ALLGEMEINER STAND DER TECHNIKGENERAL PRIOR ART
GEBIET DER ERFINDUNGFIELD OF THE INVENTION
Die vorliegende Erfindung betrifft elektrische Filter, und spezifischer, jedoch nicht ausschließlich, Hochleistungsbandpassfilter mit abstimmbarer Bandbreite und hohem Qualitätsfaktor, z. B. geeignet zur Verwendung bei der Kombination angrenzender Duplex-Signale in WiMAX- und LTE-Systemen.The present invention relates to electrical filters, and more specifically, but not exclusively, to high bandwidth tunable bandwidth and high quality factor bandpass filters, e.g. B. suitable for use in combining adjacent duplex signals in WiMAX and LTE systems.
BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIKDESCRIPTION OF THE PRIOR ART
Bestimmte fortschrittliche mobile drahtlose Standards, einschließlich des Worldwide Interoperability for Microwave Access(WiMAX)-Standards (IEEE 802.16) und des 3rd Generation Partnership Project (3GPP®) Long Term Evolution(LTE®)-Standards , machen es erforderlich, dass Übertragungskanäle eine Bandbreite aufweisen, die variieren kann, z. B. von wenigen Megahertz bis zu mehr als 10 MHz. Da immer mehr Verbraucher WiMAX- und LTE-Geräte nutzen, kann die Breite des Frequenzbandes, das derartigen Geräten an einer Basisstation zugewiesen wird, erhöht werden, um eine erhöhte Datenübertragungskapazität bereitzustellen, während die Breite der Frequenzbänder, die drahtlosen Geräten der zweiten Generation (2G) an der Basisstation zugewiesen werden, verringert werden kann. Demnach wäre ein Bandpassfilter mit abstimmbarer Bandbreite und geringer Einfügungsdämpfung zur Verwendung in fortschrittlichen drahtlosen Basisstationen wünschenswert.Certain advanced mobile wireless standards, including the Worldwide Interoperability for Microwave Access (WiMAX) Standards (IEEE 802.16) and of 3rd Generation Partnership Project (3GPP®) Long Term Evolution (LTE®) Standards , require that transmission channels have a bandwidth that can vary, e.g. From a few megahertz to more than 10 MHz. As more and more consumers use WiMAX and LTE devices, the bandwidth of the frequency band allocated to such devices at a base station can be increased to provide increased data transmission capacity, while the width of the frequency bands, the second generation (2G ) at the base station can be reduced. Thus, a tunable bandwidth, low insertion loss bandpass filter would be desirable for use in advanced wireless base stations.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNGBRIEF SUMMARY OF THE INVENTION
Probleme im Stand der Technik werden in Übereinstimmung mit den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgegriffen, indem ein Bandpassfilter bereitgestellt wird, der eine Kammlinienstruktur mit mehreren kaskadierten Knoten aufweist. Die Knoten in dem Filter sind sowohl mit resonanten Elementen (auch bekannt als Resonatoren) als auch nichtresonanten Elementen verbunden (einschließlich Elemente, die Induktanzen und/oder Kapazitanzen zur Masse aufweisen). Die resonanten Elemente weisen anpassbare Resonanzfrequenzen auf, die eine Anpassung der Position der Mittenfrequenz und/oder der Breite des Durchlassbereiches des Filters ermöglichen. Die Eigenschaften der resonanten und nichtresonanten Elemente sind derart ausgewählt, dass sich die Pole des Filters, wenn sie auf die komplexe Ebene geplottet werden, im Wesentlichen parallel zu der imaginären Achse bewegen, wenn die Resonanzfrequenzen in geeigneter Weise angepasst werden, um die Bandbreite des Filters zu ändern, ohne eine wesentliche Bewegung parallel zur realen Achse. Der resultierende Bandpassfilter weist im Wesentlichen konstante Verluste und im Wesentlichen konstante absolute Selektivität über einen relativ großen Bereich von Bandbreiten auf.Problems in the prior art are addressed in accordance with the principles of the present invention by providing a band-pass filter having a multi-cascaded node comb-line structure. The nodes in the filter are connected to both resonant elements (also known as resonators) and non-resonant elements (including elements having inductances and / or capacitances to ground). The resonant elements have tunable resonant frequencies that allow adjustment of the position of the center frequency and / or the width of the passband of the filter. The properties of the resonant and non-resonant elements are selected such that the poles of the filter, when plotted on the complex plane, move substantially parallel to the imaginary axis when the resonant frequencies are adjusted appropriately to the bandwidth of the filter to change without a substantial movement parallel to the real axis. The resulting bandpass filter has substantially constant losses and substantially constant absolute selectivity over a relatively wide range of bandwidths.
In einer Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung ein Filter zum Empfangen eines Eingangssignals und Bereitstellen eines gefilterten Ausgangssignals. Der Filter weist eine Eingangskopplung, die geeignet ist zum Empfangen des Eingangssignals, eine Ausgangskopplung, die geeignet ist zum Bereitstellen des gefilterten Ausgangssignals, und mehrere Übertragungsleitungskopplungen auf. Mehrere Knoten sind zwischen der Eingangskopplung und der Ausgangskopplung in Reihe geschaltet, wobei jeder Knoten über eine der Übertragungsleitungskopplungen direkt mit jedem benachbarten Knoten verbunden ist. Jedes von mehreren resonanten Elementen ist mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden, und jedes resonante Element weist eine anpassbare Resonanzfrequenz auf. Jedes von mehreren nichtresonanten Elementen ist mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden. Mindestens ein nichtresonantes Element ist eines von (a) einem Kondensator gekoppelt an die Masse und (b) einer einem Kondensator gleichwertigen Struktur gekoppelt an die Masse, und mindestens ein nichtresonantes Element ist eines von (a) einem Induktor gekoppelt an die Masse und (b) einer einem Induktor gleichwertigen Struktur gekoppelt an die Masse. Mindestens ein resonantes Element stellt eine Nullübertragung mit einer Frequenz in einem unteren Sperrbereich des Kammlinienfilters bereit. Und schließlich stellt mindestens ein resonantes Element eine Nullübertragung mit einer Frequenz in einem oberen Sperrbereich des Filters bereit, derart, dass der Filter eine Bandpassfiltereigenschaft zwischen dem unteren und oberen Sperrbereich aufweist.In one embodiment, the present invention is a filter for receiving an input signal and providing a filtered output signal. The filter has an input coupling suitable for receiving the input signal, an output coupling suitable for providing the filtered output signal, and a plurality of transmission line couplings. Several nodes are connected in series between the input coupling and the output coupling, each node being directly connected to each neighboring node via one of the transmission line couplings. Each of a plurality of resonant elements is connected to a different node, and each resonant element has a tunable resonant frequency. Each of a plurality of non-resonant elements is connected to a different node. At least one non-resonant element is one of (a) a capacitor coupled to the ground and (b) a capacitor equivalent structure coupled to the ground, and at least one non-resonant element is one of (a) an inductor coupled to the ground and (b ) of an inductor equivalent structure coupled to the ground. At least one resonant element provides zero transmission at a frequency in a lower stopband of the comb line filter. And finally, at least one resonant element provides zero transmission at a frequency in an upper stopband of the filter such that the filter has a bandpass filter characteristic between the lower and upper stopband.
In einer weiteren Ausführungsform ist die Erfindung ein Verfahren zum Konstruieren eines Kammlinienfilters geeignet zum Empfangen eines Eingangssignals und Bereitstellen eines gefilterten Ausgangssignals. Das Verfahren weist Folgendes auf: (a) das Bereitstellen einer Eingangskopplung geeignet zum Empfangen des Eingangssignals; (b) das Bereitstellen einer Ausgangskopplung geeignet zum Bereitstellen des gefilterten Ausgangssignals; (c) das Bereitstellen mehrerer Knoten, die zwischen der Eingangskopplung und der Ausgangskopplung in Reihe geschaltet sind; (d) das Bereitstellen mehrerer resonanter Elemente, die jeweils mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden sind und jeweils eine anpassbare Resonanzfrequenz aufweisen; und (e) das Bereitstellen mehrerer nichtresonanter Elemente, die jeweils mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden sind. Mindestens ein nichtresonantes Element weist eine Kapazitanz gekoppelt an die Masse auf, und mindestens ein nichtresonantes Element weist eine Induktanz gekoppelt an die Masse auf. Mindestens ein resonantes Element stellt eine Nullübertragung mit einer Frequenz in einem unteren Sperrbereich des Kammlinienfilters bereit, und mindestens ein resonantes Element stellt eine Nullübertragung mit einer Frequenz in einem oberen Sperrbereich des Filters bereit, derart, dass der Kammlinienfilter eine Bandpassfiltereigenschaft zwischen dem unteren und oberen Sperrbereich aufweist.In a further embodiment, the invention is a method of constructing a comb-line filter suitable for receiving an input signal and providing a filtered output signal. The method includes: (a) providing an input coupling suitable for receiving the input signal; (b) providing an output coupling suitable for providing the filtered output signal; (c) providing a plurality of nodes connected between the input coupling and the Output coupling are connected in series; (d) providing a plurality of resonant elements each connected to a different node and each having an adaptive resonant frequency; and (e) providing a plurality of non-resonant elements each connected to a different node. At least one non-resonant element has a capacitance coupled to the ground, and at least one non-resonant element has an inductance coupled to the ground. At least one resonant element provides zero transmission at a frequency in a lower stopband of the comb line filter, and at least one resonant element provides zero transmission at a frequency in an upper stopband of the filter, such that the comb line filter has a bandpass filter characteristic between the lower and upper stopband having.
