DE19938527C2 - Device for controlling reactive power - Google Patents

Device for controlling reactive power

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung der im Ober­ begriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.The invention relates to a device in the upper Concept of claim 1 mentioned Art.

Aus der DE 32 48 653 A1 ist eine Vorrichtung zur Regelung der Blindleistung bzw. des Leistungsfaktors bekannt, die eine Anti­ parallelschaltung aus einer ungesteuerten Diode und einem Thyristor verwendet, wobei die Diode im abgeschalteten Zustand des Thyristors den Kondensator immer auf der Scheitelspannung derjenigen Halbwelle hält, für die diese Diode leitend ist. Hierdurch ist es möglich, beim Einschalten des Thyristors ein stoßfreies Anschalten des Kondensators zu erzielen, da der Thyristor zu einem Zeitpunkt gezündet wird, zu dem der Scheitel­ wert der Netzspannung vorliegt, mit dem der Kondensator vorge­ laden wurde. Diese Schaltung ermöglicht jedoch keine stufenlose Regelung der von dem Kondensator aufgenommenen Blindleistung, sondern lediglich die Zu- oder Abschaltung eines Kondensators.DE 32 48 653 A1 describes a device for controlling the Reactive power or the power factor known that an anti parallel connection of an uncontrolled diode and a Thyristor used, the diode in the off state of the thyristor's capacitor always on the peak voltage holds the half wave for which this diode is conductive. This makes it possible to turn on the thyristor Achieve bumpless turning on of the capacitor since the Thyristor is fired at a time when the apex value of the mains voltage with which the capacitor is pre-available was loading. However, this circuit does not allow for stepless Regulation of the reactive power consumed by the capacitor, but only the connection or disconnection of a capacitor.

Aus der DE 36 30 540 C1 ist weiterhin eine Vorrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art bekannt, bei der der Thyristor gemäß der DE 32 48 653 A1 ein sogenannter GTO-Thyristor ist der durch einen Abschaltimpuls abschaltbar ist, so daß eine stufenlose Steuerung der von einem Kondensator aufgenommenen Blindleistung ermöglicht wird. Derartige durch Impulse ein- und ausschaltbare Thyristoren weisen eine relativ hohe Durchlaßspan­ nung auf, und die Vorrichtung ist gegenüber Spannungseinbrüchen auf dem Wechselspannungsnetz empfindlich. Weiterhin ist die Erzeugung der Ein- und Ausschaltimpulse aufwendig.From DE 36 30 540 C1 is a device of the The preamble of claim 1 is known, in which the Thyristor according to DE 32 48 653 A1 a so-called GTO thyristor is that can be switched off by a switch-off pulse, so that a stepless control of the absorbed by a capacitor Reactive power is enabled. Such by impulses on and switchable thyristors have a relatively high pass-through voltage voltage, and the device is against voltage dips sensitive to the AC network. Furthermore, the Generating the on and off pulses is complex.

Aus der DE 196 17 191 A1 ist es weiterhin bekannt, daß als steuerbare Halbleiter außer Thyristoren und GTO-Thyristoren auch IGBT-Bauteile, d. h. bipolare Transistoren mit Gatesteuerung verwendet werden können.From DE 196 17 191 A1 it is also known that as controllable semiconductors in addition to thyristors and GTO thyristors IGBT devices, i. H. Bipolar transistors with gate control can be used.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei hoher Stabilität eine stufenlose Steuerung der von einem Kondensator aufgenomme­ nen Blindleistung ermöglicht.The invention has for its object a device to create the kind mentioned above, with high stability stepless control of a capacitor enables reactive power.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.This object is achieved by the specified in claim 1 Features solved.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.Advantageous refinements and developments of the invention result from the subclaims.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird ein IGBT-Transistor als steuerbares Halbleiterelement verwendet, der durch einen Steuerimpuls mit vorgegebener Dauer in den leitenden Zustand überführbar ist. Die mit der Diode und dem IGBT in Reihe geschalteten Gleichstromdrosseln weisen erhöhte Wirbelstrom­ verluste auf. Da diese Wirbelstrom-Drosseln eine unterschied­ liche Induktivität aufweisen, werden Resonanzfälle ausge­ schlossen. Die Drosseln ergeben eine Art "Stoßdämpferwirkung", durch die im Netz vorkommende Spannungs-Einbrüche gegenüber dem Kondensator "gedämpft" werden. Die erhöhte Dämpfungs-Wirkung zum einen, die unterschiedliche Induktivität zum anderen, machen eine Resonanz unmöglich. Da die Drosseln nur mit einer Polarität beaufschlagt werden, ist die Gestaltung mit Massivkern-Drosseln vorteilhaft und preisgünstig.In the device according to the invention, an IGBT transistor is used used as a controllable semiconductor element by a Control pulse with a predetermined duration in the conductive state is transferable. The one with the diode and the IGBT in series switched DC chokes exhibit increased eddy current losses on. Because these eddy current chokes made a difference have inductance, resonance cases are produced closed. The chokes result in a kind of "shock absorber effect", due to the voltage drops occurring in the network the capacitor are "damped". The increased damping effect on the one hand, making different inductance on the other a resonance impossible. Because the chokes only have one polarity are applied, the design with solid core chokes advantageous and inexpensive.

