplikationsfaktors A nach Gleichung (3) begangen wird, ist gering. Der berechenbare Zündwinkelfehler liegt Im Bereich weniger Grad elektrisch.The calculation now also shows that the low-frequency current component 1n (t) can also be written: in (t) = A iw (t). (2) iw (t) therein is the load circuit current of the inverter, and A is approximately given by the ratio of the capacity C1 of the first capacitor to the sum of the capacities C1, C2 of both capacitors: A = C1 / C1 + C2). (3) The error caused by the approximation given in equation (2) is committed using the multiplication factor A according to equation (3), is low. The calculable ignition angle error is in the range of a few degrees electrical.
Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich im(t) = c (t) - A iw(t) (4) In jedem Nulldurchgang im (tk) = 0 des mittelfrequenten Stromanteils im(t) zum Zeitpunkt tk gilt: ic (tk) = A iW(tk) oder (5a) B ic(tk) = iW(tk) (5b) mit B = 1/A (6) Die Erfindung beruht somit auf der Erkenntnis, daß die Nulldurchgänge des mittelfrequenten Stromanteils im(t) und damit die Zündzeitpunkte tk der steuerbaren Ventile des Wechselrichters gemäß Gleichung (5a) oder (5b) aus dem Lastkreisstrom iw(t) und aus dem Ladestrom i0(t) des ersten Kondensators ermittelt werden können.Equations (1) and (2) result in im (t) = c (t) - A iw (t) (4) In every zero crossing im (tk) = 0 of the medium-frequency current component im (t) for Time tk applies: ic (tk) = A iW (tk) or (5a) B ic (tk) = iW (tk) (5b) with B = 1 / A (6) The invention is thus based on the knowledge that the zero crossings of the medium-frequency current component im (t) and thus the ignition times tk of the controllable Inverter valves according to equation (5a) or (5b) from the load circuit current iw (t) and can be determined from the charging current i0 (t) of the first capacitor.
Der Multiplikationsfaktor A oder B des Multipliziergliedes muß bei den genannten Ausführungsformen der Erfindung wenigstens annähernd entsprechend Gleichung (3) bzw. Gleichung (6) gewählt werden. Der mit der Wahl dieses Multiplikationsfaktors A bzw. B begangene Fehler ist für die Praxis vernachlässigbar.The multiplication factor A or B of the multiplier must be at at least approximately corresponding to the embodiments of the invention mentioned Equation (3) or equation (6) can be selected. The one with the choice of this multiplication factor A or B error is negligible in practice.
A und B sind von der Induktivität und dem ohmschen Widerstand des Verbrauchers weitgehend unabhängige Multiplikationsfaktoren. Die angegebenen Verfahren lassen sich daher auch bei unbekannter oder sich im Betrieb ändernder Induktivität des Verbrauchers durchführen.A and B depend on the inductance and the ohmic resistance of the Consumer largely independent multiplication factors. The specified procedures can therefore also be used if the inductance is unknown or changes during operation of the consumer.
Die beiden Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden beispielhaft anhand der Figuren 1 bis 3 näher erläutert. Es zeigt Figur 1 einen von einer Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselrichter in Brückenschaltung mit einem Parallelschwingkreis und eine Schaltungsanordnung zur lastgetakteten Zündung der steuerbaren Ventile des Wechselrichters, Figur 2 den zeitlichen Verlauf der Ströme im Wechselrichter, nachdem die steuerbaren Ventile einer Brückendiago nale gezündet wurden, und Figur 3 den entsprechenden zeitlichen Verlauf der Lade spannung des ersten Kondensators im Parallelschwingkreis.The two embodiments of the invention are exemplified below explained in more detail with reference to FIGS. 1 to 3. FIG. 1 shows one of a DC voltage source powered inverter in bridge circuit with a parallel resonant circuit and a circuit arrangement for the load-timed ignition of the controllable valves of the Inverter, Figure 2 shows the time course of the currents in the inverter after the controllable valves of a bridge diagonal were ignited, and figure 3 the corresponding time curve of the charging voltage of the first capacitor in the parallel resonant circuit.