In noch einer weiteren Ausführungsform ist die Erfindung ein Verfahren zum Anpassen einer Bandbreite eines Filters, aufweisend eine Eingangskopplung geeignet zum Empfangen des Eingangssignals, eine Ausgangskopplung geeignet zum Bereitstellen des gefilterten Ausgangssignals, mehrere Knoten, die zwischen der Eingangskopplung und der Ausgangskopplung in Reihe geschaltet sind; mehrere resonante Elemente, die jeweils mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden sind und jeweils eine anpassbare Resonanzfrequenz aufweisen, und mehrere nichtresonante Elemente, die jeweils mit einem unterschiedlichen Knoten verbunden sind, wobei: (i) mindestens ein nichtresonantes Element eine Kapazitanz gekoppelt an die Masse aufweist, und mindestens ein nichtresonantes Element eine Induktanz gekoppelt an die Masse aufweist, (ii) ein erstes resonantes Element eine Nullübertragung mit einer ersten Resonanzfrequenz in einem unteren Sperrbereich des Filters bereitstellt, und (iii) ein zweites resonantes Element eine Nullübertragung mit einer zweiten Resonanzfrequenz in einem oberen Sperrbereich des Filters bereitstellt, derart, dass der Filter eine Bandpassfiltereigenschaft zwischen dem unteren und oberen Sperrbereich aufweist. Das Verfahren weist das Anpassen einer Eigenschaft (z. B. ein/e Kapazitanz, Widerstand oder Induktanz) des ersten resonanten Elementes, derart, dass seine Resonanzfrequenz um eine erste Frequenzdifferenz angepasst wird; sowie das Anpassen einer Eigenschaft (z. B. ein/e Kapazitanz, Widerstand oder Induktanz) des zweiten resonanten Elementes, derart, dass seine Resonanzfrequenz um ein Negativ von etwa der ersten Frequenzdifferenz angepasst wird, auf, wobei die Bandbreite des Filters ohne Veränderung einer Mittenfrequenz des Filters angepasst wird. Der Filter kann ferner ein drittes resonantes Element, welches eine dritte Nullübertragung mit einer dritten Resonanzfrequenz im unteren Sperrbereich des Filters bereitstellt, und ein viertes resonantes Element, welches eine vierte Nullübertragung mit einer vierten Resonanzfrequenz im oberen Sperrbereich des Filters bereitstellt, aufweisen. Das Verfahren kann ferner Folgendes aufweisen: das Anpassen einer Eigenschaft (z. B. ein/e Kapazitanz, Widerstand oder Induktanz) des dritten resonanten Elementes, derart, dass seine Resonanzfrequenz um etwa die erste Frequenzdifferenz angepasst wird; und das Anpassen einer Eigenschaft (z. B. ein/e Kapazitanz, Widerstand oder Induktanz) des vierten resonanten Elementes, derart, dass seine Resonanzfrequenz um ein Negativ von etwa der ersten Frequenzdifferenz angepasst wird, wobei: (i) die Resonanzfrequenzen des ersten und dritten resonanten Elementes gleichmäßig durch Aufrechterhaltung etwa einer ersten relativen Frequenzdifferenz zwischen den Resonanzfrequenzen des ersten und dritten Resonators vor und nach der Anpassung angepasst werden, (ii) die Resonanzfrequenzen des zweiten und vierten resonanten Elementes gleichmäßig durch Aufrechterhaltung etwa einer zweiten relativen Frequenzdifferenz zwischen den Resonanzfrequenzen des zweiten und vierten Resonators vor und nach der Anpassung angepasst werden, und (iii) die Bandbreite des Filters ohne Veränderung einer absoluten Selektivität des Filters angepasst wird.In yet another embodiment, the invention is a method of adjusting a bandwidth of a filter, comprising input coupling suitable for receiving the input signal, output coupling suitable for providing the filtered output signal, a plurality of nodes connected in series between the input coupling and the output coupling; a plurality of resonant elements, each connected to a different node and each having an adaptive resonant frequency, and a plurality of non-resonant elements each connected to a different node, wherein: (i) at least one non-resonant element has a capacitance coupled to the ground, and at least one non-resonant element has an inductance coupled to the ground, (ii) a first resonant element provides a zero transmission at a first resonant frequency in a lower stopband of the filter, and (iii) a second resonant element a zero transmission at a second resonant frequency in one provides an upper stopband of the filter such that the filter has a bandpass filter characteristic between the lower and upper stopper regions. The method includes adjusting a property (eg, capacitance, resistance, or inductance) of the first resonant element such that its resonant frequency is adjusted by a first frequency difference; and adjusting a property (eg, capacitance, resistance, or inductance) of the second resonant element such that its resonant frequency is adjusted by a negative of about the first frequency difference, wherein the bandwidth of the filter varies without changing Center frequency of the filter is adjusted. The filter may further include a third resonant element providing a third null transmission at a third resonant frequency in the lower stopband of the filter, and a fourth resonant element providing a fourth null transmission at a fourth resonant frequency in the upper stopband of the filter. The method may further include: adjusting a property (eg, capacitance, resistance, or inductance) of the third resonant element such that its resonant frequency is adjusted by about the first frequency difference; and adjusting a property (eg, capacitance, resistance, or inductance) of the fourth resonant element such that its resonant frequency is adjusted by a negative of about the first frequency difference, wherein: (i) the resonant frequencies of the first and the second resonant frequencies uniformly adjusting the third resonant element by maintaining approximately a first relative frequency difference between the resonant frequencies of the first and third resonators before and after the matching; (ii) the resonant frequencies of the second and fourth resonant elements uniformly by maintaining approximately a second relative frequency difference between the resonant frequencies of the resonator the second and fourth resonators are adjusted before and after the adjustment, and (iii) the bandwidth of the filter is adjusted without changing an absolute selectivity of the filter.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
Weitere Aspekte, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung, den angefügten Ansprüchen und den beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Referenznummern ähnliche oder identische Elemente identifizieren, vollständiger ersichtlich werden.Other aspects, features, and advantages of the present invention will become more fully apparent from the following detailed description, the appended claims, and the accompanying drawings in which like reference numerals identify similar or identical elements.
1 ist ein Filtertopologie-Diagramm, das eine Ausführungsform eines Dualbandfilters zwölfter Ordnung mit anpassbarer Bandbreite darstellt. 1 Figure 12 is a filter topology diagram illustrating one embodiment of a twelfth-order dual band filter with adjustable bandwidth.
2 ist eine graphische Darstellung, die Frequenzgangkurven des Dualbandfilters aus 1 für fünf unterschiedliche Bandbreiten veranschaulicht. 2 is a graph showing the frequency response curves of the dual band filter 1 illustrated for five different bandwidths.
3 ist eine graphische Darstellung, welche die Einfügungsdämpfungskurven des Dualbandfilters aus 1 für die gleichen fünf unterschiedlichen Bandbreiten wie in 2 veranschaulicht. 3 Fig. 12 is a graph showing the insertion loss curves of the dual band filter 1 for the same five different bandwidths as in 2 illustrated.
4 ist eine graphische Darstellung, welche die Polpositionen des Dualbandfilters aus 1 für die gleichen fünf unterschiedlichen Bandbreiten wie in 2 veranschaulicht. 4 is a graph showing the pole positions of the dual band filter 1 for the same five different bandwidths as in 2 illustrated.
5 ist ein vereinfachtes Filtertopologie-Diagramm, das einen Filter vierter Ordnung mit anpassbarer Bandbreite gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt. 5 FIG. 10 is a simplified filter topology diagram illustrating a fourth order adaptive bandwidth filter according to one embodiment of the invention. FIG.
6 ist ein detaillierteres Filtertopologie-Diagramm, das den in 5 gezeigten Filter darstellt. 6 is a more detailed filter topology diagram that uses the in 5 represents shown filter.
7 ist ein schematisches Diagramm, das einen äquivalenten Schaltkreis des in 5 gezeigten Filters darstellt. 7 is a schematic diagram showing an equivalent circuit of the in 5 shown filter represents.
8 ist eine graphische Darstellung, die eine Frequenzgangkurve des in 5 gezeigten Filters für eine gegebene Bandbreite veranschaulicht. 8th is a graph showing a frequency response curve of the in 5 illustrated filter for a given bandwidth.
9A und 9B sind graphische Darstellungen, die Frequenzgangkurven von Tiefpasssperr- und Hochpasssperrfiltern veranschaulichen. 9A and 9B FIG. 10 is graphs illustrating frequency response curves of low pass reject and high pass reject filters. FIG.
10 ist eine Draufsicht einer beispielhaften physischen Implementierung des in 5 gezeigten Filters. 10 FIG. 10 is a top view of an example physical implementation of the invention in FIG 5 shown filters.
11 ist eine graphische Darstellung, die Frequenzgangkurven eines Filters achter Ordnung mit einer Topologie ähnlich der des in 5 gezeigten Filters für fünf unterschiedliche Bandbreiten veranschaulicht. 11 FIG. 12 is a graph showing the frequency response curves of an eighth order filter with a topology similar to that of FIG 5 shown filters for five different bandwidths.
12 ist eine graphische Darstellung, welche die Einfügungsdämpfungskurven des Filters aus 11 für die gleichen fünf unterschiedlichen Bandbreiten wie in 11 veranschaulicht. 12 Fig. 12 is a graph showing the insertion loss curves of the filter 11 for the same five different bandwidths as in 11 illustrated.
13 ist eine graphische Darstellung, welche die Polpositionen des Filters aus 11 für die gleichen fünf unterschiedlichen Bandbreiten wie in 11 veranschaulicht. 13 is a graph showing the pole positions of the filter 11 for the same five different bandwidths as in 11 illustrated.
14 ist eine Tabelle, welche die Eigenschaften von Filtern mit einer Architektur ähnlich der des in 5 gezeigten Filters mit den Eigenschaften von Filtern mit einer Architektur ähnlich der des in 1 gezeigten Filters vergleicht. 14 is a table that shows the properties of filters with an architecture similar to the one in 5 shown filters with the characteristics of filters with an architecture similar to that of the in 1 shown filter compares.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNGDETAILED DESCRIPTION
Eine mögliche Lösung für das Problem eines qualitativ hochwertigen Hochleistungsfilters mit abstimmbarer Bandbreite ist ein Filter des Kammlinientyps (nicht gezeigt) mit einer Eingangskopplung, gefolgt von mehreren Resonatoren, die durch Kopplungen zwischen den Resonatoren in Reihe geschaltet sind, und einer Ausgangskopplung, wobei die Resonanzfrequenz jedes Resonators und die Stärke jeder Kopplung anpassbar sind. Ein derartiger Filter resultiert jedoch üblicherweise in einem schlechten Verhältnis zwischen der maximal erreichbaren Bandbreite und der minimal erreichbaren Bandbreite, weil die Abstimmungsbereiche der Kopplungen üblicherweise begrenzt sind.One possible solution to the problem of a high-quality, high-performance tunable bandwidth filter is a comb-line type filter (not shown) with input coupling followed by a plurality of resonators connected in series by couplings between the resonators and an output coupling with the resonant frequency of each Resonator and the strength of each coupling are customizable. However, such a filter usually results in a poor ratio between the maximum achievable bandwidth and the minimum achievable bandwidth, because the tuning ranges of the couplings are usually limited.
1 stellt einen Dualband-Kammlinienfilter zwölfter Ordnung mit abstimmbarer Bandbreite 100 basierend auf einer Chebyshev-Konfiguration dar, die vorgeschlagen wurde, um dieses Problem zu überwinden (siehe z. B. Alaa I. Abunjaileh et al., Combline Filter with Tunable Bandwidth and Centre Frequency, International Microwave Symposium (IMS) 2010 , dessen Lehren hierin durch Verweis eingeschlossen sind). Der Filter 100 weist eine Eingangskopplung 101 verbunden mit mehreren Resonatoren 102, 104, 106, 108, 110 und 112 auf, die durch die Kopplungen 103, 105, 107, 109 und 111 in Reihe geschaltet sind. Der Resonator 112 ist mit der Ausgangskopplung 113 verbunden. Jeder der Resonatoren 102, 104, 106, 108, 110 und 112 ist durch eine entsprechende der Kopplungen 114–119 mit einem entsprechenden der Abzweigresonatoren 120–125 verbunden. Im Filter 100 sind die Resonanzfrequenzen der Resonatoren 102, 104, 106, 108, 110, 112 und 120–125 abstimmbar, während die Kopplungen fest sind. Der Filter 100 weist zwei separate Durchlassbereiche auf, wodurch er zu einem Dualbandfilter wird, und jeder Durchlassbereich weist eine Form sechster Ordnung auf. Von den beiden Durchlassbereichen ist üblicherweise nur der untere Durchlassbereich von Interesse, während der obere Durchlassbereich in seiner Breite und Position irrelevant ist, solange er den unteren nicht zu sehr stört. 1 provides a twelfth-order dual-band comb filter with tunable bandwidth 100 based on a Chebyshev configuration proposed to overcome this problem (see e.g. Alaa I. Abunjaileh et al., Combline Filter with Tunable Bandwidth and Center Frequency, International Microwave Symposium (IMS) 2010 the teachings of which are incorporated herein by reference). The filter 100 has an input coupling 101 connected to several resonators 102 . 104 . 106 . 108 . 110 and 112 on, through the couplings 103 . 105 . 107 . 109 and 111 are connected in series. The resonator 112 is with the output coupling 113 connected. Each of the resonators 102 . 104 . 106 . 108 . 110 and 112 is through a corresponding one of the couplings 114 - 119 with a corresponding one of the branch resonators 120 - 125 connected. In the filter 100 are the resonant frequencies of the resonators 102 . 104 . 106 . 108 . 110 . 112 and 120 - 125 tunable while the couplings are fixed. The filter 100 has two separate passbands, thereby becoming a dual band filter, and each passband has a sixth order form. Of the two passbands, usually only the lower passband is of interest, while the upper passband is irrelevant in its width and position as long as it does not disturb the lower one too much.