Die Steuerimpulse für den IGBT können mit Hilfe eines üblichen Blindleistungsreglers erzeugt werden, wobei für einen Drei­ phasen-Betrieb entsprechend drei Einheiten aus dem Blind­ leistungsregler, der Antiparallelschaltung aus der ungesteuerten Diode und dem IGBT mit zugehörigen Drosseln sowie dem Kondensator bestehende Einheiten verwendet werden.The control pulses for the IGBT can be done with the help of a usual Reactive power controller are generated, being for a three phase operation corresponding to three units from the blind power controller, the anti-parallel connection from the uncontrolled Diode and the IGBT with associated chokes and the Existing condenser units can be used.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigen: The invention is based on one in the drawing illustrated embodiment explained in more detail. In the drawing shows:  

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Ausfüh­ rungsform der Erfindung, Fig. 1 is a schematic diagram of one embodiment of the invention,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm, das den Verlauf der Netz­ spannung, der Kondensatorspannung sowie des Kondensatorstromes zeigt, wenn der Kondensa­ tor seine Nennblindleistung aufnimmt, Fig. 2 is a timing diagram showing voltage the course of the web, the capacitor voltage and the capacitor current is when the Kondensa gate receives its nominal reactive power,

Fig. 3 ein der Fig. 2 entsprechendes Zeitdiagramm, bei dem die von dem Kondensator aufgenommene Blindleistung verringert ist, Fig. 3 is a FIG. 2 corresponding timing diagram in which the power consumed by the capacitor reactive power is reduced,

Fig. 4 ein der Fig. 2 entsprechendes Zeitdiagramm, bei dem der Kondensator lediglich eine mini­ male Blindleistung aufnimmt. Fig. 4 is a time diagram corresponding to Fig. 2, in which the capacitor only takes up a minimal male reactive power.

Die in Fig. 1 dargestellte Ausführungsform der Vorrichtung weist einen Kondensator C auf, der über eine Antiparallel­ schaltung aus einer ungesteuerten Diode D1 und eines durch Steuerimpulse in den leitfähigen Zustand steuerbaren IGBT (bipolarer Transistor mit isolierter Gate-Elektrode) T1 an ein Wechselstromnetz UN anschaltbar ist. Zwischen diesem Wechselstromnetz UN und der aus der Antiparallelschaltung und dem Kondensator C gebildeten Serienschaltung sind noch weitere übliche Schalterelemente zum Anschalten dieser Einheit bzw. zum Entladen des Kondensators C angeschaltet.The embodiment of the device shown in Fig. 1 has a capacitor C, the circuit via an anti-parallel circuit comprising an uncontrolled diode D1 and an IGBT (bipolar transistor with insulated gate electrode) T1 controllable by control pulses to an AC network U N can be switched on. Between this AC network U N and the series circuit formed from the anti-parallel circuit and the capacitor C, other conventional switch elements for switching on this unit or for discharging the capacitor C are connected.