Figur 1 zeigt einen bekannten statischen Wechselrichter 2 mit gesteuerten Ventilen 3 bis 6 in Brückenschaltung. Als gesteuerte Ventile 3 bis 6, denen jeweils eine (nicht gezeigte) Drossel in Reihe geschaltet sein kann, sind Halbleiterventile, vorzugsweise Thyristoren oder Jeweils Gruppen von Thyristoren, vorgesehen. An Stelle der Ventile 4 und 5 können auch Kondensatoren vorgesehen sein. Der zwischen den Klemmen 7 und 8 angeschlossene Lastkreis des Wechselrichters 2 enthält einen Parallelschwingkreis 9, welcher aus der Parallelschaltung eines ersten Kondensators 10 mit der Serienschaltung eines zweiten Kondensators 11 und einem allgemein mit 12 be«.eichneten induktiven Verbraucher besteht. Der induktive Verbraucher 12 ist beispielsweise eine Induktorspule zur induktiven Erwärmung, insbesondere eine solche für einen Induktionsechmelzofen. Der Verbraucher 12 besteht aus einem induktiven Widerstand 13 und einem ohmschen Widerstand 14 und ist zwischen den Ausgangsklemmen 15 und 16 angeschlossen. Als erster und zweiter Kondensator 10 bzw. 11 wird man im allgemeinen Jeweils eine Parallelschaltung einzelner Kondensatoren vorgesehen.Figure 1 shows a known static inverter 2 with controlled Valves 3 to 6 in a bridge circuit. As controlled valves 3 to 6, each of which a throttle (not shown) can be connected in series, are semiconductor valves, preferably thyristors or groups of thyristors are provided. Instead of the valves 4 and 5 can also be provided with capacitors. The one between the Terminals 7 and 8 connected load circuit of the inverter 2 contains a parallel resonant circuit 9, which consists of the parallel connection of a first capacitor 10 with the series connection a second capacitor 11 and an inductive one generally denoted by 12 Consumer exists. The inductive consumer 12 is, for example, an inductor coil for inductive heating, in particular for an induction melting furnace. The consumer 12 consists of an inductive resistor 13 and an ohmic one Resistor 14 and is connected between output terminals 15 and 16. as The first and second capacitors 10 and 11 are generally each a parallel circuit individual capacitors provided.
In einer praktischen Ausführung kann beispielsweise als induktiver Verbraucher 12 eine Induktorspule mit einem induktiven Widerstand 13 der Induktivität L = 0,2 mH und mit einem ohmschen Widerstand 14 des Widerstandswertes R = 0,58 Ohm vorgesehen sein. Die Kapazität des ersten Kondensators 10 kann da-210 uF bei C1 = , diejenige des zweiten Kondensators 11 kann C2 = 500 /uF betragen. Aus diesen Werten ergibt sich eine Schwingungsdauer T des gedämpften Parallelschwingkreises 9 von 1,125 msec. Die Eigenfrequenz des Farallelschwingkreises 9 beträgt somit etwa 900 Hz und liegt in dem bei der induktiven Erwärmung üblichen Mittelfrequenzbereich zwischen 500 und 10 000 Hz. Der Parallelschwingkreis 9 kann aber auch für höhere oder niedrigere Eigenfrequenzen ausgelegt sein.In a practical embodiment, for example, as inductive Load 12 an inductor coil with an inductive resistor 13 of the inductance L = 0.2 mH and with an ohmic resistor 14 of the resistance value R = 0.58 Ohm be provided. The capacitance of the first capacitor 10 can be da-210 uF at C1 =, that of the second capacitor 11 can be C2 = 500 / uF. From these Values result in an oscillation period T of the damped parallel oscillating circuit 9 of 1.125 msec. The natural frequency of the parallel resonant circuit 9 is thus approximately 900 Hz and is in the medium frequency range that is usual for inductive heating between 500 and 10,000 Hz. The parallel resonant circuit 9 can also be used for higher or lower natural frequencies.
Der Wechselrichter st über einen Gleichstromzwischenkreis, der eine Glättungsdrossel 17 mit einer Induktivität L von z.B. = 10 mH enthält, an die Ausgangsklemmen 18, 19 einer Gleichspannungsquelle 20 angeschlossen, welche bei der Inbetriebnahme des Wechselrichters 2 eine Ausgangsgleichspannung von z.B. u& = 250 V abgibt. Die Induktivität Ld der Glättungsdrossel 17 ist in praktischen Anwendungsfällen immer groß gegenüber der Induktivität L des induktiven Verbrauchers 12.The inverter st via a DC link, the one Smoothing choke 17 with an inductance L of e.g. = 10 mH to the output terminals 18, 19 connected to a DC voltage source 20, which during commissioning of the inverter 2 emits a DC output voltage of e.g. u & = 250 V. The inductance Ld of the smoothing reactor 17 is in practical applications always large compared to the inductance L of the inductive load 12.
Als Gleichspannungsquelle 20 ist im vorliegenden Fall ein netzgeführter Stromrichter mitsteuerbaæn Stromrichterventilen 21 bis 26, insbesondere Thyristoren, in Drehstrombrückenschaltung vorgesehen, welcher an die Phasen R, S, T eines Drehstromnetzes angeschlossen ist. Das Drehstromnetz liefert beispielsweise eine verkettete Spannung von 380 V. An Stelle des Stromrichters kann z.B, auch eine Batterie als Gleichspannungsquelle 20 vorgesehen sein.In the present case, a line-commutated DC voltage source 20 is used Stromrichter mitsteuerbaæn converter valves 21 to 26, especially thyristors, provided in three-phase bridge circuit, which is connected to the phases R, S, T of a three-phase network connected. The three-phase network supplies, for example, a line voltage of 380 V. Instead of the converter, e.g. a battery can be used as a DC voltage source 20 may be provided.
