DE19952026A1

DE19952026A1 - Process for processing a sinusoidal transmission signal

Info

Publication number: DE19952026A1
Application number: DE1999152026
Authority: DE
Inventors: Gonzalo Lucioni
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1999-10-28
Filing date: 1999-10-28
Publication date: 2001-05-10
Also published as: WO2001031891A2; WO2001031891A3

Abstract

The invention relates to a method for processing a sinusoidal transmission signal according to which the transmission signal is sampled at a predetermined sampling frequency. From the sampled values (xn) a complex sampled value (<o>x</o>n) is generated. For the complex sampled values (<o>x</o>n) the phase shift vis-à-vis a preceding complex sampled value as the measure for the signal frequency (FM) and the absolute value of the complex sampled value (<o>x</o>n) as the measure for the signal amplitude (AM) is determined.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Verarbeiten eines sinusförmigen Übertragungssignals sowie ein Verarbeitungsmo dul und eine Empfangseinrichtung zum Durchführen des Verfah rens.The invention relates to a method for processing a sinusoidal transmission signal and a processing mo dul and a receiving device for performing the procedure rens.

Auf dem Gebiet der Übertragungstechnik, insbesondere der Fernsprechtechnik, werden sinusförmige Übertragungssignale eingesetzt, um Informationen wie z. B. vermittlungstechnische Signalisierungsdaten von einer Sendeeinrichtung an eine Emp fangseinrichtung zu übertragen. Zu diesen Übertragungssigna len zählen Hörtöne, die z. B. die Belegung einer Amtsleitung signalisieren, nach dem Mehrfrequenzwahlverfahren erzeugte Tonsignale, kurz MFV-Signale, mit denen unter anderem Rufnum mern übertragen werden, sowie nach dem Verfahren der Fre quenzumtastung modulierte Signale, kurz FSK-Signale, mit de nen Teilnehmerinformationen, z. B. der Name des Teilnehmers, über das Fernsprechnetz übermittelt werden.In the field of transmission technology, in particular Telephone technology, are sinusoidal transmission signals used to information such. B. mediation Signaling data from a transmitter to an emp to transmit safety gear. About these transmission signals len count hearing tones that z. B. the assignment of an outside line signal, generated by the multi-frequency dialing method Tone signals, short DTMF signals, with which among other things Rufnum be transferred, as well as according to the procedure of Fre Frequency shift keying modulated signals, short FSK signals, with de NEN subscriber information, e.g. B. the name of the participant, be transmitted over the telephone network.

Bevor die mit dem Übertragungssignal übertragene Signalisie rungsinformation weiterverarbeitet werden kann, muß sie zu nächst in der Empfangseinrichtung aus dem Übertragungssignal wiedergewonnen werden. Hierfür sind im Stand der Technik auf Hörtöne, MFV-Signale und FSK-Signale ausgelegte Verfahren so wie nach diesen Verfahren arbeitende Empfangseinrichtungen bekannt. Gemeinsam ist diesen Verfahren, daß sie auf ver gleichsweise komplexen Algorithmen basieren, so daß die nach ihnen arbeitenden Empfangseinrichtungen technisch sehr auf wendig sind.Before the signal transmitted with the transmission signal ration information can be processed, it must next in the receiving device from the transmission signal be recovered. This is based on the state of the art Processes designed for audio tones, DTMF signals and FSK signals as receiving devices operating according to these methods known. Common to these procedures is that they are based on ver equally complex algorithms based, so that after technically very working reception facilities are agile.

Beispielhaft sind in diesem Zusammenhang aus dem Stand der Technik bekannte Empfangseinrichtungen für MFV-Signale zu nennen. Sowohl die Empfangseinrichtungen, die mit Bandpaß- Filterbänken arbeiten, als auch diejenigen, die eine digitale Fourier-Transformation nach dem Goertzel-Algorithmus ausfüh ren, benötigen jeweils acht Einzelempfänger, die den für das Mehrfrequenzwahlverfahren vorgesehenen und auf zwei Frequenz gruppen verteilten acht Frequenzen zugeordnet sind. Dieser hohe technische Aufwand erschwert es bisher, eine solche Emp fangseinrichtung durch einen Mikroprozessor mit vergleichs weise schlichter Prozessorarchitektur auszubilden, wie er häufig in digitalen Nebenstellenanlagen eingesetzt wird.In this context, examples from the state of the Known technology for receiving DTMF signals call. Both the receiving devices with bandpass Filter banks work as well as those that have a digital one Execute Fourier transformation according to the Goertzel algorithm each require eight individual recipients who are responsible for the Multi-frequency dialing provided and on two frequency groups are assigned to eight frequencies. This high technical effort has hitherto made such an emp catching device by a microprocessor with comparative wise to train simple processor architecture like him is often used in digital private branch exchanges.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, mit dem sinusförmige Übertragungssignale mit geringerem techni schen Aufwand als bisher empfangen und effizient verarbeitet werden können.The object of the invention is to provide a method with the sinusoidal transmission signals with less techni received and processed efficiently than before can be.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Ver arbeiten eines sinusförmigen Übertragungssignals, bei dem das Übertragungssignal mit einer vorgegebenen Abtastrate abgeta stet und eine zeitdiskrete Folge von Abtastwerten ermittelt wird. Aus den Abtastwerten wird jeweils ein komplexer Ab tastwert erzeugt, indem der jeweilige Abtastwert unverändert dem Realteil und phasenverschoben dem Imaginärteil des kom plexen Abtastwertes zugeordnet wird. Für die komplexen Ab tastwerte wird jeweils der Phasenunterschied gegenüber einem vorhergehenden komplexen Abtastwert als Maß für die Signal frequenz sowie der Absolutbetrag des jeweiligen Abtastwertes als Maß für die Signalamplitude ermittelt.The invention solves this problem by a method for ver operate a sinusoidal transmission signal, in which the Transmission signal sampled at a predetermined sampling rate continuously and a time-discrete sequence of samples is determined becomes. The sampling values each become a complex Ab sample value generated by the respective sample value unchanged the real part and out of phase the imaginary part of the com plex sample is assigned. For the complex ab the phase difference is compared to a previous complex sample as a measure of the signal frequency and the absolute value of the respective sample value determined as a measure of the signal amplitude.