Gemäß Fig. 1 sind sowohl der Diode D1 als auch dem IGBT T1 Wirbelstrom-Drosseln unterschiedlicher Induktivitäten, zum einen für die Drossel L1 zur Diode D1 und zum anderen L2 für den IGBT T1, vorgeschaltet, womit Resonanzfälle ausgeschlossen werden. Die Drosseln L1 und L2 sind Gleichstromdrosseln mit erhöhten Wirbelstromverlusten, derart, daß sie eine Art "Stoß­ dämpferwirkung" zur Dämpfung von im Netz vorkommenden Spannungs­ einbrüchen gegenüber dem Kondensator ergeben. Die erhöhte Dämpfungswirkung zum einen, die unterschiedliche Induktivität zum anderen, machen eine Resonanz unmöglich. Da die Drosseln nur mit einer Polarität beaufschlagt werden, ist die Gestaltung mit Massivkern-Drosselung vorteilhaft und preisgünstig. Die Drossel L2 kann mit einer Freilaufdiode D2 überbrückt sein, um eine stufenlose Regelung zu ermöglichen.According to Fig. 1, both the diode D1 and T1 eddy current chokes of different inductors, on the one hand for the inductor L1 to the diode D1 and the other L2 for the IGBT T1, upstream of the IGBT, whereby resonance cases are excluded. The chokes L1 and L2 are DC chokes with increased eddy current losses, such that they provide a kind of "shock absorber effect" for damping voltage dips in the network compared to the capacitor. The increased damping effect on the one hand and the different inductance on the other hand make resonance impossible. Since only one polarity is applied to the chokes, the design with solid core choking is advantageous and inexpensive. The choke L2 can be bridged with a free-wheeling diode D2 in order to enable stepless regulation.

Die ungesteuerte Diode D1 ist eine übliche Halbleiterdiode, die lediglich einen geringen Durchlaßspannungsabfall in der Größenordnung von 0,7 Volt aufweist. Das in seiner Leitfähig­ keit steuerbare Halbleiterelement T1 kann durch einen positiven Impuls an seiner Gate-Elektrode in den leitenden Zustand über­ führt werden. Bei der dargestellten Ausführungsform ist davon ausgegangen, daß ein positiver Steuerimpuls diesen IGBT in den leitenden Zustand überführt, während der IGBT bei Fehlen des Steuerimpulses nichtleitend ist. Selbstverständlich leitet dieser IGBT T1 den Strom lediglich in einer zur ungesteuerten Diode D1 entgegengesetzten Richtung.The uncontrolled diode D1 is a common semiconductor diode, which has only a small forward voltage drop in the Of the order of 0.7 volts. That in its conductive semiconductor element T1 can be controlled by a positive Pulse at its gate electrode in the conductive state leads. In the illustrated embodiment, this is one of them assumed that a positive control pulse this IGBT in the transferred conductive state during the IGBT in the absence of Control pulse is not conductive. Of course leads this IGBT T1 the current in only one to the uncontrolled Diode D1 opposite direction.

In Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm für den Verlauf der Netzspannung UN der Kondensatorspannung Uc und des Kondensatorstromes ic dargestellt, was für den Fall gilt, wenn der Kondensator C seine Nennblindleistung aufnehmen soll. Aus dem Verlauf der Kondensatorspannung Uc ist zu erkennen, daß der Kondensator C bei abgeschaltetem IGBT T1 mit Hilfe der ungesteuerten Diode D1 immer auf eine negative Scheitelspannung der Netzspannung UN vorgeladen ist.In Fig. 2 is a timing diagram for the course of the network voltage U N is the capacitor voltage U c and the capacitor current i c shown, which applies to the case when the capacitor C is to receive its nominal reactive power. From the course of the capacitor voltage U c it can be seen that the capacitor C is always precharged to a negative peak voltage of the mains voltage U N when the IGBT T1 is switched off using the uncontrolled diode D1.

Kurz nach Überschreiten des negativen Scheitelwertes der Netz­ spannung UN wird ein positiver Impuls an die Gate-Elektrode des IGBT T1 geliefert, und der Kondensator C wird von der Netz­ spannung UN stoßfrei mitgenommen. Von diesem mit t1 bezeich­ neten ersten Zeitpunkt bis zum Zeitpunkt t2, der dem positiven Scheitelwert der Netzspannung UN entspricht, bleibt der IGBT T1 durch den positiven Impuls eingeschaltet und führt die posi­ tive Stromhalbwelle. Von diesem Zeitpunkt t2 an übernimmt die ungesteuerte Diode D1 die negative Halbwelle bis zum Zeitpunkt t3, zu dem der IGBT erneut durch den Steuerimpuls eingeschal­ tet werden muß. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch bis zu einem Zeitpunkt tn, zu dem kein weiterer Steuerimpuls folgt. Bis zum Zeitpunkt tn-1 hat der IGBT T1 zuletzt Strom geführt. Shortly after the negative peak value of the line voltage U N is exceeded, a positive pulse is delivered to the gate electrode of the IGBT T1, and the capacitor C is carried along by the line voltage U N without bumps. From this first point in time designated t 1 to time t 2 , which corresponds to the positive peak value of the mains voltage U N , the IGBT T1 remains switched on by the positive pulse and carries the positive current half-wave. From this time t 2 on, the uncontrolled diode D1 takes over the negative half-wave until time t 3 , at which the IGBT must be switched on again by the control pulse. This process is repeated periodically until a time t n , at which no further control pulse follows. Up to the time t n-1 , the IGBT T1 last carried current.