Jeder der Resonatoren 102, 104, 106, 108, 110, 112 und 120–125 ist als ein koaxialer Resonator implementiert, mit einer Abstimmschraube, die sich über dem offenen Ende des Resonators befindet. Die Kapazitanz jedes Resonators, und dadurch die Resonanzfrequenz des Resonators, können durch Einstellung der Abstimmschraube angepasst werden. Durch ordnungsgemäße Steuerung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren kann die Bandbreite des Filters sowohl in der Position als auch in der Breite verändert werden.Each of the resonators 102 . 104 . 106 . 108 . 110 . 112 and 120 - 125 is implemented as a coaxial resonator with a tuning screw over the open end of the resonator. The capacitance of each resonator, and thereby the resonant frequency of the resonator, can be adjusted by adjusting the tuning screw. By properly controlling the resonance frequencies of the resonators, the bandwidth of the filter can be varied both in position and in width.
2–4 veranschaulichen simulierte Wirkungen des Anpassens der Resonanzfrequenzen von Resonatoren in Filter 100, um die Bandbreite des Filters zu ändern. 2 ist eine graphische Darstellung, welche die logarithmische Verstärkung (Verlust) (d. h. die logarithmische Darstellung des 2-Port-Streuungsparameters S21) von Filter 100 gegenüber der Frequenz zeigt. Die fünf Frequenzgangkurven 201–205 sind für fünf unterschiedliche Anpassungen der Resonatoren des Filters gezeigt, die fünf unterschiedlichen Bandbreiten entsprechen, geordnet nach abnehmender Bandbreite, die jedoch die gleiche Mittenfrequenz aufweisen. 2 - 4 illustrate simulated effects of matching resonant frequencies of resonators in filters 100 to change the bandwidth of the filter. 2 Fig. 12 is a graph showing the logarithmic gain (loss) (ie, the logarithmic representation of the 2-port scatter parameter S21) of Filter 100 opposite to the frequency shows. The five frequency response curves 201 - 205 are shown for five different adjustments of the resonators of the filter, corresponding to five different bandwidths arranged according to decreasing bandwidth but having the same center frequency.
Bestimmte Eigenschaften des Filters 100 sind aus 2 ersichtlich. Zum Beispiel ist die absolute Selektivität des Filters 100 der Anstieg der Frequenzgangkurve an oder nahe den Übergängen vom Durchlassbereich zum oberen und/oder unteren Sperrbereich, ohne Berücksichtigung der Bandbreite des Filters, in Dezibel pro Megahertz (dB/MHz). Die absolute Selektivität von Filtern in einem Empfänger ist relevant für die Bestimmung der Breite des Sicherheitsbandes zwischen benachbarten Durchlassbereichen in dem Empfänger. Aus 2 ist ersichtlich, dass die absolute Selektivität des Filters 100 abnimmt, wenn die Bandbreite des Filters erhöht wird.Certain properties of the filter 100 are made 2 seen. For example, the absolute selectivity of the filter 100 the increase in the frequency response curve at or near the transitions from the passband to the upper and / or lower stopband, without regard to the bandwidth of the filter, in decibels per megahertz (dB / MHz). The absolute selectivity of filters in a receiver is relevant to determining the width of the guard band between adjacent passbands in the receiver. Out 2 it can be seen that the absolute selectivity of the filter 100 decreases as the bandwidth of the filter is increased.
Eine weitere Eigenschaft, die aus 2 ersichtlich ist, ist die relative Selektivität des Filters 100. Relative Selektivität ist definiert als das Produkt der Bandbreite des Filters mal der absoluten Selektivität. Die relative Selektivität identifiziert, wie selektiv ein Filter, relativ zu seiner Bandbreite, ist. Zum Beispiel hätte ein Filter mit einer Bandbreite von 1 MHz und einer absoluten Selektivität von 10 dB/MHz eine relative Selektivität von 10 dB, während ein Filter mit einer Bandbreite von 10 MHz und der gleichen Selektivität eine relative Selektivität von 100 dB hätte. Aus 2 ist ersichtlich, dass die relative Selektivität des Filters 100 im Allgemeinen erhalten bleibt, wenn sich die Bandbreite erhöht.Another property that out 2 is apparent, is the relative selectivity of the filter 100 , Relative selectivity is defined as the product of the bandwidth of the filter times the absolute selectivity. The relative selectivity identifies how selective a filter is relative to its bandwidth. For example, a filter with a bandwidth of 1 MHz and an absolute selectivity of 10 dB / MHz would have a relative selectivity of 10 dB, while a filter with a bandwidth of 10 MHz and the same selectivity would have a relative selectivity of 100 dB. Out 2 it can be seen that the relative selectivity of the filter 100 is generally preserved as the bandwidth increases.
3 ist eine graphische Darstellung der absoluten Einfügungsdämpfung des Filters 100 (im logarithmischen Maßstab) gegenüber der Frequenz. Die absolute Einfügungsdämpfung eines Filters ist der Verlust an Signalstärke, der aus der Einfügung des Filters in einen Übertragungspfad resultiert, ungeachtet der Bandbreite des Filters. 3 zeigt die fünf Einfügungsdämpfungskurven 301–305, die entsprechend den Frequenzgangkurven 201–205 aus 2 entsprechen. Aus 3 ist ersichtlich, dass sich, wenn die Bandbreite des Filters 100 verringert wird, die absolute Einfügungsdämpfung erhöht. Tatsächlich ist die absolute Einfügungsdämpfung umgekehrt proportional zur Bandbreite und verdoppelt sich nahezu im Wert, wenn die Bandbreite um die Hälfte reduziert wird. Zum Beispiel beträgt die absolute Einfügungsdämpfung bei der Mittenfrequenz (1940 MHz) etwa –0,3 dB für die Dämpfungskurve 303 (entsprechend der Frequenzgangkurve 203) und etwa –0,6 dB für die Dämpfungskurve 305 (entsprechend der Frequenzgangkurve 205). 3 Figure 4 is a graph of the absolute insertion loss of the filter 100 (on a logarithmic scale) versus frequency. The absolute insertion loss of a filter is the loss of signal strength resulting from the insertion of the filter into a transmission path regardless of the bandwidth of the filter. 3 shows the five insertion loss curves 301 - 305 , which correspond to the frequency response curves 201 - 205 out 2 correspond. Out 3 can be seen that if the bandwidth of the filter 100 is decreased, the absolute insertion loss increases. In fact, the absolute insertion loss is inversely proportional to the bandwidth and almost doubles in value when the bandwidth is reduced by half. For example, the absolute insertion loss at the center frequency (1940 MHz) is about -0.3 dB for the attenuation curve 303 (according to the frequency response curve 203 ) and about -0.6 dB for the attenuation curve 305 (according to the frequency response curve 205 ).
Die relative Einfügungsdämpfung des Filters 100 kann auch aus 2 und 3 abgeleitet werden. Die relative Einfügungsdämpfung eines Filters ist das Produkt der Bandbreite des Filters mal der absoluten Einfügungsdämpfung. Die relative Einfügungsdämpfung identifiziert, wie verlustreich ein Filter, relativ zu seiner Bandbreite, ist. Aus 2 und 3 ist ersichtlich, dass, wenn die Bandbreite des Filters 100 verringert wird, die relative Einfügungsdämpfung im Allgemeinen erhalten bleibt.The relative insertion loss of the filter 100 can also out 2 and 3 be derived. The relative insertion loss of a filter is the product of the bandwidth of the filter times the absolute insertion loss. Relative insertion loss identifies how much lossy a filter is relative to its bandwidth. Out 2 and 3 it can be seen that when the bandwidth of the filter 100 is reduced, the relative insertion loss is generally maintained.
Obwohl die absolute Eingangs- und Ausgangsrückflussdämpfung des Filters 100 in 3 nicht gezeigt ist, wird angenommen, dass sie sich mit erhöhter Bandbreite verschlechtert, es sei denn, es wurde ein zusätzlicher resonanter Knoten sowohl am Eingang als auch am Ausgang des Filters hinzugefügt. (Die absolute Eingangs-(Ausgangs-)Rückflussdämpfung ist der Verlust an Signalstärke, der aus der Reflektion resultiert, die am Eingang (Ausgang) eines Filters in einem Übertragungspfad verursacht wird, ungeachtet der Bandbreite des Filters.) Alles zusammengenommen gelten die obigen Ergebnisse als signifikante Nachteile für dämpfungsarme Kombinationsanwendungen.Although the absolute input and output return loss of the filter 100 in 3 is not shown, it is believed to degrade with increased bandwidth unless an additional resonant node has been added at both the input and the output of the filter. (The absolute input (output) return loss is the loss of signal strength resulting from the reflection caused at the input (output) of a filter in a transmission path, regardless of the bandwidth of the filter.) All in all, the above results are considered significant disadvantages for low-loss combination applications.