Das Verfahren macht von der Tatsache Gebrauch, daß ein sinus förmiges Übertragungssignal über die Zeit sowohl eine kon stante Amplitude als auch eine konstante Frequenz hat. Wird ein solches Übertragungssignal abgetastet und in eine Folge digitaler Abtastwerte umgesetzt, so ist der Phasenunterschied des momentanen Abtastwertes gegenüber einem vorhergehenden Abtastwert proportional zur Frequenz des Übertragungssignals. Durch Ermittlung des Phasenunterschiedes von zwei aufeinan derfolgenden Abtastwerten kann so die Frequenz des Übertra gungssignals zum Zeitpunkt des gerade vorliegenden Abtastwer tes bestimmt werden. Da in dem jeweiligen komplexen Ab tastwert die vollständige Phaseninformation sowohl in dessen Realteil als auch in dessen Imaginärteil enthalten ist, er möglicht das erfindungsgemäße Verfahren gleichsam das Aus blenden beispielsweise der mit negativem Vorzeichen behafte ten Frequenz, die in dem reellen Abtastwert des sinusförmigen Übertragungssignals nach den Regeln der Fourier-Analyse stets vorhanden ist. Die Festlegung auf die Frequenz eines Vorzei chens, z. B. auf die mit positivem Vorzeichen behaftete Fre quenz, gestattet die eindeutige Ermittlung des Phasenunter schiedes, der zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten auftritt. Ebenso kann durch Bestimmung des Absolutwertes des komplexen Abtastwertes die konstante Amplitude des sinusför migen Übertragungssignals eindeutig ermittelt werden. Da das Übertragungssignal durch seine Frequenz und seine Amplitude eindeutig festgelegt ist, kann durch die Ermittlung des Pha senunterschiedes und des Absolutbetrages der komplexen Ab tastwerte der gesamte Informationsgehalt des Übertragungs signals, beispielsweise eine Signalisierungsinformation, ge wonnen werden.The method makes use of the fact that a sine shaped transmission signal over time both a con constant amplitude as well as a constant frequency. Becomes such a transmission signal sampled and in a sequence implemented digital samples, so is the phase difference of the current sample compared to a previous one Sample value proportional to the frequency of the transmission signal. By determining the phase difference of two on top of each other The following samples can thus be the frequency of the transmission supply signal at the time of the current sample be determined. Since in the respective complex Ab sample the complete phase information both in its Real part as well as in its imaginary part is included the method according to the invention makes it possible, so to speak blind, for example, the one with a negative sign th frequency, which is in the real sample of the sinusoidal Transmission signal always according to the rules of the Fourier analysis is available. Fixing on the frequency of a lead chens, e.g. B. on the positive sign with Fre quenz, allows the clear determination of the phase sub difference between two successive samples occurs. Likewise, by determining the absolute value of the complex sample the constant amplitude of the sinusoidal transmission signal can be clearly determined. Since that Transmission signal by its frequency and its amplitude is clearly defined, can be determined by determining the Pha difference and the absolute amount of the complex ab the total information content of the transmission signals, for example signaling information, ge be won.

Wie vorstehend erläutert, ist sowohl die Ermittlung des Pha senunterschiedes als auch des Absolutbetrages für jeden Ab tastwert möglich, und zwar unabhängig von der verwendeten Ab tastrate. Dies eröffnet den Weg, eine besonders niedrige Ab tastrate zu wählen, so daß das Verfahren zu seiner Durchfüh rung nur geringen technischen Aufwand erfordert. Es ist so insbesondere in solchen Systemen gewinnbringend einzusetzen, die auf eine besonders einfache Signalverarbeitung ausgelegt sind und deren Prozessoren deshalb über eine vergleichsweise schlichte Prozessorarchitektur verfügen. Als Beispiel sind hier integrierte Schaltkreise für Kommunikationsanwendungen in digitalen Nebenstellenanlagen zu nennen, in denen soge nannte Mikroprozessorkerne oder Signalprozessorkerne zum Ein satz kommen, die die ihnen zugeführten Signale im wesentli chen auf der Grundlage von Schiebe- und Additionsoperationen verarbeiten.As explained above, both the determination of the Pha difference as well as the absolute amount for each Ab sample value possible, regardless of the Ab used duty cycle. This opens the way to a particularly low Ab sample rate to choose, so that the procedure for its implementation tion requires little technical effort. It is so profitable especially in such systems, designed for particularly simple signal processing are and their processors are therefore comparatively simple processor architecture. As an example are here integrated circuits for communication applications to be mentioned in digital private branch exchanges, in which so-called called microprocessor cores or signal processor cores set come, the signals fed to them essentially based on shift and addition operations to process.

Das Verfahren kann auf beliebige Übertragungssignale angewen det werden, sofern diese sinusförmig sind. Insbesondere kön nen mit ihm in einer digitalen Nebenstellenanlage Hörtöne, MFV-Signale und FSK-Signale empfangen und verarbeitet werden.The method can apply to any transmission signals Detection if they are sinusoidal. In particular, with him in a digital private branch exchange, DTMF signals and FSK signals are received and processed.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung werden die Abtastwerte einem Digitalfilter zugeführt, das den Realteil und den Imaginärteil des dem jeweiligen Abtastwert entspre chenden komplexen Abtastwertes erzeugt. Das Digitalfilter führt den Realteil und den Imaginärteil des komplexen Ab tastwertes einer Phasenermittlungseinheit zu, die für den komplexen Abtastwert den Phasenunterschied ermittelt. Ferner führt es den Realteil und den Imaginärteil des komplexen Ab tastwertes einer Amplitudenermittlungseinheit zu, die den Ab solutbetrag des komplexen Abtastwertes ermittelt. Das Digi talfilter ist vorzugsweise ein nicht rekursives Filter, das im Stand der Technik unter der Bezeichnung Hilberttransforma tor bekannt ist. Mit einem solchen Filter lassen sich die eine analytische Folge bildenden komplexen Abtastwert in ein facher Weise dadurch erzeugen, daß die ursprünglichen Ab tastwerte um -90° phasenverschoben werden.In an advantageous development of the invention, the Samples are fed to a digital filter that contains the real part and the imaginary part of the corresponding sample value appropriate complex sample. The digital filter leads the real part and the imaginary part of the complex Ab sample value of a phase determination unit for the complex sample determines the phase difference. Further it carries out the real part and the imaginary part of the complex Ab sampling value of an amplitude determination unit, the Ab absolute amount of the complex sample value determined. The Digi Talfilter is preferably a non-recursive filter that in the prior art under the name Hilbert transforma gate is known. With such a filter, the an complex sample in an analytical sequence generate by the original Ab key values are phase-shifted by -90 °.