Die Aufladung auf den negativen Scheitelwert der Netzspannung UN übernimmt dann wieder die ungesteuerte Diode D1 in der Zeit tn bis tn-1.Charging to the negative peak value of the mains voltage U N then again takes over the uncontrolled diode D1 in the time t n to t n-1 .

Wenn die aufgenommene Leistung gemäß Fig. 3 gegenüber der Nennblindleistung verringert werden soll, so wird der IGBT T1 bei verschiedenen Phasenabschnittswinkeln β1 und β2 abgeschaltet.If the received power is to be compared to the rated reactive power is reduced in accordance with Fig. 3, the IGBT T1 is at different phase angles β 1 and β section 2 is turned off.

Das Einschalten des IGBT T1 erfolgt auch bei dem Zeitdiagramm nach Fig. 3 zum Zeitpunkt t1. Diesmal wird jedoch die Strom­ halbwelle vor ihrem natürlichen Nulldurchgang dadurch abge­ schnitten, daß der Steuerimpuls der Gate-Elektrode des IGBT T1 nur bis zum Zeitpunkt t2 zugeführt wird.The IGBT T1 is also switched on in the time diagram according to FIG. 3 at time t 1 . This time, however, the current is half-cut before its natural zero crossing by the control pulse of the gate electrode of the IGBT T1 being supplied only until time t 2 .

Der Kondensator C behält hierbei denjenigen Spannungswert bei, der zum Zeitpunkt t2 anlag, während die Netzspannung UN den positiven Scheitelwert durchläuft. Zum Zeitpunkt t3, zu dem die Netzspannung UN die Kondensatorspannung UC unterschreitet, wird die ungesteuerte Diode D1 stromführend, und zwar bis zum Zeitpunkt t4, zu dem der IGBT T1 erneut eingeschaltet wird.The capacitor C in this case maintains the voltage value which was present at the time t 2 , while the mains voltage U N passes the positive peak value. At the time t 3 , at which the mains voltage U N falls below the capacitor voltage U C , the uncontrolled diode D1 becomes live, namely until the time t 4 , at which the IGBT T1 is switched on again.

Dieser Ablauf erfolgt ebenfalls periodisch bis zu einem Zeit­ punkt tn, bei dem die Gate-Steuerimpulse ausbleiben.This sequence also takes place periodically up to a point in time t n at which the gate control pulses are absent.

Der Kondensatorstrom ic ist somit um den Zeitraum 2 . β1 pro Periode gekürzt.The capacitor current i c is thus by the period 2. β 1 reduced per period.

In Fig. 4 ist der gleiche Steuerungsablauf dargestellt, jedoch mit einem Phasenabschnittswinkel β2, der größer als β1 nach Fig. 3 ist. Der Kondensator C wird nur noch mit der Ladungsmenge Q = C . ΔU entladen und geladen. Damit ver­ bleibt auch an der ungesteuerten Diode D1 bzw. dem IGBT T1 eine Spannung von 2 . U . √2 - ΔU. Der Stromflußwinkel beträgt jetzt nur noch 180° - β2 pro Halbwelle. In FIG. 4, the same control sequence is shown, but with a reverse phase angle β 2, β 1 is greater than in FIG. 3. The capacitor C is only with the amount of charge Q = C. ΔU unloaded and charged. This means that a voltage of 2 remains on the uncontrolled diode D1 or the IGBT T1. U. √2 - ΔU. The current flow angle is now only 180 ° - β 2 per half-wave.

Die in Fig. 1 gezeigte Ausführungsform der Vorrichtung weist in der beschriebenen Weise den Vorteil auf, daß lediglich bei einer Halbwelle der Netzspannung UN der verglichen mit der Diode D1 höhere Spannungsabfall eines IGBT wirksam ist, während bei der anderen Halbwelle lediglich der geringe Spannungsabfall an einer ungesteuerten Diode auftritt.The embodiment of the device shown in FIG. 1 has the advantage in the manner described that only one half-wave of the mains voltage U N has the higher voltage drop of an IGBT compared to the diode D1, while the other half-wave has only the slight voltage drop an uncontrolled diode occurs.