4 ist ein Diagramm, das die Bewegung der Pole des Filters 100 in der komplexen Ebene zeigt, wenn die Größenordnung der Bandbreite verändert wird. Zum einfacheren Vergleichen der Pole des Filters 100 mit anderen anpassbaren Filtern, die unterschiedliche Bandbreiten aufweisen, wurde vor der graphischen Darstellung der Pole des Filters 100 seine Transferfunktion in einer Art und Weise normalisiert, die dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet gut bekannt ist, indem eine vorbestimmte Bandbreite (z. B. ein maximaler Bandbreitenwert des Filters 100, der für den Filter 100 der Kurve 301 in 3 entspricht) auf das Intervall von –1 Hz bis 1 Hz normalisiert wurde. Diese Normalisierung erfolgt unter Verwendung der Umkehrfunktion der gut bekannten Bandpasstransformation wobei f0 die Mittenfrequenz ist, B die vorbestimmte Bandbreite ist, fB die Bandpassfrequenzvariable ist und fL die Tiefpass-, oder normalisierte, Frequenzvariable ist. Der Bandpassfilter-Frequenzgang wird effektiv in einen Tiefpassfilter-Frequenzgang mit einer 1 HZ Grenzfrequenz umgewandelt. Unter der Annahme, dass die vorbestimmte Bandbreite derart ausgewählt ist, dass sie gleich eines maximalen Bandbreitenwertes des Filters ist, entspricht 1 Hz der normalisierten vorbestimmten maximalen Bandbreite, die der Filter liefern kann. Andere Bandbreitenwerte geringer als die vorbestimmte maximale Bandbreite werden in normalisierte Grenzfrequenzen entsprechend weniger als 1 Hz abgebildet, wie dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet gut bekannt ist. 4 is a diagram showing the movement of the poles of the filter 100 in the complex plane shows when the magnitude of the bandwidth is changed. For easier comparison of the poles of the filter 100 with other customizable filters having different bandwidths, before plotting the poles of the filter 100 normalizes its transfer function in a manner well known to those of ordinary skill in the art by providing a predetermined bandwidth (e.g., a maximum bandwidth value of the filter 100 that for the filter 100 the curve 301 in 3 corresponds to) has been normalized to the interval from -1 Hz to 1 Hz. This normalization is done using the inverse function of the well-known bandpass transformation where f0 is the center frequency, B is the predetermined bandwidth, fB is the bandpass frequency variable, and fL is the lowpass, or normalized, frequency variable. The bandpass filter response is effectively converted to a lowpass filter frequency response with a 1 HZ cutoff frequency. Assuming that the predetermined bandwidth is selected to be equal to a maximum bandwidth value of the filter, 1 Hz corresponds to the normalized predetermined maximum bandwidth that the filter can provide. Bandwidth values less than the predetermined maximum bandwidth are mapped into normalized cut-off frequencies corresponding to less than 1 Hz, as is well known to those of ordinary skill in the art.
In 4 steht die Verteilung der Pole entlang der vertikalen Achse in direktem Zusammenhang mit der Breite des Durchlassbereiches. Die Distanz der Pole zur vertikalen Achse steht in Zusammenhang mit der Art und Weise, in der Selektivität und Verluste mit der Bandbreite variieren. Aus 4 ist ersichtlich, dass die sechs Pole des unteren Durchlassbereiches des Filters 100, für eine gegebene Bandbreite, ein semielliptisches Muster bilden und dass die Pole dazu neigen, sich näher sowohl an die reale als auch an die imaginäre Achse heran zu bewegen (d. h. in Richtung des Ursprungspunktes 0,0), wenn die Bandbreite verringert wird. Zum Beispiel stellen die Kreise 401–405 in 4 entsprechende Pole für die fünf unterschiedlichen Frequenzgangkurven 201–205 aus 2 dar, wenn die unterschiedlichen Filterfrequenzgänge in Bezug auf den vorbestimmten maximalen Bandbreitenwert normalisiert werden, wie oben erläutert. Die entsprechenden Pole neigen dazu, sich sowohl horizontal in Richtung der imaginären Achse als auch vertikal in Richtung der realen Achse zu bewegen, wenn die Bandbreite verringert wird.In 4 the distribution of the poles along the vertical axis is directly related to the width of the passband. The distance of the poles from the vertical axis is related to the manner in which selectivity and losses vary with bandwidth. Out 4 It can be seen that the six poles of the lower passband of the filter 100 , for a given bandwidth, form a semi-elliptical pattern and that the poles tend to move closer to both the real and imaginary axes (ie towards the origin point 0,0) as the bandwidth is reduced. For example, the circles represent 401 - 405 in 4 corresponding poles for the five different frequency response curves 201 - 205 out 2 when the different filter frequency responses are normalized with respect to the predetermined maximum bandwidth value, as explained above. The respective poles tend to move both horizontally in the direction of the imaginary axis and vertically in the direction of the real axis when the bandwidth is reduced.
Filter, die eine Architektur ähnlich der des Filters 100 aus 1 aufweisen, nutzen Resonatoren ineffizient. Wenn N die (gerade) Ordnung eines Filters ist (wobei N = 12 in 1), werden nur N/2 (= 6) Elemente effektiv beim Aufbau des nützlichen Durchlassbereiches verwendet. Bei Betrachtung als ein Singlebandfilter weist der Filter somit eine geringe Filtereffizienz auf, weil N Resonatoren verwendet werden, um einen Durchlassbereich N/2-ter Ordnung zu bilden.Filters that have an architecture similar to the filter 100 out 1 have resonators inefficient use. If N is the (even) order of a filter (where N = 12 in 1 ), only N / 2 (= 6) elements are effectively used in constructing the useful passband. Thus, when viewed as a single-band filter, the filter has a low filter efficiency because N resonators are used to form a N / 2-th order passband.
Außerdem sind die Nahbandsperren von Filtern ähnlich denen von Filter 100 durch die Anzahl der Nullübertragungen, die durch derartige Strukturen erzeugt werden können, begrenzt. Mit der gezeigten Topologie können nur N/2 Nullübertragungen eingeführt werden. Ferner sind die zulässigen Positionen für derartige Nullübertragungen auf einen begrenzten Bereich zwischen den beiden Durchlassbereichen eingeschränkt. Als solche weisen Filter ähnlich dem Filter 100 eine sehr begrenzte Nahbandsperrfähigkeit auf und sind nicht gut geeignet zur Verwendung in WiMAX- oder LTE-Systemen.In addition, the Nahbandsperren filters are similar to those of filters 100 limited by the number of null transfers that can be generated by such structures. With the topology shown, only N / 2 null transfers can be introduced. Furthermore, the allowable positions for such null transfers are limited to a limited range between the two passbands. As such, filters are similar to the filter 100 a very limited near-band blocking capability and are not well suited for use in WiMAX or LTE systems.
5 ist ein vereinfachtes Kopplungsdiagramm, das einen Kammlinienfilter vierter Ordnung 500 mit vier nichtresonanten Knoten gemäß einer Ausführungsform der Erfindung darstellt. Der Filter 500 weist eine Eingangskopplung 501, verbunden mit den vier nichtresonanten Knoten 502, 504, 506, 508, die durch die Kopplungen 503, 505 und 507 in Reihe geschaltet sind, auf. Ein nichtresonanter Knoten ist ein Knoten, der über einen Pfad mit der Masse verbunden ist, der mindestens ein Schaltkreiselement aufweist, wobei der Pfad keine Resonanzen in einer vorbestimmten Bandbreite von Interesse (z. B. das Frequenzband, das den Durchlassbereich und Sperrbereich des Filters aufweist) aufweist. Der nichtresonante Knoten 508 ist verbunden mit der Ausgangskopplung 509. Jeder der nichtresonanten Knoten 502, 504, 506 und 508 ist durch eine entsprechende der Abzweigkopplungen 510–513 mit einem entsprechenden der Abzweigresonatoren 514–517 verbunden. Im Filter 500 sind die Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514–517 abstimmbar, während die Kopplungen und die nichtresonanten Knoten fest sind. 5 Figure 4 is a simplified coupling diagram illustrating a fourth-order comb-line filter 500 with four non-resonant nodes according to an embodiment of the invention. The filter 500 has an input coupling 501 , connected to the four non-resonant nodes 502 . 504 . 506 . 508 passing through the couplings 503 . 505 and 507 are connected in series. A non-resonant node is a node connected to ground via a path having at least one circuit element, the path having no resonances in a predetermined bandwidth of interest (e.g., the frequency band having the passband and stopband of the filter ) having. The nonresonant node 508 is connected to the output coupling 509 , Each of the non-resonant nodes 502 . 504 . 506 and 508 is by a corresponding one of the branch couplings 510 - 513 with a corresponding one of the branch resonators 514 - 517 connected. In the filter 500 are the resonant frequencies of the resonators 514 - 517 tunable while the couplings and the non-resonant nodes are fixed.
Jeder der Resonatoren 514–517 kann als ein koaxialer Resonator (auch bekannt als Hohlraumresonator) oder als ein dielektrischer Resonator implementiert sein. Es sei darauf hingewiesen, dass der Filter 500 alles koaxiale Resonatoren oder alles dielektrische Resonatoren oder eine Mischung aus einem oder mehreren koaxialen Resonatoren und einem oder mehreren dielektrischen Resonatoren aufweisen kann. In einer Ausführungsform weist jeder der Resonatoren 514–517 eine Abstimmschraube auf, die sich über dem offenen Ende des Resonators befindet. Die Kapazitanz jedes Resonators, und dadurch die Resonanzfrequenz des Resonators, können somit durch Einstellung der Abstimmschraube angepasst werden. Durch die ordnungsgemäße Steuerung der Resonanzfrequenzen der unterschiedlichen Resonatoren kann die nützliche Bandbreite des Filters sowohl in der Position als auch in der Breite verändert werden.Each of the resonators 514 - 517 may be implemented as a coaxial resonator (also known as a cavity resonator) or as a dielectric resonator. It should be noted that the filter 500 may comprise all coaxial resonators or all dielectric resonators or a mixture of one or more coaxial resonators and one or more dielectric resonators. In one embodiment, each of the resonators 514 - 517 a tuning screw, which is located above the open end of the resonator. The capacitance of each resonator, and thereby the resonant frequency of the resonator, can thus be adjusted by adjusting the tuning screw. By properly controlling the resonant frequencies of the different resonators, the useful bandwidth of the filter can be varied both in position and in width.
Die Kopplungen 501, 503, 505, 507, 509 und 510–513 können über jedes bekannte Kopplungselement oder alle bekannten Kopplungsstrukturen implementiert werden, einschließlich, jedoch nicht darauf beschränkt, koaxialer oder Mikrostreifen-Übertragungsleitungen, Strukturen, die Nahfeldkopplung bereitstellen, und Strukturen, welche die Kopplung kapazitiver oder induktiver Sonden bereitstellen. In einer Ausführungsform sind die Kopplungen 503, 505 und 507 als Mikrostreifen-Übertragungsleitungen implementiert, mit einer Länge, die etwa gleich (jedoch nicht notwendigerweise gleich) der Wellenlänge der Mittenfrequenz fo des Filters 500 geteilt durch vier (d. h. l ≡ λ / 4 ) ist. Übertragungsleitungen anderer Längen können auch verwendet werden, in Abhängigkeit vom Design des Filters, einschließlich z. B. mechanischer Einschränkungen.The couplings 501 . 503 . 505 . 507 . 509 and 510 - 513 can be implemented over any known coupling element or all known coupling structures, including, but not limited to, coaxial or microstrip transmission lines, structures providing near field coupling, and structures providing coupling of capacitive or inductive probes. In one embodiment the couplings 503 . 505 and 507 implemented as microstrip transmission lines having a length approximately equal to (but not necessarily equal to) the wavelength of the center frequency fo of the filter 500 divided by four (ie l ≡ λ / 4 ). Transmission lines of other lengths may also be used, depending on the design of the filter, including e.g. B. mechanical limitations.
Die Resonatoren 514, 515, 516 und 517 führen mehrere Nullübertragungen in die Transferfunktion des Filters 500 ein und steigern dadurch seine Selektivität enorm. Dadurch können steile Sperrränder (auch bekannt als Übergänge vom Durchlassbereich zum Sperrbereich) erhalten werden.The resonators 514 . 515 . 516 and 517 carry several zero transfers in the transfer function of the filter 500 and thereby increase its selectivity enormously. As a result, steep locking edges (also known as transitions from the passband to the stopband) can be obtained.