Aus den Figuren 2 und 3 geht hervor, welchen Verlauf in Abhängigkeit von der Zeit t der Lastkreisstrom bzw des Wechselrichters 9, der Ladestrom 1c des ersten Kondensators 10, der durch den Verbraucher 12 fließende negative Verbraucherstrom e bzw. die Ladespannung uc am ersten Kondensator 10 nehmen, wenn bei der Inbetriebnahme des Wechselrichters 9 zu einem Zeitpunkt to die steuerbaren Ventile diagonaler Brückenzweige, z.B. die Ventile 3 und 4, gleichzeitig gezündet werden. Dabei ist vorausgesetzt, daß die Kondensatoren 10 und 11 zuvor spannungslos waren. Die in den Figuren 2'und 3 eingezeichneten Zahlenangaben beziehen sich auf die im Vorangegangenen beispielsweise genannten Werte.From Figures 2 and 3 it can be seen which course as a function of the time t of the load circuit current or of the inverter 9, the charging current 1c of the first capacitor 10, the negative consumer current flowing through the consumer 12 Take e or the charging voltage uc at the first capacitor 10 if during commissioning of the inverter 9 at a point in time to the controllable valves of diagonal bridge branches, e.g. valves 3 and 4 are ignited at the same time. It is assumed that that the capacitors 10 and 11 were previously dead. The in Figures 2 'and 3 drawn numerical data relate to the previous example mentioned values.
Nach Zündung der Ventile 3 und 4 zum Zündzeitpunkt to fließt von der Gleichspannungsquelle 20 über die Glättungsdrossel 17, das Ventil 3, den Parallelschwingkreis 9 und über das Ventil 4 ein stetig ansteigender Lastkreisstrom i. Wie aus Figur 3 ersichtlich ist, wird der erste Kondensator 10 zunehmend aufgeladen. Mit zunehmender Aufladung des ersten Kondensators 10 nimmt sein Ladestrom c wieder ab. Der negative Verbraucherstrom-il hingegen steigt auch weiterhin stetig an.After ignition of the valves 3 and 4 at the ignition point to flows from the DC voltage source 20 via the smoothing throttle 17, the valve 3, the parallel resonant circuit 9 and a steadily increasing load circuit current i via the valve 4. Like from figure 3 can be seen, the first capacitor 10 is increasingly charged. With increasing Charging the first capacitor 10 takes its charging current c again away. The negative consumer current il, however, continues to rise steadily.
Verbraucherstrom-il und Lastkreisstrom bzw ergeben zu jedem Zeitpunkt t zusammen den Ladestrom ic. Es gilt also: (t) + iw(t) = ic (t).Consumer current il and load circuit current or result at any point in time t together the charging current ic. The following applies: (t) + iw (t) = ic (t).
Im Zeitpunkt t1 zeigt der Kurvenverlauf des Ladestromes c des ersten Kondensators 10 einen Wendepunkt. Zu diesem Zeitpunkt t1 ist eine mittelfrequente Halbschwingung beendet. Hier sollen die Ventile 5, 6 der anderen Brückendiagonale gezündet werden.At time t1, the curve shows the charging current c of the first Capacitor 10 has a turning point. At this point in time t1 is a medium frequency Half oscillation ended. Here the valves 5, 6 of the other bridge diagonal should be be ignited.
Der zeitliche Abstand der Zeitpunkte t1 und to entspricht also einer halben Schwingungsdauer T/2, im Wertebeispiel T/2 0,5625 msec. Im Gegensatz zu einem Parallelschwingkreis, bei dem der in Reihe mit dem Verbraucher 12 geschaltete zweite Kondensator 11 (Figur 1) fehlt, ist der Ladestrom ic im Zeitpunkt to jedoch nicht Null, sondern besitzt immer noch einen positiven Wert. In Figur 2 ist gestrichelt angedeutet, wie der Ladestrom c weiterverlaufen würde, wenn im Zeitpunkt to nicht die steuerbaren Ventile 5, 6 der anderen Brückendiagonale gezündet würden. Er würde zunächst ein Minimum im positiven Strombereich durchlaufen und dann weiter ansteigen, ohne innerhalb einer vollen Schwingungsdauer T die Strom-Nullinie zu kreuzen. Im Ladestrom c ist ein mittelfrequenter Stromanteil im einem niederfrequenten Stromanteil in überlagert, dessen Schwingungsdauer von der Induktivität Ld der Glättungsdrossel 17 und den Werten der Bauelemente 10, 11 und 12 im Parallelschwingkreis 9 und der gegebenenfalls zeitlich nicht konstanten Ausgangsgleiohspannung Ud & der Gleichspannungsquelle 20 abhängt.The time interval between the times t1 and to thus corresponds to one half the period of oscillation T / 2, in the value example T / 2 0.5625 msec. Unlike one Parallel resonant circuit, in which the second connected in series with the consumer 12 Capacitor 11 (FIG. 1) is missing, but charging current ic at time to is not Zero, but still has a positive value. In Figure 2 is dashed indicated how the charging current c would continue if not at time to the controllable valves 5, 6 of the other bridge diagonal would be ignited. He would first pass through a minimum in the positive current range and then continue to rise, without crossing the current zero line within a full oscillation period T. in the Charging current c is a medium-frequency current component in a low-frequency current component in superimposed, whose period of oscillation depends on the inductance Ld of the smoothing choke 17 and the values of the components 10, 11 and 12 in the parallel resonant circuit 9 and the output voltage Ud & of the DC voltage source that is not constant over time 20 depends.