Dadurch wird die bei der Steuerung der von dem Kondensator auf­ genommenen Leistung auftretende Verlustleistung wesentlich ver­ ringert, und es können die Kühlmaßnahmen für die Halbleiter­ bauelemente wesentlich verringert werden. Weiterhin ist ledig­ lich ein in seiner Leitfähigkeit steuerbares Halbleiterelement erforderlich, was die Kosten wesentlich verringert, insbesondere dann, wenn bei Dreiphasen-Netzen drei oder mehr derartiger Elemente verwendet werden müssen.This will help in controlling the on of the capacitor loss of power incurred wrestles, and there can be cooling measures for the semiconductors components can be significantly reduced. Furthermore, is single Lich a controllable semiconductor element in its conductivity required, which significantly reduces costs, in particular then, if three or more of such in three-phase networks Elements must be used.

Claims (4)

1. Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung der von zumindest einem Kondensator aufgenommenen Blindleistung eines Wechsel­ stromnetzes, bei der der zumindest eine Kondensator über anti­ parallelgeschaltete, jeweils einen Strom nur in einer Rich­ tung leitende Halbleiterelemente an das Wechselstromnetz anschaltbar ist, und bei der die Halbleiterelemente eine ungesteuerte Diode und mindestens ein zweites, durch Steuerim­ pulse mit einer ersten Polarität in den leitenden Schaltzustand überführbares Halbleiterelement umfassen, wobei das zweite Halbleiterelement von einer Steuerschaltung zu einem ersten Zeitpunkt kurz nach dem Zeitpunkt des Scheitelwertes derjenigen Halbwelle der Wechselspannung eingeschaltet wird, für die die Diode leitend war, und wobei das zweite Halbleiterelement zu einem zweiten Zeitpunkt abgeschaltet wird, der eine Phasenverzögerung β zwischen Null und 180° gegenüber dem ersten Zeitpunkt aufweist, wenn die wirksame Blindleistung des Kondensators (C) gegenüber dessen Nennblindleistung zu verringern ist, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Halbleiterelement ein IGBT-Transistor (T1) ist, daß die ungesteuerte Diode (D1) und der IGBT-Transistor jeweils in Reihe mit einer zugehörigen Gleichstromdrossel (L1, L2) geschaltet sind, und daß die Induktivitäten der Drosseln (L1, L2) voneinander verschieden sind.1. Device for the infinitely variable control of the reactive power consumed by at least one capacitor of an alternating current network, in which the at least one capacitor via anti-parallel circuit, in each case one current can be switched on in only one direction conducting semiconductor elements to the alternating current network, and in which the semiconductor elements are uncontrolled Diode and at least one second, by Steuerim pulse with a first polarity in the conductive switching state convertible semiconductor element, wherein the second semiconductor element is switched on by a control circuit at a first point in time shortly after the time of the peak value of that half-wave of the AC voltage for which the diode is conductive was, and wherein the second semiconductor element is switched off at a second point in time, which has a phase delay β between zero and 180 ° compared to the first point in time when the effective reactive power of the capacitor (C) against its nominal blink d power is to be reduced, characterized in that the second semiconductor element is an IGBT transistor (T1), that the uncontrolled diode (D1) and the IGBT transistor are each connected in series with an associated DC choke (L1, L2), and that the inductances of the chokes (L1, L2) are different from each other. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mit dem zweiten Halbleiterelement (T1) in Serie geschal­ tete Gleichstromdrossel (L2) mit einer zweiten Diode (D2) mit zu dem IGBT-Transistor (T1) engegengesetzter Polarität überbrückt ist. 2. Device according to claim 1, characterized, that with the second semiconductor element (T1) in form tete DC choke (L2) with a second diode (D2) with bridged the opposite polarity of the IGBT transistor (T1) is.   3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Steuerschaltung ein Blindleistungsregler vorgesehen ist, der ein Steuersignal für die Phasenverzögerung β erzeugt.3. Device according to claim 1, characterized, that a reactive power controller is provided as the control circuit which is a control signal for the phase delay β generated. 4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Dreiphasenbetrieb drei jeweils aus der Antiparallel­ schaltung der ungesteuerten Diode (D1) und des zweiten Halb­ leiterelementes (T1) mit den zugehörigen Gleichstromdrosseln (L1, L2) sowie dem Kondensator (C) bestehende Einheiten getrennt zur Kompensation asymmetrischer Blindleistung bei unverzögerter Regelung verwendbar sind.4. Device according to one of the preceding claims, characterized, that in three-phase operation three each from the anti-parallel circuit of the uncontrolled diode (D1) and the second half conductor element (T1) with the associated DC chokes (L1, L2) and the capacitor (C) existing units separated for compensation of asymmetrical reactive power with undelayed Regulation can be used.
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