6 ist ein detaillierteres Diagramm des in 5 dargestellten Filters. In 6 ist jeder nichtresonante Knoten 502, 504, 506 und 508 über einen unterschiedlichen Pfad mit der Masse verbunden, der ein oder mehrere reaktive, nichtresonante Elemente 601, 602, 603, 604 enthält. Ein nichtresonantes Element, wie hierin verwendet, ist ein Schaltkreiselement, das keine Resonanzen in einem vorbestimmten Frequenzband aufweist. In einer Ausführungsform werden nichtresonante Elemente als Stichleitungen verbunden mit jedem nichtresonanten Knoten implementiert. In der Mikrowellen- und Funkfrequenztechnologie ist eine Stichleitung eine Länge der Übertragungsleitung oder des Wellenleiters, die/der nur an einem Ende verbunden ist. Das freie Ende der Stichleitung ist entweder offen gelassen oder (besonders im Fall von Wellenleitern) kurzgeschlossen. Unter Vernachlässigung der Übertragungsleitungsverluste ist die Eingangsimpedanz der Stichleitung reinweg reaktiv; entweder kapazitiv oder induktiv, in Abhängigkeit von der elektrischen Länge der Stichleitung und davon, ob sie offen gelassen oder kurzgeschlossen ist. Stichleitungen können somit als frequenzabhängige Kondensatoren und frequenzabhängige Induktoren angesehen werden. 6 is a more detailed diagram of in 5 represented filter. In 6 is every non-resonant node 502 . 504 . 506 and 508 connected by a different path to the ground, containing one or more reactive, non-resonant elements 601 . 602 . 603 . 604 contains. A non-resonant element, as used herein, is a circuit element having no resonances in a predetermined frequency band. In one embodiment, non-resonant elements are implemented as stubs connected to each non-resonant node. In microwave and radio frequency technology, a stub is a length of the transmission line or waveguide that is only connected at one end. The free end of the stub is either left open or shorted (especially in the case of waveguides). Ignoring the transmission line losses, the input impedance of the stub is purely reactive; either capacitive or inductive, depending on the electrical length of the stub and whether it is left open or shorted. Stub lines can thus be regarded as frequency-dependent capacitors and frequency-dependent inductors.
In einer weiteren Ausführungsform sind die nichtresonanten Elemente 601, 602, 603, 604 über die Abzweigkopplungen 510–513 implementiert, welche die nichtresonanten Knoten und die Resonatoren 514–517 verbinden, indem die Abzweigkopplungen 510–513 derart ausgeführt werden, dass sie angemessene Kapazitanzen und/oder Induktanzen elektromagnetisch gekoppelt an die Masse (wie unten in Bezug auf 10 erörtert) aufweisen. In noch einer weiteren Ausführungsform werden die nichtresonanten Elemente sowohl über Stichleitungen als auch Abzweigkopplungen implementiert. Die ausgewählten Längen der Kopplungen 503, 505 und 507 können auch Einfluss auf die Designwerte der nichtresonanten Elemente 601–604 haben.In another embodiment, the non-resonant elements 601 . 602 . 603 . 604 via the branch couplings 510 - 513 implements the non-resonant nodes and the resonators 514 - 517 connect by the branch couplings 510 - 513 be made such that they have adequate capacitances and / or inductances electromagnetically coupled to the ground (as discussed below with respect to FIG 10 discussed). In yet another embodiment, the non-resonant elements are implemented via both stubs and drop couplings. The selected lengths of the couplings 503 . 505 and 507 can also influence the design values of non-resonant elements 601 - 604 to have.
7 stellt ein schematisches Schaltbild bereit, das einen äquivalenten Schaltkreis für eine mögliche Implementierung des Filters 500 aus 5 veranschaulicht. Bei dieser Implementierung sind die nichtresonanten Knoten 502 und 504 als Strukturen implementiert, welche die Kapazitanzen C01 und C02 mit der Masse aufweisen, während die nichtresonanten Knoten 506 und 508 als Strukturen implementiert sind, welche die Induktanzen L01 und L02 mit der Masse aufweisen. Die äquivalenten Schaltkreise für die abstimmbaren Resonatoren 514–517 sind als die Induktanzen L1–L4, entsprechend in Reihe geschaltet mit den anpassbaren Kapazitanzen C1–C4, dargestellt. Die Resonatoren 514–517 weisen jeweils eine Resonanz mit den Resonanzfrequenzen f1–f4 auf. Die Kopplungen 503, 505 und 507 sind als Übertragungsleitungen gezeigt. 7 provides a schematic diagram illustrating an equivalent circuit for a possible implementation of the filter 500 out 5 illustrated. In this implementation, the non-resonant nodes 502 and 504 are implemented as structures having the capacitances C01 and C02 with the ground, while the non-resonant nodes 506 and 508 are implemented as structures having the inductances L01 and L02 with the ground. The equivalent circuits for the tunable resonators 514 - 517 are shown as the inductances L1-L4, respectively connected in series with the adjustable capacitances C1-C4. The resonators 514 - 517 each have a resonance with the resonance frequencies f1-f4. The couplings 503 . 505 and 507 are shown as transmission lines.
8 ist eine graphische Darstellung, welche die Frequenzgangkurve des Filters 500 aus 5 veranschaulicht, unter der Annahme, dass die Resonatoren 514–517 entsprechend auf die Resonanzfrequenzen f1–f4 abgestimmt sind. Die Resonatoren 514 und 515 stellen Nullübertragungen des unteren Sperrbereichs mit den Resonanzfrequenzen f1 und f2 bereit, wodurch ein unterer Sperrbereich 801 erzeugt wird, während die Resonatoren 516 und 517 Nullübertragungen des oberen Sperrbereichs mit den Resonanzfrequenzen f3 und f4 bereitstellen, wodurch der obere Sperrbereich 803 erzeugt wird. Ein Durchlassbereich 802 existiert grob zwischen den Frequenzen f2 und f3. 8th is a graph showing the frequency response curve of the filter 500 out 5 illustrates, assuming that the resonators 514 - 517 are tuned to the resonance frequencies f1-f4 accordingly. The resonators 514 and 515 provide null transmissions of the lower stopband with the resonant frequencies f1 and f2, thereby providing a lower stopband 801 is generated while the resonators 516 and 517 Provide zero transmissions of the upper stopband with the resonance frequencies f3 and f4, whereby the upper stopband 803 is produced. A passband 802 exists roughly between the frequencies f2 and f3.
In einer Ausführungsform ist der Durchlassbereich 802 sowohl in der Mittenfrequenz fo als auch in der Breite des Durchlassbereiches (d. h. in der Bandbreite) durch Anpassung der Kapazitanzen (und dadurch der Resonanzfrequenzen) der Resonatoren 514–517 anpassbar. Zum Beispiel kann die Bandbreite des Durchlassbereiches erhöht werden, ohne die Mittenfrequenz zu verändern, indem die Resonatoren 514 und 515 derart angepasst werden, dass sie niedrigere Resonanzfrequenzen aufweisen, und indem die Resonatoren 516 und 517 derart angepasst werden, dass sie entsprechend höhere Resonanzfrequenzen aufweisen. Durch eine gleichmäßige Erhöhung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514 und 515 und Verringerung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren 516 und 517, während die gleichen relativen Distanzen (i) zwischen den Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514 und 515 und (ii) zwischen den Resonanzfrequenzen der Resonatoren 516 und 517 aufrechterhalten werden, kann die Bandbreite des Filters erhöht werden, ohne die absolute Selektivität des Filters wesentlich zu verändern. Umgekehrt kann durch gleichmäßige Verringerung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514 und 515 und Erhöhung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren 516 und 517, während die gleichen relativen Distanzen (i) zwischen den Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514 und 515 und (ii) zwischen den Resonanzfrequenzen der Resonatoren 516 und 517 aufrechterhalten werden, die Bandbreite des Filters verringert werden, ohne die absolute Selektivität des Filters wesentlich zu verändern. Alternativ dazu kann die Mittenfrequenz des Filters 500 angepasst werden, ohne die Bandbreite zu verändern, indem die Resonatoren 514–517 auf höhere Frequenzen oder auf niedrigere Frequenzen angepasst werden, während die gleichen relativen Distanzen zwischen ihren Resonanzfrequenzen aufrechterhalten werden.In one embodiment, the passband is 802 both in the center frequency fo and in the width of the passband (ie in the bandwidth) by adjusting the capacitances (and thereby the resonant frequencies) of the resonators 514 - 517 customizable. For example, the bandwidth of the passband can be increased without changing the center frequency by using the resonators 514 and 515 be adjusted so that they have lower resonance frequencies, and by the resonators 516 and 517 be adapted so that they have correspondingly higher resonance frequencies. By a uniform increase in the resonance frequencies of the resonators 514 and 515 and reducing the resonant frequencies of the resonators 516 and 517 while the same relative distances (i) between the resonant frequencies of the resonators 514 and 515 and (ii) between the resonant frequencies of the resonators 516 and 517 can be maintained, the bandwidth of the filter can be increased without significantly changing the absolute selectivity of the filter. Conversely, by uniform reduction of the resonant frequencies of the resonators 514 and 515 and increasing the resonant frequencies of the resonators 516 and 517 while the same relative distances (i) between the resonant frequencies of the resonators 514 and 515 and (ii) between the resonant frequencies of the resonators 516 and 517 be maintained, the bandwidth of the filter can be reduced without significantly changing the absolute selectivity of the filter. Alternatively, the center frequency of the filter 500 be adjusted without changing the bandwidth by the resonators 514 - 517 be adjusted to higher frequencies or to lower frequencies while maintaining the same relative distances between their resonant frequencies.
Es sollte verstanden werden, dass die nichtresonanten Knoten 502, 504, 506, 508 und die Resonatoren 514–517 sowie die nichtresonanten Elemente 601, 602, 603, 604 angebracht an diese Knoten in jeder Reihenfolge angeordnet werden können und nicht auf eine Positionierung in der Reihenfolge der Resonanzfrequenz der Resonatoren, wie in 7 und 8 dargestellt, eingeschränkt sind.It should be understood that the non-resonant nodes 502 . 504 . 506 . 508 and the resonators 514 - 517 as well as the non-resonant elements 601 . 602 . 603 . 604 attached to these nodes can be arranged in any order and not to a positioning in the order of the resonant frequency of the resonators, as in 7 and 8th are shown limited.