Während bei einem Parallelschwingkreis ohne zweiten Kondensator 11 die Ladespannung uc am ersten Kondensator 10 zum Zeitpunkt tl, also nach einer mittelfrequenten Halbschwingung, ihr Maximum erreicht hat, ist das beim Parallelschwingkre-is-Wechselrichter 2 mit zweitem Kondensator 11 nach Figur 3 nicht der Fall. Wie in Figur 3 gestrichelt veranschaulicht ist, nimmt die Ladespannung Uc des ersten Kondensators 10 bei einem Wechselrichter 2 mit zweitem Kondensator 11 auch nach dem Zeitpunkt t1 noch weiter ab.While in a parallel resonant circuit without a second capacitor 11 the charging voltage uc at the first capacitor 10 at time t1, that is, after a medium-frequency Half oscillation has reached its maximum, this is the case with the parallel oscillating circuit inverter 2 with a second capacitor 11 according to FIG. 3 is not the case. As shown in dashed lines in FIG is illustrated, the charging voltage Uc of the first capacitor 10 increases at a Inverter 2 with a second capacitor 11 also according to the point in time t1 even further.
Aus den Figuren 2 und 3 ergibt sich also, daß es bei dem in Figur 1 gezeigten Wechselrichter 2 prinzipiell nicht möglich ist, zum erforderlichen Zeitpunkt t1 in der üblichen Weise, d.h. aus dem Nulldurchgang des Ladestromes ic oder aus dem Maximum der Ladespannung uc, Zündimpulse für die Ventile 5, 6 der anderen Brückendiagonale herzuleiten, weil zu diesem Zeitpunkt t1 weder ein Stromnulldurchgang noch ein ausgeprägtes Spannungsmaximum vorhanden ist.From Figures 2 and 3 it follows that it is in Figure 1 shown inverter 2 is in principle not possible at the required time t1 in the usual way, i.e. from the zero crossing of the charging current ic or off the maximum of the charging voltage uc, ignition pulses for the valves 5, 6 of the other bridge diagonal derive, because at this point in time t1 neither a current zero crossing nor a pronounced one Voltage maximum is present.
Um jeweils nach einer halben mittelfrequenten Schwingungsdauer T/2 bei der Inbetriebnahme des Wechselrlchters 2 die Ventile 3, 4 bzw. 5, 6 beider Brückendiagonalen abwechselnd 2wunden zu können, kann die in Figur 1 zusätzlich eingezeichnete Schaltungsanordnung verwendet werden. Diese Schaltungsanordnung ermittelt zunächst die Zeitpunkte t1 t2, t t, tk (k= 1,2 . .After half a medium-frequency oscillation period T / 2 When commissioning the inverter 2, the valves 3, 4 or 5, 6 of both bridge diagonals To be able to alternately wound, the circuit arrangement additionally shown in FIG be used. This circuit arrangement first determines the times t1 t2, t t, tk (k = 1,2..
gemäß Gleichung (5a) oder (5b) und gibt zu diesen Zeitpunkten t1 t2O . ., tk Zündimpulse an die steuerbaren Ventile 3, 4 oder 5, 6 der einen oder anderen Brückendiagonale ab.according to equation (5a) or (5b) and gives at these times t1 t2O . ., tk ignition pulses to the controllable valves 3, 4 or 5, 6 of one or the other Bridge diagonal from.