In einer weiteren Ausgestaltung des Verfahrens ist vorgese hen, daß in der Phasenermittlungseinheit ein die Phase des komplexen Abtastwertes angebendes Phasensignal ermittelt wird, das Phasensignal einem ersten Addierer und einem Verzö gerungsglied zugeführt wird, das das Phasensignal um eine ganzzahliges Vielfaches einer Abtastperiode verzögert und das verzögerte Phasensignal dem ersten Addierer zuführt, in dem ersten Addierer der Phasenunterschied für den komplexen Ab tastwert durch Bilden der Differenz des Phasensignals des verzögerten Phasensignals ermittelt wird und der Phasenun terschied einer ersten Mittelungseinheit zugeführt wird, die den Phasenunterschied über mindestens zwei Abtastwerte mit telt und das Ergebnis dieser Mittelung als Maß für die Si gnalfrequenz ausgibt. Zur Bestimmung der Phase können in der Phasenermittlungseinheit verschiedene Methoden eingesetzt werden. Als Beispiel für eine solche Methode ist der im Stand der Technik bekannte CORDIC-Algorithmus zu nennen, der eine vergleichsweise aufwandsarme Phasenberechnung gestattet, da er mit einfachen Schiebe- und Additionsoperationen auskommt. Die Verzögerung des Phasensignals kann in Abhängigkeit des Typs des verarbeiteten Übertragungssignals optimiert werden. So kann beispielsweise die Phasenermittlung auf das Puls-Pau sen-Verhältnis eines MFV-Signals abgestimmt werden. Auf diese Weise ist eine effiziente und zuverlässige Ermittlung der Si gnalfrequenz möglich. Die Mittelung des Phasenunterschiedes für mehrere Abtastwerte ist insbesondere dann von Vorteil, wenn das zu erkennende Übertragungssignal von Rauschsignalen gestört wird.In a further embodiment of the method, it is provided hen that in the phase determination unit, the phase of complex signal specifying phase signal determined the phase signal is a first adder and a delay is supplied approximately, the phase signal by one integer multiple of a sampling period is delayed and that delayed phase signal to the first adder in which first adder the phase difference for the complex Ab sample value by forming the difference of the phase signal of the delayed phase signal is determined and the phase difference is fed to a first averaging unit, which the phase difference over at least two samples and the result of this averaging as a measure of the Si outputs frequency. To determine the phase in the Phase determination unit used different methods will. As an example of such a method is in the state the CORDIC algorithm known in the art, the one comparatively inexpensive phase calculation allowed because he manages with simple shifting and adding operations. The delay of the phase signal can depend on the Type of the processed transmission signal can be optimized. For example, the phase determination can be based on the pulse pau ratio of a DTMF signal. To this Way is an efficient and reliable determination of Si signal frequency possible. The averaging of the phase difference for several samples it is particularly advantageous if the transmission signal to be recognized by noise signals is disturbed.

Eine besonders einfache Umsetzung der eben erläuterten Ausge staltung des Verfahrens ergibt sich, wenn das die Verzögerung des Phasensignals bestimmende ganzzahlige Vielfache der Ab tastperiode gleich 1 ist und als erste Mittelungseinheit ein rekursives digitales Filter ersten Grades verwendet wird.A particularly simple implementation of the just explained Organization of the procedure arises if that is the delay integer multiples of the Ab determining the phase signal sampling period is 1 and as the first averaging unit first degree recursive digital filter is used.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung wird in der Amplitu denermittlungseinheit der Realteil des komplexen Abtastwertes einem ersten Multiplizierer zugeführt, der den Realteil qua driert. Der Imaginärteil des komplexen Abtastwertes wird ei nem zweiten Multiplizierer zugeführt, der den Imaginärteil quadriert. Die beiden Ausgangssignale der Multiplizierer wer den an einen zweiten Addierer ausgegeben, der diese Ausgangs signale addiert. Das Ausgangssignal des zweiten Addierers wird dann einer zweiten Mittelungseinheit zugeführt, die das Ausgangssignal über mindestens zwei Abtastwerte mittelt und das Ergebnis dieser Mittelung als Maß für die Signalamplitude ausgibt. According to a development of the invention, the amplitude the determination unit of the real part of the complex sample value fed to a first multiplier, the real part qua third. The imaginary part of the complex sample becomes ei nem supplied a second multiplier, the imaginary part squared. The two output signals of the multiplier who which is output to a second adder which outputs this signals added. The output signal of the second adder is then fed to a second averaging unit, which Output signal averaged over at least two samples and the result of this averaging as a measure of the signal amplitude issues.

Durch die Verknüpfung von Real- und Imaginärteil des komple xen Abtastwertes in vorstehend genannter Weise ist es mög lich, besonders einfach das Quadrat der Signalamplitude und damit die Signalamplitude selbst zu ermitteln. Hinsichtlich der technischen Wirkungen und der weiteren Ausgestaltung der zweiten Mittelungseinheit gilt das vorstehend für die erste Mittelungseinheit Erläuterte entsprechend.By linking the real and imaginary parts of the comple xen sample value in the above manner, it is possible Lich, particularly simply the square of the signal amplitude and to determine the signal amplitude itself. Regarding the technical effects and the further design of the second averaging unit, this applies to the first Averaging unit Explained accordingly.

Das Verfahren kann dahingehend weitergebildet werden, daß die Maße für die Signalfrequenz und die Signalamplitude durch eine Identifizierungseinheit mit vorgegebenen Sollwerten ver glichen werden und das Übertragungssignal auf Grundlage die ses Vergleichs identifiziert wird. Die Sollwerte können dabei durch einen festgelegten Standard vorgegeben sein, wie es beispielsweise der Standard Q.24 der Internationalen Fernmel deunion, kurz ITU-T, für MFV-Signale ist. Die vorgegebenen Sollwerte sind in diesem Fall auf ein bestimmtes MFV-Zeichen, d. h. eine bestimmte Signalisierungsinformation, bezogene Pe gel- und Frequenzwerte, an Hand derer die ermittelten Maße für die Signalfrequenz und die Signalamplitude über vorbe stimmte Zeitintervalle ausgewertet werden. Liegen die ermit telten Maße im Bereich der vorgegebenen Pegel- und Fre quenzwerte, so wird das Übertragungssignal als Träger der Si gnalisierungsinformation identifiziert.The method can be further developed such that the Measures for the signal frequency and the signal amplitude ver an identification unit with predetermined target values be compared and the transmission signal based on the this comparison is identified. The setpoints can be dictated by a set standard, like it for example the Q.24 standard of the International Telecommunications deunion, ITU-T for short, for DTMF signals. The default In this case, setpoints are on a specific DTMF sign, d. H. a certain signaling information, related Pe gel and frequency values, based on which the determined dimensions for the signal frequency and the signal amplitude agreed time intervals are evaluated. If the lie dimensions in the range of the given level and fre quenz values, so the transmission signal as a carrier of the Si Signaling information identified.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verarbei tungsmodul zum Durchführen des vorstehend erläuterten Verfah rens vorgesehen. Dieses Verarbeitungsmodul ist wegen seines einfachen Funktionsprinzips für die Verarbeitung unterschied licher Übertragungssignale geeignet, sofern diese sinusförmig sind. Es stellt also gleichsam einen Grundbaustein dar, mit dem Empfangseinrichtungen unterschiedlicher Art zur Verar beitung von Hörtönen, MFV-Signalen, FSK-Signalen oder anderen sinusförmigen Signalen aufgebaut werden können.According to another aspect of the invention is processing tion module for carrying out the above-described procedure rens provided. This processing module is because of its simple functional principle for processing Licher transmission signals suitable, provided that they are sinusoidal are. So it represents a basic building block, with the reception facilities of different types for processing Processing of audible tones, DTMF signals, FSK signals or others sinusoidal signals can be built up.