Die Werte der in 7 gezeigten Kapazitanzen und Induktanzen sind vorzugsweise ausgewählt, um einen agilen Filter zu erzeugen, dessen Bandbreite verringert werden kann, ohne die Selektivität und/oder Einfügungsdämpfung des Filters über einen vorbestimmten Bandbreitenbereich wesentlich zu erhöhen. Zum Auswählen von Kapazitanz- und Induktanzwerten (oder Strukturgeometrien verteilter Elemente), die in der in 8 gezeigten Frequenzgangkurve resultieren, bestimmt ein Filterdesigner zu Beginn Streuungsparameter-Polynome für zwei separate einseitige Prototypenfilter: ein Prototyp-Tiefpasssperrfilter A und ein Prototyp-Hochpasssperrfilter B. 9A und 9B veranschaulichen die Frequenzgang(S21)- und die absolute Rückflussdämpfungs(S11)-Kurve für den Prototyp-Tiefpasssperr- und -Hochpasssperrfilter. Basierend auf den gewünschten Bandpassfilter-Frequenzgangeigenschaften identifiziert der Filterdesigner die Nullübertragungsfrequenzen des oberen Sperrbereichs zt1, zt2 und die Nullreflektionsfrequenzen des Durchlassbereiches zr1, zr2 für den Prototyp-Tiefpasssperrfilter A und die Nullübertragungsfrequenzen des unteren Sperrbereichs zt1, zt2 und die Nullreflektionsfrequenzen des Durchlassbereiches zr1, zr2 für den Prototyp-Hochpasssperrfilter B.The values of in 7 The capacitances and inductances shown are preferably selected to produce an agile filter whose bandwidth can be reduced without substantially increasing the filter's selectivity and / or insertion loss over a predetermined bandwidth range. For selecting capacitance and inductance values (or distributed element structure geometries) used in the in 8th Initially, a filter designer initially determines scatter parameter polynomials for two separate unilateral prototype filters: a prototype low-pass cut filter A and a prototype high-pass cut filter B. 9A and 9B illustrate the frequency response (S21) and absolute return loss (S11) curves for the prototype low-pass blocking and high-pass blocking filters. Based on the desired bandpass filter frequency response characteristics, the filter designer identifies the null transmission frequencies of the upper stopband zt1, zt2 and the zero reflection frequencies of the passband zr1, zr2 for the prototype lowpass cutoff filter A and the zero transmit frequencies of the lower stopband zt1, zt2 and the zero reflection frequencies of the passband zr1, zr2 for the prototype high pass blocking filter B.
Als nächstes charakterisiert der Filterdesigner mathematisch die Tiefpasssperr- und Hochpasssperr-Filterfrequenzgänge mit Hilfe rationaler (konzentriertes Element) verlustloser Modelle für die Streuungsparameter S21, S11 und S22 der Prototypenfilter in der normalisierten Komplexfrequenzdomäne (s = jω + Ω). Dadurch konstruiert der Designer die Bestandteilpolynome PA(s), EA(s), FA(s) der Streuungsparameter für den Prototypen-Tiefpasssperrfilter, wobei: die Wurzeln von PA(s) die in 9A gezeigten Nullübertragungsfrequenzen des oberen Sperrbereiches zt1, zt2 für den Tiefpasssperrfilter A sind; die Wurzeln von FA(s) die Nullreflektionsfrequenzen des Durchlassbereiches zr1, zr2 für den Tiefpasssperrfilter A sind; und die Wurzeln von EA(s) die Pole des Tiefpasssperrfilters A sind. Der Designer konstruiert ähnlich die Bestandteilpolynome PB(s), EB(s), FB(s) für die Streuungsparameter des Hochpasssperrfilters B, wobei: die Wurzeln von PB(s) die in 9B gezeigten Nullübertragungsfrequenzen des unteren Sperrbereiches zt1, zt2 für den Hochpasssperrfilter B sind; die Wurzeln von FB(s) die Nullreflektionsfrequenzen des Durchlassbereiches zr1, zr2 für den Hochpasssperrfilter B sind; und die Wurzeln von EB(s) die Pole des Hochpasssperrfilters B sind.Next, the filter designer mathematically characterizes the low-pass blocking and high-pass blocking filter responses using rational (lumped) lossless models for the scattering parameters S 21 , S 11, and S 22 of the prototype filters in the normalized complex frequency domain (s = jω + Ω). Thus, the designer constructs the constituent polynomials PA (s), EA (s), FA (s), the scatter parameter for the prototype low-pass filter, where: the roots of P A (s) in 9A shown zero transfer frequencies of the upper stop band zt 1 , zt 2 for the low-pass filter A are; the roots of F A (s) are the zero reflection frequencies of the passband zr 1 , zr 2 for the low-pass cut filter A; and the roots of E A (s) are the poles of the low-pass cut filter A. The designer similarly constructs the constituent polynomials P B (s), E B (s), F B (s) for the scattering parameters of the high pass blocking filter B, where: the roots of P B (s) the in 9B shown zero transmission frequencies of the lower stop band zt 1 , zt 2 for the high-pass blocking filter B; the roots of F B (s) are the zero reflection frequencies of the passband zr 1 , zr 2 for the high pass blocking filter B; and the roots of E B (s) are the poles of the high pass blocking filter B.
Als nächstes kombiniert der Designer mathematisch die Bestandteilpolynome für den Tiefpasssperrfilter A und den Hochpasssperrfilter B zum Erhalt der Bandpass-Polynomgleichungen F, P und E in folgender Form: F = FAEB – F * / BE * / A (3) P = PAPB (4) E = EAEB – F * / AFB, (5) wobei * der komplexe Para-Konjugat-Operator ist, wie in Richard J. Cameron et al., Microwave Filters for Communication Systems, S. 208 , dessen Lehren vollständig durch Verweis hierin eingefügt sind, beschrieben. Proportionalitätskonstanten können auch in die Gleichungen (3)–(5) eingeschlossen sein, in Übereinstimmung mit Techniken, die dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet bekannt sind, falls ein normiertes E(s) Polynom gewünscht ist. (Ein normiertes Polynom ist ein Polynom mit einem einleitenden Koeffizienten von 1.) Der Designer kann dann wie folgt kombinierte Streuungsparameter bestimmen: Next, the designer mathematically combines the constituent polynomials for the low pass cutoff filter A and the high pass cutoff filter B to obtain the bandpass polynomial equations F, P, and E in the following form: F = F A E B - F * / BE * / A (3) P = P A P B (4) E = E A E B - F * / AF B , (5) where * is the complex para-conjugate operator, as in Richard J. Cameron et al., Microwave Filters for Communication Systems, p. 208 whose teachings are fully incorporated by reference herein. Proportionality constants may also be included in equations (3) - (5), in accordance with techniques known to those of ordinary skill in the art, if a normalized E (s) polynomial is desired. (A normalized polynomial is a polynomial with an introductory coefficient of 1.) The designer can then determine combined scattering parameters as follows:
Die Polynome F, P und E gegeben, kann der Designer dann eine physische Geometrie für eine Implementierung des Bandpassfilters 500, der die in 5 dargestellte Kammlinienfilterarchitektur mit nichtresonanten Knoten (NRN) aufweist, basierend auf den Polynomen F, P und E synthetisieren und bestimmen.Given the polynomials F, P and E, the designer may then provide a physical geometry for an implementation of the bandpass filter 500 who the in 5 has non-resonant node (NRN) comb-line filter architecture, synthesizing and determining F, P, and E based on the polynomials.
10 veranschaulicht eine beispielhafte Ausführungsform einer physischen Implementierung des Filters 500 aus 5. In einer Ausführungsform ist der Filter 1000 eine Baugruppe, die eine Hauptübertragungsleitung gebildet durch die Kopplungsabschnitte 501, 503, 505, 507 und 509, positioniert zwischen den geerdeten Strukturen 1013, 1014, aufweist. Die Resonatoren 514–517 sind durch Hohlraumstrukturen gebildet, welche die Flächen 1009, 1010, 1011, 1012 innerhalb der Struktur 1014 aufweisen. Die Resonatoren 514–517 sind über elektromagnetische Kopplung an die Abzweigkopplungsleitungen 1001–1004 mit der Hauptübertragungsleitung verbunden. 10 FIG. 12 illustrates an example embodiment of a physical implementation of the filter. FIG 500 out 5 , In one embodiment, the filter is 1000 an assembly comprising a main transmission line formed by the coupling portions 501 . 503 . 505 . 507 and 509 , positioned between the grounded structures 1013 . 1014 , having. The resonators 514 - 517 are formed by cavity structures which define the surfaces 1009 . 1010 . 1011 . 1012 within the structure 1014 exhibit. The resonators 514 - 517 are via electromagnetic coupling to the branch coupling lines 1001 - 1004 connected to the main transmission line.
In der in 10 gezeigten Ausführungsform stellen die Abzweigkopplungsleitungen 1001–1004 sowohl (i) die Abzweigkopplungen 510–513 aus 5 zwischen den Resonatoren 514–517 und der Hauptübertragungsleitung als auch (ii) die nichtresonanten Knoten-Kapazitanzen C01, C02 und die Induktanzen L01, L02 aus 7 bereit. Insbesondere weist jede der Abzweigkopplungsleitungen 1001, 1002 ein offenes Ende innerhalb des Hohlraumes gebildet durch eine entsprechende der geerdeten Flächen 1009, 1010 auf. Die Abzweigkopplungsleitungen 1001, 1002 agieren daher als die Kapazitanzen C01, C02 verbunden mit der Masse, zusätzlich zur Bereitstellung der Kopplung an die Resonatoren 514, 515. Jede der Abzweigkopplungsleitungen 1003, 1004 weist andererseits ein Ende auf, das mit einer entsprechenden der geerdeten Flächen 1009, 1010 kurzgeschlossen ist, und zwar durch mechanische Kopplung der Abzweigkopplungsleitung an die Hohlraumfläche über eine Schraube, Lötverbindung usw. Die Abzweigkopplungsleitungen 1003, 1004 agieren daher als die Induktanzen L01, L02 verbunden mit der Masse, zusätzlich zur Bereitstellung der Kopplung an die Resonatoren 516, 517.In the in 10 the embodiment shown make the branch coupling lines 1001 - 1004 both (i) the branch couplings 510 - 513 out 5 between the resonators 514 - 517 and the main transmission line as well as (ii) the non-resonant node capacitances C01, C02 and the inductances L01, L02 7 ready. In particular, each of the branch coupling lines 1001 . 1002 an open end within the cavity formed by a corresponding one of the grounded surfaces 1009 . 1010 on. The branch coupling lines 1001 . 1002 thus act as the capacitances C01, C02 connected to the ground, in addition to providing the coupling to the resonators 514 . 515 , Each of the branch coupling lines 1003 . 1004 on the other hand, has an end connected to a corresponding one of the grounded surfaces 1009 . 1010 is shorted, by mechanically coupling the branch coupling line to the cavity surface via a screw, solder joint, etc. The branch coupling lines 1003 . 1004 thus act as the inductances L01, L02 connected to the ground, in addition to providing the coupling to the resonators 516 . 517 ,
Die Resonatoren 514–517 weisen auch die Abstimmschrauben 1005–1008 zum Anpassen der Kapazitanzen (und dadurch der Resonanzfrequenzen) der Resonatoren auf. Durch das Anpassen der Resonanzfrequenzen der Resonatoren 514–517 können die Position der Mittenfrequenz und/oder die Breite des Durchlassbereiches des Filters 500 angepasst werden.The resonators 514 - 517 also have the tuning screws 1005 - 1008 for adjusting the capacitances (and thereby the resonance frequencies) of the resonators. By adjusting the resonance frequencies of the resonators 514 - 517 may be the position of the center frequency and / or the width of the passband of the filter 500 be adjusted.