Gemäß Figur 1 ist zur Ermittlung des Lastkreisstromes iw ein erster Stromwandler 30 vorgesehen. Der ermittelte Lastkreisstrom 1w wird mit Hilfe eines einseitig auf Nullpotential gelegten Widerstandes 31 in eine proportionale Spannung X umgewandelt, welche über einen Anschlußwiderstand 32 einem Xultiplizierglied 33 zugeführt wird. Der Multiplikationsfaktor A des Multipliziergliedes 33 ist an einem Einstellorgan 34 auf einen festen Wert kleiner 1 eingestellt. Als Multiplizierglied 39 kann insbesondere, wie in Figur 1 dargestellt, ein integrierter Verstärker vorgesehen sein, dessen Rückkopplungswiderstand als veränderbares Einstellorgan 34 ausgebildet ist. An diesem läßt sich der Multiplikationsfaktor A einstellen. Der Xultiplikationsfaktor A wird gleich dem Verhältnis der Kapazität C1 des ersten Kondensators 10 zur Summe der Kapazitäten C1, C2 des ersten und des zweiten Kondensators 10 bzw. 11 gewählt. Es gilt also: A = c1/(c1 + C2). Im oben angegebenen Wertebeispiel erhält man A = 0,7. Der Anschlußwiderstand 32 ist dabei an den einen Eingang des integrierten Verstärkers angeschlossen; dessen zweiter Eingang ist auf Nullpotential gelegt.According to FIG. 1, a first is essentially used to determine the load circuit current Current transformer 30 is provided. The determined load circuit current 1w is with the help of a Resistance 31 placed on one side at zero potential into a proportional voltage X converted, which via a connection resistor 32 to an Xmultiplier 33 is fed. The multiplication factor A of the multiplier 33 is at one Setting element 34 set to a fixed value less than 1. As a multiplier 39, in particular, as shown in FIG. 1, an integrated amplifier can be provided be, the feedback resistance of which is designed as a variable setting element 34 is. The multiplication factor A can be set on this. The multiplication factor A becomes equal to the ratio of the capacitance C1 of the first capacitor 10 to the sum of the capacitances C1, C2 of the first and the second capacitor 10 or 11 elected. The following applies: A = c1 / (c1 + C2). In the value example given above, one A = 0.7. The connection resistor 32 is connected to one input of the integrated Amplifier connected; its second input is set to zero potential.
Der Ausgang des Multipliziergliedes 33 ist über einen Verbindungswiderstand 35 mit dem ersten Eingang eines Subtraktionsgliedes 36 verbunden. Die Eingangsspannung am ersten Eingang des Subtraktionsgliedes 36 ist also um den Faktor A kleiner als die Spannung Uw Zur Ermittlung des Ladestromes c des ersten Kondensators 10 ist ein zweiter Stromwandler 37 vorgesehen, der über eine ähnlich aufgebaute und dimensionierte Schaltung mit dem zweiten Eingang des Subtraktionegliedes 36 verbunden ist. Besteht der erste Kondensator 10 aus einer Parallelschaltung einzelner Kondensatoren, so genügt es, mit dem Stromwandler 37 den Ladestrom eines dieser einzelnen Kondensatoren, also nur einen Bruchteil des gesamten Ladestroms c zu messen. Entsprechend diesem Bruchteil wird dann auch der vom ersten Stromwandler 30 gemessene Lastkreisstrom bzw untersetzt. Der vom zweiten Stromwandler 37 ermittelte Ladestrom ic wird zunächst mittels eines einseitig auf Nullpotential gelegten Widerstandes 38 in eine proportionale Spannung Uc umgewandelt. Diese gelangt über einen Anschlußwiderstand 39 in ein Multiplizierglied 40, dessen Multiplikationsfaktor B an einem Einstellorgan 41 auf den festen Wert 1 eingestellt ist. Als Multiplikationsglied 40 kann wiederum ein integrierter Verstärker vorgesehen sein, dessen Rückkopplungswiderstand als Einstellorgan 41 dient und auf denselben Widerstandswert eingestellt ist wie der an seinem einen Eingang angeschlossene Anschlußwiderstand 39.The output of the multiplier 33 is through a connection resistor 35 is connected to the first input of a subtraction element 36. The input voltage at the first input of the subtraction element 36 is therefore smaller than by the factor A the voltage Uw to determine the charging current c of the first capacitor 10 is a second current transformer 37 is provided, which has a similar structure and dimensions Circuit is connected to the second input of the subtraction element 36. Consists the first capacitor 10 from a parallel connection of individual capacitors, see above it is sufficient to use the current transformer 37 to transfer the charging current of one of these individual capacitors, so to measure only a fraction of the total charging current c. According to this The load circuit current measured by the first current transformer 30 is then also a fraction or stocky. The charging current ic determined by the second current converter 37 is initially by means of a resistor 38 placed on one side at zero potential into a proportional one Voltage Uc converted. This reaches a multiplier via a connection resistor 39 40, whose multiplication factor B is set to the fixed value on an adjusting element 41 1 is set. An integrated amplifier can again be used as the multiplier 40 be provided, the feedback resistor serves as an adjusting member 41 and on the same resistance value is set as the one connected to its one input Terminal resistor 39.