Weiterhin sieht die Erfindung eine Empfangseinrichtung vor, die mindestens ein solches Verarbeitungsmodul und mindestens eine diesem nachgeschaltete Identifizierungseinheit vorste hend erläuterter Art hat.Furthermore, the invention provides a receiving device the at least one such processing module and at least an identification unit downstream of this has explained type.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Ge genstand der Unteransprüche sowie der folgenden Beschreibung.Further advantageous embodiments of the invention are Ge subject of the subclaims and the following description.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Figuren näher er läutert. Darin zeigen:The invention is described below with reference to the figures purifies. In it show:

Fig. 1 ein nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten des Verarbeitungsmodul in einer ersten Ausführungs form, Fig. 1 a according to the inventive method of processing module operate in a first form of execution,

Fig. 2 das Verarbeitungsmodul in einer zweiten Ausfüh rungsform, Fig. 2, the processing module approximate shape in a second exporting,

Fig. 3 eine Empfangseinrichtung für Hörtöne mit einem Ver arbeitungsmodul nach Fig. 1 oder 2 und Fig. 3 is a receiving device for audible tones with a processing module according to Fig. 1 or 2 and

Fig. 4 eine Empfangseinrichtung für FMV-Signale mit zwei Verarbeitungsmodulen nach Fig. 1 oder 2. Fig. 4 is a receiving device for FMV-signals having two processing modules of Fig. 1 or 2.

In Fig. 1 ist eine mit 10 bezeichnete erste Ausführungsform eines Verarbeitungsmoduls gezeigt, das ein sinusförmiges Übertragungssignal nach dem erfindungsgemäßen Verfahren ver arbeitet. Das Verarbeitungsmodul 10 ist beispielsweise Teil eines in einer digitalen Nebenstellenanlage vorgesehenen Mi kroprozessors.In Fig. 1 a first embodiment, designated 10, is shown of a processing module that operates a sinusoidal transmission signal according to the inventive method ver. The processing module 10 is, for example, part of a microprocessor provided in a digital private branch exchange.

Vor der Verarbeitung des Übertragungssignals, das beispiels weise ein Hörton, ein MFV-Signal oder ein FSK-Signal ist, wird dieses in bekannter Weise mit einer vorgegebenen Abtast rate abgetastet und digitalisiert. Die so erzeugte Folge von Abtastwerten x_n wird einem Digitalfilter 12 des Verarbei tungsmoduls 10 zugeführt. Dieses erzeugt aus dem jeweiligen Abtastwert x_n einen diesem entsprechenden komplexen Ab tastwert x_n. n ist dabei ein Laufindex, der darauf hinweist, daß x_n bzw. x_n der n-te Abtastwert innerhalb der zeitdiskre ten Folge von Abtastwerten ist. Der komplexe Abtastwert x_n ist durch die Beziehung
Before processing the transmission signal, which is, for example, an audible tone, a DTMF signal or an FSK signal, it is sampled and digitized in a known manner at a predetermined sampling rate. The sequence of samples x _n thus generated is fed to a digital filter 12 of the processing module 10 . This produced from each sample x _n corresponding thereto a complex sample value from x _n. n is a running index, which indicates that x _n or x _{n is} the nth sample within the time-discrete sequence of samples. The complex sample x _n is by the relationship

(1) x_n = Ae^j ^ω ^nT = Ae^jϕ_n = Re(x_n) + j.Im(x_n)
( 1 ) x _n = Ae ^j ^ω ^nT = Ae ^{jϕ _n} = Re (x _n ) + j.Im (x _n )

gegeben, worin mit A die konstante Amplitude und ω die kon stante Frequenz des sinusförmigen Übertragungssignals, mit T die der Abtastfrequenz F entsprechende Abtastperiode, mit ϕ_n die Phase des komplexen Abtastwertes x_n, mit Re der Realteil und Im der Imaginärteil des komplexen Abtastwertes x_n sowie mit j die imaginäre Einheit bezeichnet ist. In dem Digital filter 12 wird der empfangene Abtastwert x_n einerseits einem Realteilzweig 14 und andererseits einem Imaginärteilzweig 16 zugeführt. Über den Realteilzweig 14 wird der Abtastwert x_n im wesentlichen unverändert als Realteil des komplexen Ab tastwertes x_n ausgegeben, während der Abtastwert x_n in dem Imaginärteilzweig 16 durch eine Phasenverschiebungseinheit 18 um -90° gegenüber dem über den Realteilzweig 14 übertragenen Abtastwert x_n phasenverschoben wird. Das Digitalfilter 12 gibt also über den Imaginärteilzweig 16 einen Wert aus, der den Imaginärteil des komplexen Abtastwertes x_n darstellt.given, with A the constant amplitude and ω the constant frequency of the sinusoidal transmission signal, with T the sampling period corresponding to the sampling frequency F, with ϕ _n the phase of the complex sample x _n , with Re the real part and Im the imaginary part of the complex sample x _n and j is the imaginary unit. In the digital filter 12 , the received sample value x _n is supplied on the one hand to a real branch 14 and on the other hand to an imaginary branch 16 . Over the real part of branch 14, the sample value is shifted in phase x _n substantially unchanged as a real part of the complex from tastwertes x _n output while the sample x _n in the Imaginärteilzweig 16 by a phase shift unit 18 by -90 ° with respect to the data transmitted via the real part branch 14 sample x _n becomes. The digital filter 12 thus outputs a value via the imaginary part branch 16 , which represents the imaginary part of the complex sample value x _n .

Als Digitalfilter 12 ist ein Hilberttransformator verwendbar, der die vorstehend erläuterte Phasenverschiebung und damit die Erzeugung der komplexen Abtastwerte x_n vornimmt. Das Di gitalfilter 12 gibt den komplexen Abtastwert x_n aufgeteilt in Realteil und Imaginärteil an eine Phasenermittlungseinheit 20 sowie eine Amplitudenermittlungseinheit 22 aus. Die Pha senermittlungseinheit 20 enthält eine Recheneinheit 21, die aus dem komplexen Abtastwert x_n für jede Abtastung n die Phase ϕ_n bestimmt und diese ausgibt. Zur Bestimmung der Phase ϕ_n kann der bekannte CORDIC-Algorithmus eingesetzt werden.A Hilbert transformer can be used as the digital filter 12 , which carries out the above-described phase shift and thus the generation of the complex sampling values x _n . The digital filter 12 outputs the complex sample value x _n divided into a real part and an imaginary part to a phase determination unit 20 and an amplitude determination unit 22 . The phase determination unit 20 contains a computing unit 21 which determines the phase ϕ _n from the complex sample x _n for each sample n and outputs it. The known CORDIC algorithm can be used to determine the phase ϕ _n .