11–13 veranschaulichen simulierte Wirkungen des Anpassens der Resonanzfrequenzen der Resonatoren in einem Filter achter Ordnung (nicht gezeigt) mit einer Topologie ähnlich der des Filters 500 aus 5 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, um die Bandbreite des Filters achter Ordnung zu verändern. 11 zeigt die Frequenzgangkurven 1101–1105 für fünf unterschiedliche Anpassungen der Resonatoren des Filters entsprechend fünf unterschiedlichen Bandbreiten, welche die gleiche Mittenfrequenz aufweisen, zum Verringern der Bandbreite, wobei die Bandbreite durch gleichmäßige Erhöhung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren, welche Resonanzfrequenzen aufweisen, die höher als die Mittenfrequenz des Filters achter Ordnung sind, und Verringerung der Resonanzfrequenzen der Resonatoren, welche Resonanzfrequenzen aufweisen, die niedriger als die Mittenfrequenz sind, angepasst wird. 12 veranschaulicht die Einfügungsdämpfungskurven 1201–1205, die entsprechend den Frequenzgangkurven 1101–1105 aus 11 entsprechen. 11 - 13 illustrate simulated effects of matching the resonant frequencies of the resonators in an eighth-order filter (not shown) with a topology similar to that of the filter 500 out 5 according to an embodiment of the present invention, to change the bandwidth of the eighth order filter. 11 shows the frequency response curves 1101 - 1105 for five different adjustments of the resonators of the filter corresponding to five different bandwidths having the same center frequency for decreasing the bandwidth, the bandwidth being by uniformly increasing the resonant frequencies of the resonators having resonant frequencies higher than the center frequency of the eighth-order filter, and reducing the resonant frequencies of the resonators having resonant frequencies lower than the center frequency. 12 illustrates the insertion loss curves 1201 - 1205 , which correspond to the frequency response curves 1101 - 1105 out 11 correspond.
Aus 11 und 12 ist ersichtlich, dass sich, wenn die Bandbreite des Filters achter Ordnung verringert wird, die relative Selektivität und die relative Einfügungsdämpfung verringern, während die absolute Selektivität und die absolute Einfügungsdämpfung im Wesentlichen konstant bleiben. Zum Beispiel variiert die absolute Einfügungsdämpfung um weniger als etwa 0,5 dB bei Bandbreiten von etwa 4 MHz bis etwa 20 MHz, und um weniger als etwa 0,1 dB bei Bandbreiten von etwa 8 MHz bis etwa 20 MHz, bei einer Mittenfrequenz von etwa 1940 MHz.Out 11 and 12 It can be seen that as the bandwidth of the eighth-order filter is reduced, relative selectivity and insertion loss are reduced, while absolute selectivity and absolute insertion loss remain substantially constant. For example, the absolute insertion loss varies by less than about 0.5 dB at bandwidths from about 4 MHz to about 20 MHz, and less than about 0.1 dB at bandwidths from about 8 MHz to about 20 MHz, with a center frequency of about 1940 MHz.
Darüber hinaus bleibt, wenn die Bandbreite des Filters achter Ordnung verringert wird, die absolute Eingangs- und Ausgangsrückflussdämpfung im Wesentlichen konstant (innerhalb eines Variationsbereiches von wenigen Dezibel), und die relative Eingangs- und Ausgangsrückflussdämpfung verringert sich. Die relative Eingangs-(Ausgangs-)Rückflussdämpfung ist als die Bandbreite des Filters mal der absoluten Eingangs-(Ausgangs-)Rückflussdämpfung definiert. Moreover, if the bandwidth of the eighth-order filter is reduced, the absolute input and output return loss will remain substantially constant (within a range of a few decibels), and the relative input and output return loss will decrease. The relative input (output) return loss is defined as the bandwidth of the filter times the absolute input (output) return loss.
Basierend auf den obigen Ergebnissen ist der Filter achter Ordnung aus 11–12 geeignet für verlustarme Kombinationsanwendungen, wie der Filter vierter Ordnung 500 aus 5.Based on the above results, the eighth order filter is off 11 - 12 suitable for low-loss combination applications, such as the fourth-order filter 500 out 5 ,
13 ist ein Diagramm, das die simulierte Bewegung der Pole des Filters achter Ordnung aus 11 und 12 in der normalisierten komplexen Ebene zeigt, wenn die Größenordnung der Bandbreite verändert wird. (Die Pole des Filters entsprechen den Wurzeln des E(s) Polynoms gegeben durch Gleichung (5) oben.) In 13 ist die Bandbreite des Filters achter Ordnung zu Vergleichszwecken auf das Intervall von –1 Hz bis 1 Hz normalisiert, in gleicher Weise oben in Bezug auf 4 diskutiert. Aus 13 ist ersichtlich, dass die Pole für eine gegebene Bandbreite (z. B. die Pole 1301–1308) kein semielliptisches Muster bilden. Somit entspricht der Filter für keinen der Bandbreitenwerte Chebyshev. 13 is a diagram showing the simulated movement of the poles of the eighth-order filter 11 and 12 in the normalized complex plane shows when the magnitude of the bandwidth is changed. (The poles of the filter correspond to the roots of the E (s) polynomial given by Equation (5) above.) In 13 For example, the bandwidth of the eighth-order filter is normalized for comparison purposes to the interval of -1 Hz to 1 Hz, in the same way above with respect to 4 discussed. Out 13 It can be seen that the poles are for a given bandwidth (eg the poles 1301 - 1308 ) do not form a semielliptical pattern. Thus, the filter for none of the bandwidth values corresponds to Chebyshev.
Ferner neigen die Pole, wenn die Bandbreite über einen vorbestimmten Bandbreitenbereich verringert wird, dazu, sich näher auf die reale Achse zuzubewegen, jedoch nicht wesentlich näher zur imaginären Achse. Mit anderen Worten, wenn die Bandbreite verringert wird, neigen die Pole, die eine positive imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1302–1304), dazu, sich in einer im Allgemeinen nach unten gerichteten Richtung auf die reale Achse zuzubewegen, während Pole, die eine negative imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1305, 1306 und 1308), dazu neigen, sich in einer im Allgemeinen nach oben gerichteten Richtung auf die reale Achse zuzubewegen. In einer Ausführungsform bewegen sich, wenn die Bandbreite in einem Bereich zwischen etwa 8 MHz und etwa 20 MHz angepasst wird, Pole, die eine positive imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1302–1304), in der real-imaginären Ebene nicht näher auf die imaginäre Achse zu als entlang einer Kurve mit einem Anstieg, der nicht größer als etwa –6 imaginäre/reale Einheiten und bevorzugter nicht größer als etwa –10 imaginäre/reale Einheiten ist, während sich Pole, die eine negative imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1305, 1306 und 1308), in der real-imaginären Ebene nicht näher auf die imaginäre Achse zubewegen als entlang einer Kurve mit einem Anstieg, der nicht geringer als etwa +6 imaginäre/reale Einheiten und bevorzugter nicht geringer als etwa +10 imaginäre/reale Einheiten ist. Somit variieren die imaginären Komponenten der Pole bei Veränderungen in der Bandbreite, jedoch neigen ihre realen Komponenten dazu, im Wesentlichen konstant zu bleiben (z. B. variieren sie um weniger als etwa 20%, bevorzugter weniger als etwa 15%, und noch bevorzugter weniger als etwa 10%, wenn die Bandbreite in einem Bereich zwischen etwa 8 MHz und etwa 20 MHz angepasst wird.)Further, as the bandwidth is reduced over a predetermined range of bandwidth, the poles tend to move closer to the real axis, but not much closer to the imaginary axis. In other words, when the bandwidth is reduced, the poles that have a positive imaginary component (eg, the poles represented by the circles) tend 1302 - 1304 ), to move toward the real axis in a generally downward direction, while poles having a negative imaginary component (eg, the poles represented by the circles 1305 . 1306 and 1308 ) tend to move toward the real axis in a generally upward direction. In one embodiment, when the bandwidth is adjusted in a range between about 8 MHz and about 20 MHz, poles that have a positive imaginary component (e.g., the poles represented by the circles) move 1302 - 1304 ), in the real-imaginary plane, not closer to the imaginary axis than along a curve with a slope that is not greater than about -6 imaginary / real units, and more preferably no larger than about -10 imaginary / real units, while Poles that have a negative imaginary component (eg the poles represented by the circles 1305 . 1306 and 1308 ) in the real-imaginary plane do not move closer to the imaginary axis than along a curve with a slope not less than about +6 imaginary / real units, and more preferably not less than about +10 imaginary / real units. Thus, the imaginary components of the poles vary with variations in bandwidth, but their real components tend to remain substantially constant (eg, they vary less than about 20%, more preferably less than about 15%, and even more preferably less than about 10% when the bandwidth is adjusted in a range between about 8 MHz and about 20 MHz.)
Zum Beispiel stellen die Kreise 1307 und 1309–1312 in 13 entsprechende Pole für die fünf unterschiedlichen Frequenzgangkurven 1101–1105 aus 11, normalisiert in der oben diskutierten Art und Weise, dar. Die entsprechenden Pole bewegen sich vertikal in Richtung der realen Achse, bewegen sich jedoch nicht wesentlich horizontal in Richtung der imaginären Achse, wenn die Bandbreite verringert wird. (Der Pol dargestellt durch den Kreis 1312 bewegt sich in Richtung des Kreises 1307 entlang einer Kurve mit einem Anstieg von etwa +4 imaginären/realen Einheiten zwischen den Kreisen 1311 und 1312, etwa +6 imaginären/realen Einheiten zwischen den Kreisen 1311 und 1310, und im Bereich zwischen etwa +8–10 imaginären/realen Einheiten oder mehr zwischen den Kreisen 1310, 1309 und 1307, wenn die Bandbreite in einem Bereich zwischen etwa 4 MHz und etwa 20 MHz angepasst wird.) Wie in 13 gezeigt, bewegen sich zwei der Pole (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1301 und 1308) tatsächlich weg von der imaginären Achse, wenn sich die Bandbreite verringert.For example, the circles represent 1307 and 1309 - 1312 in 13 corresponding poles for the five different frequency response curves 1101 - 1105 out 11 The corresponding poles move vertically in the direction of the real axis, but do not move substantially horizontally in the direction of the imaginary axis when the bandwidth is reduced. (The pole represented by the circle 1312 moves in the direction of the circle 1307 along a curve with an increase of about +4 imaginary / real units between the circles 1311 and 1312 , about +6 imaginary / real units between the circles 1311 and 1310 , and in the range between about + 8-10 imaginary / real units or more between the circles 1310 . 1309 and 1307 if the bandwidth is adjusted in a range between about 4 MHz and about 20 MHz.) As in 13 As shown, two of the poles (for example, the poles represented by the circles move 1301 and 1308 ) actually move away from the imaginary axis as the bandwidth decreases.
Es wird erkannt werden, dass die oben beschriebene Bewegung der Pole umgekehrt wird, wenn die Bandbreite erhöht anstatt verringert wird. Wenn die Bandbreite über einen vorbestimmten Bandbreitenbereich erhöht wird, neigen die Pole dazu, sich von der realen Achse weg zu bewegen, jedoch nicht wesentlich näher zur imaginären Achse hin. Mit anderen Worten, wenn die Bandbreite erhöht wird, neigen Pole, die eine positive imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1302–1304), dazu, sich in eine im Allgemeinen nach oben gerichtete Richtung weg von der realen Achse zu bewegen, während Pole, die eine negative imaginäre Komponente aufweisen (z. B. die Pole dargestellt durch die Kreise 1305, 1306 und 1308), dazu neigen, sich in eine im Allgemeinen nach unten gerichtete Richtung weg von der realen Achse zu bewegen.It will be appreciated that the above-described movement of the poles will be reversed if the bandwidth is increased rather than decreased. As the bandwidth is increased over a predetermined range of bandwidth, the poles tend to move away from the real axis, but not significantly closer to the imaginary axis. In other words, when the bandwidth is increased, poles that have a positive imaginary component (eg, the poles represented by the circles) tend 1302 - 1304 ), to move in a generally upward direction away from the real axis, while poles having a negative imaginary component (eg, the poles represented by the circles 1305 . 1306 and 1308 ) tend to move in a generally downward direction away from the real axis.