Der andere Eingang des integrierten Verstärkers ist wiederum auf Nullpotential gelegt, so daß sich der gewünschte Multiplikationsfaktor 1 ergibt. Ein Verbindungswiderstand 42 verbindet den Ausgang des Multiplikationsgliedes d0 mit dem zweiten Eingang des Subtraktionsgliedes 36.The other input of the integrated amplifier is again at zero potential placed so that the desired multiplication factor 1 results. A connection resistance 42 connects the output of the multiplier d0 with the second Input of subtracter 36.
Das Subtraktionsglied 36 vergleicht die an seinem ersten Eingang anstehende Eingangsspsnnung' welche proportional zu dem mit dem Multiplikationsfaktor A multiplizierten Lastkreisstrom iw ist, mit der an seinem zweiten Eingang anstehenden Eingangsspannung, welche proportional zum Ladestrom i des ersten gondensators 10 ist. Das ermittelte Differenzsignal wird einem Grenzwertmelder 43 zugeführt, welcher Jeweils beim Durchgang des Differenzsignals vom Positiven ins Negative oder vom Negativen ins Positive, also jeweils bei Gleichheit beider Eingangsspannungen am Subtraktionsglied 36, sein Ausgangssignal von O auf L bzw. von L auf 0 oder umgekehrt ändert. Subtraktionsglied 36 und Grenzwertmelder 43 bilden zusammen ein Vergleichsglied.The subtraction element 36 compares the one present at its first input Input voltage 'which is proportional to that multiplied by the multiplication factor A. Load circuit current iw, with the input voltage present at its second input, which is proportional to the charging current i of the first capacitor 10. That determined Difference signal is fed to a limit value indicator 43, which in each case when passing the difference signal from positive to negative or from negative to positive, that is, when both input voltages at the subtraction element 36 are equal Output signal changes from O to L or from L to 0 or vice versa. Subtraction term 36 and limit indicator 43 together form a comparison element.
Als Vergleichsglied kann z.B. auch ein mitgekoppelter Differenzverstärker herangezogen werden0 An den Ausgang des Grenzwertmelders 43 sind über eine erste Zeitstufe 49 zwei Impulsverstärker 44, 45 und über eine Umkehrstufe 46, z.B. ein NAKD-Gatter9 und eine zweite Zeitstufe 50 zwei weitere Impulsverstärker 47 und 48 angeschlossen. Die beiden Impulsverstärker 44, 45 sind zur Zündung der steuerbaren Ventil 3 bzw. 4 des Wechselrichters 2 vorgesehen, welche in der einen Brückendiagonale liegen. Entsprechend sind die beiden Impulsverstärker 47, 48 zur Zündung der steuerbaren Ventile 5 bzw. 6 in der anderen Brückendiagonale vorgesehen. Die Steuerelektrode der Ventile 3 bis 6 sind zu diesem Zweck mit dem Aus gang des zugeordneten Impulsverstärkers 44, 45, 47 bzw. 48 verbunden.A coupled differential amplifier can also be used as a comparison element are used0 at the output of the limit monitor 43 are a first Time stage 49 two pulse amplifiers 44, 45 and an inverter 46, e.g. one NAKD gate 9 and a second time stage 50 two further pulse amplifiers 47 and 48 connected. The two pulse amplifiers 44, 45 are used to ignite the controllable Valve 3 or 4 of the inverter 2 is provided, which in the one bridge diagonal lie. Correspondingly, the two pulse amplifiers 47, 48 for ignition are controllable Valves 5 and 6 are provided in the other bridge diagonal. The control electrode the valves 3 to 6 are for this purpose with the output of the associated pulse amplifier 44, 45, 47 and 48 respectively.
Erscheint beispielsweise am Ausgang des Grenzwertmeiders 43 zum Zeitpunkt tl, wenn Aiw = ic gilt, ein Ausgangssignal L, so wird im ersten Zeitglied 49 daraus -ein Zündimpuls arorgegebener kurzer Zeitdauer gebildet, welcher-uber die Impulsverstärker 4A, 45 an die zugeordneten Ventile 3 bzVg -4 weiter gegeben. wirde Diese werden dadurch.gezünuet. Das Ausgangssignal L' des Grenzwertmelders 43 wird gleichzeitig durch die Umkehrstufe 46 in ein Eingangssignal 0 für die zweite Zeitz'rufe 50 umgewandelt, welche in diesem Fall keinen Zündimpulse weitergibt. Erscheint zu einem Zeitpunkt t2, wenn wiederum Aiw = i¢ gilt, ein Ausgangssignal 0 am Grenzwertmelder 43, 80 bleiben die Impulsverstärker 44, 45 gesperrt. Das Ausgangssignal 0 wird durch die Umkehrstufe 46 in ein Signal L verwandelt. Mit Beginn dieses Signals L gibt die zweite Zeitstufs 50 einen Zündimpuls kurzer Dauer an die ImpulsverstärkBr 47, 48, und diese zünden die Ventile 5, 6 der anderen Brückendiagonale.Appears, for example, at the output of the limit value meter 43 at the time tl, if Aiw = ic applies, an output signal L, then it becomes 49 in the first timing element -An ignition pulse of a given short duration is formed, which-via the pulse amplifier 4A, 45 passed on to the associated valves 3 or Vg -4. will be these as a result. The output signal L 'of limit monitor 43 is at the same time by the inverter 46 in an input signal 0 for the second Zeitz'ruf 50 converted, which in this case does not pass on any ignition pulses. An output signal appears at a point in time t2, when Aiw = i ¢ again applies 0 at the limit indicator 43, 80, the pulse amplifiers 44, 45 remain blocked. The output signal 0 is converted into a signal L by the inverter 46. With the start of this signal L gives the second time stage 50 an ignition pulse of short duration to the pulse amplifier Br 47, 48, and these ignite the valves 5, 6 of the other bridge diagonal.