An die Recheneinheit 21 sind ausgangsseitig ein Verzögerungs glied 24 und ein Addierer 26 angeschlossen. Die von der Re cheneinheit bestimmte Phase ϕ_n wird dem Addierer 26 zum ei nen direkt und zum anderen über das Verzögerungsglied 24 zu geführt. Das Verzögerungsglied 24 verzögert die Phase ϕ_n um das m-fache der Abtastperiode T. m ist dabei eine positive ganze Zahl und in der Ausführungsform nach Fig. 1 gleich 1. Das von dem Verzögerungsglied 24 ausgegebene Signal ϕ_n-m ist die Phase des (n-m)-ten komplexen Abtastwertes x_n-m. Der Ad dierer 26 berechnet die Phasendifferenz ϕ_n - ϕ_n-m zwischen dem n-ten komplexen Abtastwert x_n und dem (n-m)-ten komplexen Abtastwert x_n-m. Das Ergebnis der von dem Addierer 26 vorge nommenen Subtraktion wird als Maß für die Frequenz ω des sinusförmigen Übertragungssignals ausgegeben. Dieses Maß wird im folgenden auch als Frequenzmaß FM bezeichnet.A delay element 24 and an adder 26 are connected on the output side to the computing unit 21 . The phase ϕ _n determined by the computing unit is fed to the adder 26 directly and via the delay element 24 . The delay element 24 delays the phase ϕ _n by m times the sampling period T. m is a positive integer and, in the embodiment according to FIG. 1, is 1. The signal ϕ _nm output by the delay element 24 is the phase of the (nm ) -th complex sample x _nm . The adder 26 calculates the phase difference ϕ _n - ϕ _nm between the n-th complex sample x _n and the (nm) -th complex sample x _nm . The result of the subtraction performed by the adder 26 is output as a measure of the frequency ω of the sinusoidal transmission signal. This measure is also referred to below as the frequency measure FM.

Die Amplitudenermittlungseinheit 22 enthält zwei Multiplizie rer 28 und 30 sowie einen Addierer 32. Den beiden Eingängen des Multiplizierers 28 wird jeweils der Realteil Re (x_n) des komplexen Abtastwertes x_n zugeführt, während den beiden Ein gängen des Multiplizierers 30 jeweils der Imaginärteil Im (x_n) des komplexen Abtastwertes x_n zugeführt wird. Die Mul tiplizierer 28 und 30 bilden jeweils das Quadrat der ihnen zugeführten Werte und geben das Ergebnis an den Addierer 32 aus. Die von diesem vorgenommene Addition liefert das Quadrat des Absolutbetrages des komplexen Abtastwertes x_n und damit als Amplitudenmaß AM das Quadrat der konstanten Amplitude A des sinusförmigen Übertragungssignals.The amplitude determination unit 22 contains two multipliers 28 and 30 and an adder 32 . The two inputs of the multiplier 28 are each supplied with the real part Re (x _n ) of the complex sample x _n , while the two inputs of the multiplier 30 are each supplied with the imaginary part Im (x _n ) of the complex sample x _n . The multipliers 28 and 30 each form the square of the values supplied to them and output the result to the adder 32 . The addition made by this supplies the square of the absolute value of the complex sample value x _n and thus, as the amplitude measure AM, the square of the constant amplitude A of the sinusoidal transmission signal.

Fig. 2 zeigt eine zweite Ausführungsform 40 des Verarbei tungsmoduls. Das Verarbeitungsmodul 40 nach Fig. 2 unter scheidet von dem Verarbeitungsmodul 10 nach Fig. 1 lediglich durch die Ausbildung des verwendeten Digitalfilters, das in Fig. 2 mit 42 bezeichnet ist, sowie durch zwei zusätzlich vorgesehene Mittelungseinheiten 44 und 46. Die übrigen Kompo nenten sind identisch mit denen der ersten Ausführungsform, so daß auf ihre Beschreibung an dieser Stelle verzichtet wer den kann. Fig. 2 shows a second embodiment 40 of the processing module. The processing module 40 according to FIG. 2 differs from the processing module 10 according to FIG. 1 only by the design of the digital filter used, which is designated 42 in FIG. 2, and by two additionally provided averaging units 44 and 46 . The remaining components are identical to those of the first embodiment, so that their description is omitted at this point.

Wie auch in dem Digitalfilter 12 der ersten Ausführungsform wird bei dem Digitalfilter 42 der zweiten Ausführungsform der empfangene Abtastwert x_n zum einen einem Realteilzweig 48 und zum anderen einem Imaginärteilzweig 50 zugeführt, deren Auf bau weiter unten im Detail beschrieben wird. Nach erfolgter Signalverarbeitung gibt das Digitalfilter 42 über den Realteilzweig 48 den als Realteil des komplexen Abtastwertes x_n aufzufassenden Wert Re (x_n) aus, während es über den Ima ginärteilzweig 50 den als Imaginärteil des komplexen Ab tastwertes x_n aufzufassenden Wert Im (x_n) ausgibt. Der Ima ginärteil Im (x_n) entspricht dabei wiederum dem um -90° pha senverschobenen Realteil des komplexen Abtastwertes x_n.As in the digital filter 12 of the first embodiment, in the digital filter 42 of the second embodiment, the received sample value x _{n is} supplied to a real branch 48 and to an imaginary branch 50 , the construction of which is described in detail below. After signal processing, the digital filter 42 are over the real part of branch 48 to the real part of the complex sample x _n aufzufassenden value Re (x _n), while it on the Ima ginärteilzweig 50 the tastwertes the imaginary part of the complex from x _n aufzufassenden value Im (x _n ) issues. The imaginary part Im (x _n ) in turn corresponds to the real part of the complex sample value x _n shifted by -90 ° in phase.