14 ist eine Tabelle, die mögliche Vorteile von Filtern, die eine Kammlinien-NRN-Struktur wie in 5 aufweisen, im Vergleich zur Dualbandfilter-Architektur dargestellt in 1 zusammenfasst. Ein Dualbandfilter N-ter Ordnung weist Folgendes auf: (i) eine relative Selektivität, welche auf die eines Filters N/2-ter Ordnung assimiliert werden kann, unabhängig von der Bandbreite, (ii) eine schlechte Nahbandsperre (d. h. nahe dem Durchlassbereich, Dämpfung außerhalb des Bandes) aufgrund einer Unfähigkeit, willkürlich Nullübertragungen zwischen den dualen Durchlassbereichen zu platzieren, (iii) absolute Verluste, die bandbreitenabhängig sind, und (iv) eine absolute Selektivität, die bandbreitenabhängig ist. Im Gegensatz dazu weist ein Kammlinien-NRN-Filter (i) eine relative Selektivität, welche auf die eines Filters einer Ordnung kleiner als N (abhängig von der Bandbreite), jedoch größer als N/2 assimiliert werden kann, (ii) sehr gute Nahbandsperre (z. B. zwischen etwa 500 KHz und etwa 1 MHz Sicherheitsband aus Durchlassbereich und gedämpftem Band), (iii) absolute Verluste, die im Wesentlichen bandbreitenunabhängig sind, und (iv) eine absolute Selektivität, die im Wesentlichen bandbreitenunabhängig ist, auf. Darüber hinaus sind Kammlinien-NRN-Filter geeignet für Hochleistungsanwendungen (etwa 100 W). Als solche sind Kammlinien-NRN-Filter geeignet für die Verwendung z. B. in verlustarmen Filterkombinationsvorrichtungen für drahtlose Basisstationen, die mit dem LTE- und WiMAX-Standard kompatibel sind. 14 is a table that has potential advantages of filters that have a ridgeline NRN structure as in 5 in comparison to the dual band filter architecture shown in FIG 1 summarizes. An N -th order dual-band filter has: (i) a relative selectivity that can be assimilated to that of a Nth order filter regardless of bandwidth, (ii) a bad near-band lock (ie near the passband, attenuation out of band) due to an inability to arbitrarily place null transfers between the dual passbands, (iii) absolute losses that are bandwidth-dependent, and (iv) an absolute selectivity that is bandwidth-dependent. In contrast, a comb-line NRN filter (i) has a relative selectivity that can be assimilated to that of a filter of order less than N (depending on bandwidth) but greater than N / 2, (ii) very good near-band-lock (eg, between about 500 KHz and about 1 MHz passband and subdued band passband), (iii) absolute losses that are substantially bandwidth independent, and (iv) absolute selectivity that is essentially bandwidth independent. In addition, comb-line NRN filters are suitable for high power applications (about 100 W). As such, comb-line NRN filters are suitable for use e.g. In low-loss wireless base station filter combination devices interfaced with the LTE and WiMAX standard are compatible.
Im Sinne dieser Beschreibung beziehen sich die Begriffe „koppeln”, „Kopplung”, „gekoppelt”, „verbinden”, „Verbindung” oder „verbunden” auf jede in der Technik bekannte oder später entwickelte Art und Weise, in der Energie zwischen zwei oder mehr Elementen übertragen werden kann, und die Zwischenschaltung von einem oder mehreren zusätzlichen Elementen wird in Betracht gezogen, obwohl diese nicht erforderlich ist. Umgekehrt implizieren die Begriffe „direkt gekoppelt”, „direkt verbunden” usw. die Abwesenheit derartiger zusätzlicher Elemente.For purposes of this specification, the terms "coupling," "coupling," "coupled," "connecting," "connection," or "connected" refer to any manner known or later developed in the art, in which energy is between two or more more elements can be transmitted, and the interposition of one or more additional elements is considered, although this is not required. Conversely, the terms "directly coupled", "directly connected", etc., imply the absence of such additional elements.
Signale und entsprechende Knoten oder Ports können mit dem gleichen Namen bezeichnet sein und sind zu diesem Zweck hierin austauschbar.Signals and corresponding nodes or ports may be designated by the same name and are interchangeable herein for that purpose.
Wie hierin verwendet, bedeutet der Begriff „kompatibel” in Bezug auf ein Element und einen Standard, dass das Element mit anderen Elementen kommuniziert, und zwar in einer Art und Weise, die vollständig oder teilweise durch den Standard spezifiziert ist, und es würde von anderen Elementen als ausreichend in der Lage zum Kommunizieren mit den anderen Elementen in der durch den Standard spezifizierten Art und Weise erkannt werden. Das kompatible Element muss intern nicht in einer durch den Standard spezifizierten Art und Weise funktionieren.As used herein, the term "compatible" with respect to an element and a standard means that the element communicates with other elements in a manner that is fully or partially specified by the standard, and would be different from others Elements are recognized as sufficiently capable of communicating with the other elements in the manner specified by the standard. The compatible element does not have to work internally in a manner specified by the standard.
Falls nicht explizit anders angegeben, ist jeder numerische Wert und Bereich als annähernd zu interpretieren, so als ob das Wort „etwa” oder „circa” dem Wert des Wertes oder Bereiches voranginge.Unless otherwise stated, each numeric value and range should be interpreted as approximate, as if the word "about" or "circa" preceded the value of the value or range.
Es wird ferner verstanden werden, dass verschiedene Änderungen an den Einzelheiten, Materialien und Anordnungen der Teile, die beschrieben und veranschaulicht wurden, um die Natur dieser Erfindung zu erklären, durch einen Fachmann auf dem Gebiet vorgenommen werden können, ohne sich vom Umfang der Erfindung, wie in den folgenden Ansprüchen ausgedrückt, zu entfernen.It will also be understood that various changes in the details, materials, and arrangements of the parts that have been described and illustrated to explain the nature of this invention may be made by one of ordinary skill in the art without departing from the scope of the invention. as expressed in the following claims.
Die Verwendung von Figurennummern und/oder Figurenreferenzmarkierungen in den Ansprüchen soll eine oder mehrere mögliche Ausführungsformen des beanspruchten Gegenstandes identifizieren, um die Interpretation der Ansprüche zu vereinfachen. Eine derartige Verwendung ist nicht als notwendigerweise einschränkend für den Umfang dieser Ansprüche auf die in den entsprechenden Figuren gezeigten Ausführungsformen gedacht.The use of figure numbers and / or figure reference marks in the claims is intended to identify one or more possible embodiments of the claimed subject matter to facilitate the interpretation of the claims. Such use is not intended to necessarily limit the scope of these claims to the embodiments shown in the corresponding figures.
Es sollte verstanden werden, dass die Schritte der hierin dargelegten beispielhaften Verfahren nicht notwendigerweise in der beschriebenen Reihenfolge durchgeführt werden müssen, und die Reihenfolge der Schritte derartiger Verfahren sollte lediglich als beispielhaft angesehen werden. Ebenso können zusätzliche Schritte in derartige Verfahren aufgenommen werden, und bestimmte Schritte können ausgelassen oder in Verfahren in Übereinstimmung mit verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kombiniert werden.It should be understood that the steps of the example methods set forth herein need not necessarily be performed in the order described, and the order of steps of such methods should be considered exemplary only. Likewise, additional steps may be included in such methods, and certain steps may be omitted or combined in methods in accordance with various embodiments of the present invention.
Obwohl die Elemente in den folgenden Verfahrensansprüchen, falls vorhanden, in einer bestimmten Reihenfolge mit entsprechender Markierung aufgeführt sind, es sei denn, die Ausführungen der Ansprüche implizieren anderweitig eine bestimmte Reihenfolge für das Implementieren einiger oder aller dieser Elemente, sollen diese Elemente nicht notwendigerweise auf die Implementierung in dieser bestimmten Reihenfolge beschränkt sein.Although the elements in the following method claims, if any, are listed in a particular order with appropriate indicia, unless the claims of the claims otherwise imply a particular order for implementing some or all of these elements, these elements are not necessarily those of Implementation be limited in this particular order.
Der Verweis hierin auf „eine Ausführungsform” bedeutet, dass ein/e bestimmte/s Merkmal, Struktur oder Eigenschaft beschrieben in Verbindung mit der Ausführungsform in mindestens einer Ausführungsform der Erfindung enthalten sein kann. Das Auftauchen der Phrase „in einer Ausführungsform” an verschiedenen Stellen in der Spezifikation bezieht sich nicht notwendigerweise immer auf die gleiche Ausführungsform, noch schließen separate oder alternative Ausführungsformen notwendigerweise andere Ausführungsformen aus. Das Gleiche gilt für den Begriff „Implementierung”. Reference herein to "one embodiment" means that a particular feature, structure, or characteristic described in connection with the embodiment may be included in at least one embodiment of the invention. The appearance of the phrase "in one embodiment" in various places in the specification does not necessarily always refer to the same embodiment, nor do separate or alternative embodiments necessarily exclude other embodiments. The same applies to the term "implementation".
Die durch die Ansprüche in dieser Anmeldung abgedeckten Ausführungsformen sind beschränkt auf Ausführungsformen, die (1) durch diese Spezifikation ermöglicht werden, und (2) dem statutarischen Gegenstand entsprechen. Nicht ermöglichte Ausführungsformen und Ausführungsformen, die einem nicht-statutarischen Gegenstand entsprechen, sind explizit nicht beansprucht, selbst wenn sie in den Umfang der Ansprüche fallen.The embodiments covered by the claims in this application are limited to embodiments which (1) are made possible by this specification, and (2) correspond to the statutory subject matter. Non-permitted embodiments and embodiments corresponding to a non-statutory subject matter are not explicitly claimed, even if they fall within the scope of the claims.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION
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Zitierte Nicht-PatentliteraturCited non-patent literature
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3rd Generation Partnership Project (3GPP®) Long Term Evolution(LTE®)-Standards [0002] 3rd Generation Partnership Project (3GPP®) Long Term Evolution (LTE®) Standards [0002]
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Alaa I. Abunjaileh et al., Combline Filter with Tunable Bandwidth and Centre Frequency, International Microwave Symposium (IMS) 2010 [0023] Alaa I. Abunjaileh et al., Combline Filter with Tunable Bandwidth and Center Frequency, International Microwave Symposium (IMS) 2010 [0023]
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Richard J. Cameron et al., Microwave Filters for Communication Systems, S. 208 [0047] Richard J. Cameron et al., Microwave Filters for Communication Systems, p. 208 [0047]
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LTE- und WiMAX-Standard [0060] LTE and WiMAX standard [0060]