In Figur 2 ist ab dem Zeitpunkt to der Zündung der Ventile 3, 4 zusätzlich der mit dem Multiplikationsfaktor A < 1 multiplizierte Lastkreisstrom iw, also der niederfrequente Stromanteil in = Aiw (Gleichung 2) eingezeichnet, der vom Ladestrom i im Subtraktionsglied 36 subtrahiert wird. Man erkennt, daß der niederfrequente Stromanteil in entsprechend dem Lastkreisstrom praktisch einen geradlinigen Kurvenverlauf besitzt, nur ist seine Steigung um den Multiplikationsfaktor A = C1/(C1 + C2) geringer. Zum Zeitpunkt t1 schneidet die Kurve des niederfrequenten Stromanteils in die Kurve des Ladestromes c in einem Schnittpunkt PA. Hier gilt also in(t i) = AiW(t1) = ic (t1).In FIG. 2, valves 3, 4 are also ignited from time to the load circuit current iw multiplied by the multiplication factor A <1, i.e. the low-frequency current component is shown in = Aiw (equation 2), that of the charging current i is subtracted in subtracter 36. You can see that the low-frequency Current share in practically a straight curve according to the load circuit current possesses, only its slope is smaller by the multiplication factor A = C1 / (C1 + C2). At time t1, the curve of the low-frequency current component intersects the curve of the charging current c at an intersection point PA. So here in (t i) = AiW (t1) = ic (t1).
Das Vergleichsglied 36, 43 spricht an. Es werden nun in diesem Zeitpunkt t1 die Ventile 5, 6 mittels der in Figur 1 dargestellten Schaltungsanordnung gezündet. Die Impulsgabe und Zündung diagonaler Brückenzweige erfolgt also Jeweils im Nulldurchgang des vom Subtraktionsglied 36 abgegebenen Differenzsignals, welches proportional zu (Aiw - ic) c ist.The comparison element 36, 43 responds. It will now be at this point t1 the valves 5, 6 are ignited by means of the circuit arrangement shown in FIG. The impulse generation and ignition of diagonal bridge branches therefore always take place at the zero crossing of the difference signal output by the subtraction element 36, which is proportional to (Aiw - ic) c is.
Abweichend von der bisherigen Beschreibung läßt sich der in Figur 1 dargestellten Schaltungsanordnung auch eine etwas andere, aber äquivalente Ausführungsform geben, welche ebenfalle die lastgetaktete Zündung der Ventile 3, 4 sowie 5, 6 des Wechselrichters 2 sicherstellt. Gemäß dieser zweiten Ausführungeform wird der unveränderte Lastkreisstrom iw des Wechselrichters 2 mit dem mit einem Multiplikationsfaktor B multiplizierten Ladestrom ic des ersten Kondensators 10 vergleichen. In diesem Fall ist der Multiplikationsfaktor B größer als 1.Deviating from the previous description, the one in FIG 1 also shows a somewhat different but equivalent embodiment give which also the load-timed ignition of valves 3, 4 and 5, 6 of the Inverter 2 ensures. According to this second embodiment, the unchanged Load circuit current iw of the inverter 2 with that with a multiplication factor B multiplied Compare the charging current ic of the first capacitor 10. In this case the multiplication factor B is greater than 1.