Der Realteilzweig 48 des als Hilberttransformator ausgebilde ten Digitalfilters 42 besteht aus einem einzigen Verzöge rungsglied 52, das den ihm zugeführten Abtastwert x_n um die Abtastperiode T verzögert und an die Recheneinheit 21 der Phasenermittlungseinheit 20 ausgibt. Der Imaginärteilzweig 50 des Digitalfilters 42 besteht aus drei Addierern 54, 56 und 58 sowie einem Verzögerungsglied 60. Der Addierer 54 hat ei nen Minuendeneingang und einen mit "-" bezeichneten Subtra hendeneingang, während die beiden anderen Addierer 56 und 58 jeweils zwei Summandeneingänge haben. Der dem Imaginärteil zweig 50 zugeführte Abtastwert x_n, gelangt zum einen zu dem Addierer 54 und zum anderen zu dem Addierer 56. Der Addierer 54 ist mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes 60 verbunden und empfängt so das um das Zweifache der Abtastperiode T ver zögerten Additionsergebnis des Addierers 60 und zieht davon den nicht verzögerten Abtastwert x_n ab. Das in dem Addierer 54 ermittelte Subtraktionsergebnis wird durch eine in Fig. 2 mit 1/2 bezeichnete Schiebeoperation halbiert und dem Addie rer 56 sowie dem Addierer 58 zugeführt. Wie dem Addierer 54 wird auch dem Addierer 58 das um das Zweifache der Abtastpe riode T verzögerte Additionsergebnis des Addierers 60 zuge führt, zu dem der Addierer 58 das halbierte Subtraktionser gebnis des Addierers 54 addiert und das so ermittelte Additi onsergebnis als Imaginärteil Im (x_n) des komplexen Ab tastwertes x_n an die Recheneinheit 21 der Phasenermittlungs einheit 20 sowie die Amplitudenermittlungseinheit 22 weiter leitet.The real branch 48 of the Hilbert transformer designed digital filter 42 consists of a single delay element 52 , which delays the sample value _n supplied to it by the sampling period T and outputs it to the computing unit 21 of the phase determination unit 20 . The imaginary part branch 50 of the digital filter 42 consists of three adders 54 , 56 and 58 and a delay element 60 . The adder 54 has a minuend input and a subtracted input labeled "-", while the other two adders 56 and 58 each have two summand inputs. The sample value x _n supplied to the imaginary part 50 reaches the adder 54 on the one hand and the adder 56 on the other. The adder 54 is connected to the output of the delay element 60 and thus receives the addition result of the adder 60 delayed by twice the sampling period T and subtracts the undelayed sample value x _n from it. The subtraction result determined in the adder 54 is halved by a shift operation denoted by 1/2 in FIG. 2 and fed to the adder 56 and the adder 58 . Like the adder 54 , the adder 58 is supplied with the addition result of the adder 60 delayed by twice the sampling period T, to which the adder 58 adds the halved subtraction result of the adder 54 and the addition result determined in this way as an imaginary part Im (x _n ) of the complex sample value x _n to the computing unit 21 of the phase determination unit 20 and the amplitude determination unit 22 .

Die Phasenermittlungseinheit 20 und die Amplitudenermitt lungseinheit 22 arbeiten wie die ihnen entsprechenden Kompo nenten der ersten Ausführungsform. Die von ihnen erzeugten Ausgangssignale werden jedoch bei der zweiten Ausführungsform nicht unmittelbar als Frequenzmaß FM bzw. Amplitudenmaß AM verwendet, sondern zuvor durch eine an die Phasenermittlungs einheit 20 anschließende erste Mittelungseinheit 44 bzw. durch eine an die Amplitudenermittlungseinheit 22 anschlie ßende zweite Mittelungseinheit 46 über mehrere Abtastungen gemittelt, bevor sie als Frequenzmaß FM bzw. als Amplituden maß AM ausgegeben werden.The phase determination unit 20 and the amplitude determination unit 22 operate like their corresponding components in the first embodiment. However, the output signals generated by them are not used directly in the second embodiment as a frequency measure FM or amplitude measure AM, but beforehand by a first averaging unit 44 connected to the phase determination unit 20 or by a second averaging unit 46 following the amplitude determination unit 22 Samples averaged before they are output as frequency measure FM or as amplitude measure AM.

Die in den Fig. 1 und 2 gezeigten Verarbeitungsmodule 10, 40 können in Empfangseinrichtungen Verwendung finden, die für den Empfang unterschiedlicher Übertragungssignale bestimmt sind. In Fig. 3 ist eine Empfangseinrichtung 70 gezeigt, mit der ein Hörtonsignal empfangen und verarbeitet wird. Das Kernstück der Empfangseinrichtung 70 bildet das Verarbei tungsmodul 10 oder 40. Diesem ist ein Tiefpaß 72 vorgeschal tet, in dessen Durchlaßbereich die erwartete Frequenz des Hörtonsignals fällt. Bei der Empfangseinrichtung 70 wird also das Hörtonsignal vor Erzeugung der komplexen Abtastsignale x_n durch den Tiefpaß 72 gefiltert. Das Verarbeitungsmodul 10 bzw. 40 verarbeitet anschließend das Hörtonsignal in einer Weise, wie es vorstehend an Hand der Fig. 1 und 2 erläu tert worden ist. Das Verarbeitungsmodul 10 bzw. 40 gibt nach erfolgter Signalverarbeitung das Frequenzmaß FM und das Am plitudenmaß AM an eine nachgeschaltete Identifizierungsein heit 74 aus. Dieses wertet das Frequenzmaß FM und das Ampli tudenmaß AM beispielsweise unter Berücksichtigung vorbestimm ter Zeitvorgaben an Hand vorgegebener Sollwerte aus, bevor sie das Übertragungssignal als identifiziert freigibt. Die Sollwerte legen dabei bestimmte Bereiche für den Signalpegel und die Signalfrequenz des Hörtonsignals fest, innerhalb de rer die ermittelten Maße FM und AM liegen müssen, damit das empfangene Hörtonsignal tatsächlich als solches identifiziert und nicht etwa als Störsignal abgewiesen wird.The processing modules 10 , 40 shown in FIGS. 1 and 2 can be used in receiving devices which are intended for receiving different transmission signals. FIG. 3 shows a receiving device 70 with which an audio signal is received and processed. The core of the receiving device 70 is the processing module 10 or 40 . This is a low-pass filter 72 upstream, in the pass band of which the expected frequency of the audio signal falls. In the receiving device 70 , the audible signal is therefore filtered through the low-pass filter 72 before the complex scanning signals x _{n are} generated. The processing module 10 or 40 then processes the audio signal in a manner as has been explained above with reference to FIGS . 1 and 2. After signal processing has taken place, the processing module 10 or 40 outputs the frequency measure FM and the amplitude measure AM to a downstream identification unit 74 . This evaluates the frequency measure FM and the amplitude measure AM, for example, taking into account predetermined time specifications on the basis of predetermined target values, before it releases the transmission signal as identified. The setpoints define certain ranges for the signal level and the signal frequency of the audible signal, within which the determined dimensions FM and AM must lie so that the received audible signal is actually identified as such and is not rejected as an interference signal.

In Fig. 4 ist eine Empfangseinrichtung 80 gezeigt, die dem Empfang und der Verarbeitung eines MFV-Signals dient. Die Empfangseinrichtung 80 hat zwei Verarbeitungszweige 82 und 84, die jeweils das Verarbeitungsmodul 10 bzw. 40 enthalten. Der Verarbeitungszweig 82 verarbeitet das MFV-Signal in einem Frequenzbereich, der durch eine in dem Mehrfrequenzwahlver fahren vorgesehene untere Frequenzgruppe festgelegt ist, die vier festgelegte Frequenzen enthält. Entsprechend verarbeitet der zweite Verarbeitungszweig 84 das MFV-Signal in einem Fre quenzbereich, der einer oberen Frequenzgruppe zugeordnet ist. Auch die obere Frequenzgruppe enthält vier Frequenzen, die jedoch größer sind als die höchste Frequenz der unteren Fre quenzgruppe. FIG. 4 shows a receiving device 80 which is used to receive and process a DTMF signal. The receiving device 80 has two processing branches 82 and 84 , each of which contains the processing module 10 and 40, respectively. The processing branch 82 processes the DTMF signal in a frequency range which is defined by a lower frequency group provided in the multi-frequency selection method and which contains four defined frequencies. Correspondingly, the second processing branch 84 processes the DTMF signal in a frequency range that is assigned to an upper frequency group. The upper frequency group also contains four frequencies, which, however, are larger than the highest frequency of the lower frequency group.

Die Empfangseinrichtung 80 ist auf den Empfang sechzehn ver schiedener MFV-Zeichen ausgelegt. Diese Anzahl ergibt sich aus der maximal möglichen Anzahl von Kombinationsmöglichkei ten, nach denen sich unterscheidbare Frequenzpaare bilden lassen, die aus jeweils einer Frequenz der unteren Frequenz gruppe und einer Frequenz der oberen Frequenzgruppe bestehen.The receiving device 80 is designed to receive sixteen different DTMF characters. This number results from the maximum possible number of possible combinations, according to which distinguishable frequency pairs can be formed, each consisting of a frequency of the lower frequency group and a frequency of the upper frequency group.

Dem in dem ersten Verarbeitungszweig 82 vorgesehenen Verar beitungsmodul 10, 40 ist ein Tiefpaß 86 vorgeschaltet, der für die Frequenzen der unteren Frequenzgruppe durchlässig und für die Frequenzen der oberen Frequenzgruppe undurchlässig ist. Entsprechend ist dem in dem zweiten Verarbeitungszweig 84 vorgesehenen Verarbei tungsmodul 10, 40 ein Hochpaß 88 vorgeschaltet, der für die Frequenzen der unteren Frequenzgruppe undurchlässig und für die Frequenzen der oberen Frequenzgruppe durchlässig ist. The processing module 10 , 40 provided in the first processing branch 82 is preceded by a low-pass filter 86 which is permeable to the frequencies of the lower frequency group and impermeable to the frequencies of the upper frequency group. Correspondingly, the processing module 10 , 40 provided in the second processing branch 84 is preceded by a high-pass filter 88 which is impermeable to the frequencies of the lower frequency group and permeable to the frequencies of the upper frequency group.

Das Verarbeitungsmodul 10 bzw. 40 des ersten Verarbeitungs zweigs 82 verarbeitet denjenigen Anteil des MFV-Signals, des sen Frequenzen in der unteren Frequenzgruppe liegen. Es gibt dann das ermittelte Frequenzmaß FM und Amplitudenmaß AM an eine erste Identifizierungseinheit 68 aus, welche die Maße FM und AM über festgelegte Zeitintervalle an Hand vorgegebener Sollwerte auswertet.The processing module 10 or 40 of the first processing branch 82 processes that portion of the DTMF signal whose frequencies are in the lower frequency group. It then outputs the determined frequency measure FM and amplitude measure AM to a first identification unit 68 , which evaluates the measures FM and AM over specified time intervals on the basis of predetermined target values.

Entsprechendes gilt für die Signalverarbeitung in dem zweiten Verarbeitungszweig 84. Dort gibt das Verarbeitungsmodul 10 bzw. 40 das Frequenzmaß FM und das Amplitudenmaß AM an eine zweite Identifizierungseinheit 92 aus, die eine auf die obere Frequenzgruppe bezogene Auswertung vornimmt, die der in der ersten Identifizierungseinheit 90 für die untere Frequenz gruppe vorgenommenen Auswertung entspricht.The same applies to the signal processing in the second processing branch 84 . There, the processing module 10 or 40 outputs the frequency measure FM and the amplitude measure AM to a second identification unit 92 , which carries out an evaluation related to the upper frequency group, which corresponds to the evaluation made in the first identification unit 90 for the lower frequency group.

Durch die in den Identifizierungseinheiten 90 und 92 zur Aus wertung herangezogenen Sollwerte werden für die in den beiden Frequenzgruppen enthaltenen Frequenzen Toleranzbereiche fest gelegt, innerhalb derer die ermittelten Frequenzmaße FM lie gen müssen, damit die entsprechenden Frequenzen als in dem empfangenen MFV-Signal als vorhanden erkannt werden. Außerdem sind durch die Sollwerte Mindestpegel für die auf die be trachteten Frequenzen bezogenen Amplitudenmaße vorgegeben.Due to the reference values used in the identification units 90 and 92 for evaluation, tolerance ranges are defined for the frequencies contained in the two frequency groups, within which the determined frequency measures FM must lie so that the corresponding frequencies are recognized as present in the received DTMF signal will. In addition, the setpoints stipulate minimum levels for the amplitude measures relating to the frequencies in question.

Die beiden Identifizierungseinheiten 90 und 92 führen ihre Auswertungsergebnisse einer Verknüpfungseinheit 94 zu. Diese überprüft, ob sowohl für eine der vier Frequenzen der unteren Frequenzgruppe als auch für eine der vier Frequenzen der obe ren Frequenzgruppe die ermittelten Maße FM und AM mit den entsprechenden Sollwerten innerhalb der Toleranzbereiche übereinstimmen. Ist dies der Fall, so ist das empfangene MFV- Signal als Übermittlungssignal desjenigen MFV-Zeichens iden tifiziert, das durch die Kombination der dieser beiden in den verschiedenen Frequenzgruppen enthaltenen Frequenzen festge legt ist.The two identification units 90 and 92 feed their evaluation results to a linking unit 94 . This checks whether the determined dimensions FM and AM match the corresponding target values within the tolerance ranges for one of the four frequencies in the lower frequency group and for one of the four frequencies in the upper frequency group. If this is the case, then the received DTMF signal is identified as the transmission signal of that DTMF symbol which is determined by the combination of these two frequencies contained in the different frequency groups.