Zur Durchführung dieses Verfahrens wird bei der in Figur 1 gezeigten Schaltungsanordnung das Einstellorgan 34 des Multipliziergliedes 33 auf einen EultiplikationsfakJGor A = 1 eingestellt. Das Einstellorgan 41 des zweiten Multipliziergliedes 40 hingegen wird auf einen Multiplikationsfaktor 3 B eingestellt, welcher größer als 1 ist und sich aus den Kapazitäten C1 und C2 des ersten bzw. zweiten Kondensators 10 bzw. 11 gemäß der Gleichung (6) zu B = (C1 + C2)/C1 ergibt. Zündimpulse werden durch die Impulsverstärker 44, 45 sowie 47, 48 jedesmal dann gebildet, wenn iw = 3i c gilt, was durch das Subtraktionsglied 36 ermittelt wird. Das bedeutet also, daß man zunächst den in Figur 2 eingezeichneten Kurvenverlauf des Ladestromes ic mit dem Multiplikationsfaktor B multipliziert. Die der besseren Übersichtlichkeit wegen nicht eingezeichnete Kurve Bi schneidet in einem Schnittpunkt P3 die Kurve des Lastkreisstromes Dieser Schnittpunkt P3 liegt , wie aus Figur 2 ersichtlich ist, ebenfalls beim Zeitpunkt t1, also eine mittelfrequente Halbperiode /2 nach dem Zünden der Ventile 3, 4. ;Wie beim erstgenannten Verfahren können auch hier alle weiteren, durch Gleichung (5b) definierten Zeitpunkte tk bestimmt und jedesmal Zündimpulse gegeben werden.To carry out this method is shown in FIG Circuit arrangement the setting member 34 of the multiplier 33 to a EultiplikationsfakJGor A = 1 set. The setting member 41 of the second multiplier 40, however is set to a multiplication factor of 3 B, which is greater than 1 and result from the capacitances C1 and C2 of the first and second capacitors 10 and 11 results in B = (C1 + C2) / C1 according to equation (6). Ignition pulses are through the pulse amplifiers 44, 45 and 47, 48 are formed each time iw = 3i c What is determined by the subtraction element 36 applies. So that means that the curve profile of the charging current ic shown in FIG. 2 is initially included multiplied by the multiplication factor B. For the sake of clarity Curve Bi, not shown, intersects the curve of the load circuit current at an intersection point P3 As can be seen from FIG. 2, this point of intersection P3 also lies at the point in time t1, i.e. a medium-frequency half-period / 2 after the ignition of valves 3, 4; How in the case of the first-mentioned method, all other methods can also be used here, by equation (5b) defined times tk are determined and ignition pulses are given each time.
Dieses zweite Verfahren und die entsprechende Schaltungsanordnung besitzen gegenüber dem ersten Verfahren bzw. der ersten Schaltungsanordnung den Vorzug, daß der vom ersten Stromwandler 30 ermittelte Lastkreisstrom iw nicht verkleinert zu werden braucht. Man kommt also mit einem weniger empfindlichen Vergleichsglied 36, 43 aus.This second method and the corresponding circuit arrangement have compared to the first method or the first circuit arrangement It is preferred that the load circuit current determined by the first current transformer 30 does not decrease significantly needs to become. So you come up with a less sensitive comparator 36, 43 off.
Es ist besonders darauf hinzuweisen, daß die erste Ausführungsform des Verfahrens und der Schaltungsanordnung nicht nur bei dem in Figur 1 dargestellten Parallelschwingkreis 9 mit zweitem Kondensator 11 verwendet werden kann. Sie läßt sich auch dann einsetzen, wenn die Kapazität C2 dieses zweiten Kondensators 11 gegen unendlich geht, also auch bei fehlendem Kondensator 11. Das bedeutet, daß bei der ersten Ausführungsform für beide Anwendungsfälle eines Parallelschwingkreises nur eine einzige Schaltungsanordnung, die z.B. in Form einer gedruckten Platte ausgeführt sein kann, auf Lager gehalten werden muß. Die Lagerhaltung kann also wesentlich vereinfacht werden.It should be particularly noted that the first embodiment of the method and the circuit arrangement not only in the case of that shown in FIG Parallel resonant circuit 9 with the second Capacitor 11 can be used can. It can also be used when the capacitance C2 of this second capacitor 11 goes to infinity, even if there is no capacitor 11. That means that in the first embodiment for both applications of a parallel resonant circuit only a single circuit arrangement, for example in the form of a printed circuit board must be kept in stock. So storage can be essential be simplified.
15 Patentansprüche 3 Figuren15 claims 3 figures
Claims (15)
Priority Applications (2)
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Family Applications (1)
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Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| FR2358779A1 (en) * | 1976-07-16 | 1978-02-10 | Bbc Brown Boveri & Cie | REGULATION DEVICE FOR SWITCHING STABILIZATION |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS52106429A (en) * | 1976-03-04 | 1977-09-07 | Mitsui Shipbuilding Eng | Method of starting inverter |
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1972
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1973
- 1973-08-10 JP JP9047373A patent/JPS5520469B2/ja not_active Expired
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2358779A1 (en) * | 1976-07-16 | 1978-02-10 | Bbc Brown Boveri & Cie | REGULATION DEVICE FOR SWITCHING STABILIZATION |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPS5520469B2 (en) | 1980-06-03 |
| JPS4959227A (en) | 1974-06-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| OHJ | Non-payment of the annual fee |