Claims

1. A method for processing a sinusoidal transmission signal in which
the transmission signal is sampled at a predetermined sampling rate and a time-discrete sequence of sampling values (x _n ) is determined,
A complex sample value (x _n ) is generated from the sample values (x _n ) by assigning the respective sample value (x _n ) unchanged to the real part and phase-shifted to the imaginary part of the corresponding complex sample value (x _n ).
and for each of the complex samples (x _n ) the phase difference from a previous complex sample as a measure of the signal frequency (FM) and the absolute value of the respective sample as a measure of the signal amplitude (AM) are determined.

2. The method according to claim 1, characterized in that the samples
(x _n) a digital filter (12, 42) are supplied to the sample value of the real part and the imaginary part of the respective Ab (x _n) corresponding complex sample (x _n) he witnesses,
the real part and the imaginary part of the complex sample value (x _n ) are fed to a phase determination unit ( 20 ) which determines the phase difference for the complex sample value (x _n ),
and the real part and the imaginary part of the complex from tastwertes (x _n) of an amplitude detection unit (22) are fed which calculates the absolute value of the complex Abtastwer tes (x _n).

3. The method according to claim 2, characterized in that in the phase determination unit ( 20 )
a phase signal indicating the phase of the complex sample value (x _n ) is determined,
the phase signal is fed to a first adder ( 26 ) and a delay element ( 24 ) which delays the phase signal by an integer multiple m of a sampling period and supplies the delayed phase signal to the first adder ( 26 ),
the phase difference for the complex sample value (x _n ) is determined in the first adder ( 26 ) by forming the difference between the phase signal and the delayed phase signal,
and the phase difference is fed to a first averaging unit ( 44 ) which averages the phase difference over at least two samples (x _n ) and outputs the result of this averaging as a measure of the signal frequency (FM).

4. The method according to claim 3, characterized in that the integer Multiple m is 1.

5. The method according to claim 3 or 4, characterized in that a recursive digital filter is used as the first center unit ( 44 ).

6. The method according to any one of claims 2 to 5, characterized in that in the amplitude determination unit ( 22 )
the real part of the complex sample value (x _n ) is fed to a first multiplier ( 28 ) which squares the real part,
the imaginary part of the complex sample value (x _n ) is fed to a second multiplier ( 30 ) which squares the imaginary part,
the two output signals of the multipliers ( 28 , 30 ) are fed to a second adder ( 26 ) which adds these output signals,
and the output signal of the second adder ( 26 ) is fed to a second th averaging unit ( 46 ) which averages the output signal over at least two samples (x _n ) and outputs the result of this averaging as a measure of the signal amplitude (AM).

7. The method according to claim 6, characterized in that a recursive digital filter is used as the first center of the unit ( 46 ).

8. The method according to any one of claims 2 to 7, characterized in that a Hil bert transformer is used as the complex samples (x _n ) generating digital filter ( 12 , 42 ).

9. The method according to claim 8, characterized in that
the sampled values (x _n ) are fed to a real branch ( 48 ) of the digital filter ( 42 ) and an imaginary branch ( 50 ) of the digital filter ( 42 ) as an input signal,
in the real sub-branch ( 48 ) the input signal is processed by being supplied to a delay element ( 52 ) which delays the input signal by one sampling period and then outputs it to the phase determination unit ( 20 ) and the amplitude determination unit ( 22 ),
in the imaginary branch ( 50 ) the input signal is processed by being fed to a subtrahend input of a third adder ( 54 ) and a summand input of a fourth adder ( 56 ), the output signal of the fourth adder ( 56 ) to the input of a delay element ( 60 ), which outputs the output signal of the fourth adder ( 56 ) delayed by the double sampling period, the output signal of the delay element ( 60 ) is fed to a minute end input of the third adder ( 54 ) and a summand input of a fifth adder ( 58 ), the output signal of the fourth Adder ( 56 ) halved by a shift operation and then fed to a summand input of the fifth adder ( 58 ) and a summand input of the fourth adder ( 56 ) and the output signal of the fifth adder ( 58 ) to the phase determination unit ( 20 ) and the amplitude determination unit ( 22 ) is output.

10. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that
the dimensions for the signal frequency (FM) and the signal amplitude (AM) are compared by an identification unit ( 74 ) with predetermined target values,
and the transmission signal is identified based on this comparison.

11. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that it is for processing a sinusoidal audio signal is used.

12. The method according to claim 11, characterized in that the audio signal is filtered before generating the complex samples (x _n ) by a low-pass filter ( 72 ) which is permeable to the frequency of the audio signal.

13. The method according to any one of claims 1 to 10, characterized in that it is for processing a sound signal generated by the multi-frequency selection method is used.

14. The method according to claim 13, characterized in that the sound signal is filtered before generating the complex samples (x _n ) by a low-pass filter ( 86 ) which is permeable to the frequencies of the sound signal contained in a lower frequency group and for those in an upper one Frequency group contained frequencies of the sound signal is impermeable, and by a high-pass filter ( 88 ) which is impermeable to the frequencies of the sound signal contained in the lower frequency group and permeable to the frequencies of the sound signal contained in the upper frequency group.

15. The method according to any one of claims 1 to 10, characterized in that it is for processing of a signal generated by frequency shift keying becomes.

16. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that it is from a pro processor of a digital private branch exchange is carried out.

17. Processing module ( 10 , 40 ) for performing the method according to one of claims 1 to 16, with
a digital filter ( 12 , 42 ), which generates a complex sample (x _n ) from samples (x _n ) obtained by sampling a sinusoidal transmission signal by changing the respective sample (x _n ) unchanged to the real part and phase-shifted to the imaginary part of the complex sample assigns
a phase determination unit ( 20 ) which determines from the complex samples (x _n ) the phase difference compared to a previous complex sample as a measure of the signal frequency and the absolute value of the respective complex sample (x _n ) as a measure of the signal amplitude.

18. receiving device ( 70 , 80 ) for a sinusoidal transmission signal with at least one processing module ( 10 , 40 ) according to claim 17 and at least one processing module ( 10 , 40 ) downstream identification unit ( 90 , 92 ) which the transmission signal by comparing the from the processing module ( 10 , 40 ) determined dimensions for the signal frequency (FM) and the signal amplitude (AM) identified with predetermined target values.

19. Receiving device ( 70 ) according to claim 18, characterized in that it is designed to receive an audio signal and has a processing module ( 10 , 40 ) upstream low-pass filter ( 72 ) which is permeable to the frequency of the audio signal.

20. Receiving device ( 80 ) according to claim 18, characterized in that it is designed for receiving egg nes generated by the multi-frequency selection sound signal and two processing modules ( 10 , 40 ) ent, one of which is connected to a low-pass filter ( 86 ), the is permeable to the frequencies of the sound signal contained in a lower frequency group and impermeable to the frequencies of the sound signal contained in an upper frequency group, and the other is connected to a high-pass filter ( 88 ) which is impermeable to the frequencies of the sound signal contained in the lower frequency group and is permeable to the frequencies of the sound signal contained in the upper frequency group.