DE19930702A1

DE19930702A1 - FIR decimation filter

Info

Publication number: DE19930702A1
Application number: DE1999130702
Authority: DE
Inventors: Christoph Braun
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1999-07-02
Filing date: 1999-07-02
Publication date: 2001-01-11
Also published as: AU6555200A; WO2001003295A1; DE10081893D2

Abstract

The invention relates to a novel FIR filter for an AD converter according to a method contained in patent application DE 4333908. Said method is based on non equidistant signal scanning and requires a special digital FIR decimation filter. The inventive FIR filter is characterized by a linear interpolation of the filter coefficients, thereby resulting in a substantial reduction of memory requirements for said coefficients. The two data memories (RAM) for amplitude and time values are characteristic of the new filter structure. The invention provides for a sequential decimation filter requiring relatively simple circuitry.

Description

Die Erfindung betrifft ein neuartiges FIR-Filter für einen AD-Wandler nach dem Verfahren aus der Patentschrift DE 43 33 908.The invention relates to a novel FIR filter for an AD converter according to the method from Patent DE 43 33 908.

AD-Wandler entsprechend der Patentschrift DE 43 33 908 benötigen ein spezielles FIR-Filter, das im Normalfall einen großen schaltungstechnischen Aufwand bedeutet.AD converters according to the patent specification DE 43 33 908 require a special FIR filter, which in the Normally means a great deal of circuitry.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, durch eine vorteilhafte Gestaltung des FIR-Filters den schaltungstechnischen Aufwand deutlich zu reduzieren.The object of the present invention is to achieve an advantageous design of the FIR filter to significantly reduce circuitry outlay.

Ein AD-Wandler nach dem Verfahren aus DE 43 33 908 geht aus einer linearen Pulsmodulation hervor. Diese Pulsmodulation basiert auf dem Vergleich eines sinusförmigen Trägersignals (S(t)) mit dem analogen Eingangssignal (Sm(t)) (Fig. 1). Bei Übereinstimmung beider Signale wird jeweils ein gleichförmiger Impuls (Dirac-Impuls) erzeugt. Das Frequenzspektrum dieser Pulsfolge P(t) (Fig. 1) ist in Fig. 2 dargestellt. Diese spezielle Art der Pulsmodulation setzt das ursprüngliche Tiefpaßsignal (Eingangssignal) in ein Bandpaßsignal mit der Trägersignalfrequenz (S(t)) als Mittenfrequenz um. Zur AD-Wandlung wird die zeitliche Lage der Impulse der Folge P(t) mit zwei Hochfrequenzzählern quantisiert (siehe Patentschrift DE 43 33 908).An AD converter according to the method from DE 43 33 908 results from a linear pulse modulation. This pulse modulation is based on the comparison of a sinusoidal carrier signal (S (t)) with the analog input signal (Sm (t)) ( FIG. 1). If both signals match, a uniform pulse (Dirac pulse) is generated. The frequency spectrum of this pulse sequence P (t) ( FIG. 1) is shown in FIG. 2. This special type of pulse modulation converts the original low-pass signal (input signal) into a band-pass signal with the carrier signal frequency (S (t)) as the center frequency. For AD conversion, the temporal position of the pulses of the sequence P (t) is quantized using two high-frequency counters (see patent specification DE 43 33 908).

Bei einem normalen, digitalen FIR-Filter ergibt sich die Größe des benötigten Koeffizientenspeichers aus der Impulsantwortlänge und der Abtastrate. In Fig. 3 ist der Zusammenhang zwischen Anzahl der benötigten Filterkoeffizienten, der Impulsantwortlänge dargestellt. Die Pulsfolge Pd(t) ergibt sich aus der zeitlichen Quantisierung der Pulsfolge P(t). Fig. 3 zeigt die Impulsantwort eines Tiefpaßfilters. Aus Fig. 3 erkennt man, daß die Koeffizientenanzahl gleich der Anzahl der Quantisierungszeitintervalle n sein muß. Bei einer entsprechend hohen zeitlichen Auflösung werden daher sehr viele Koeffizienten benötigt.With a normal, digital FIR filter, the size of the required coefficient memory results from the impulse response length and the sampling rate. In Fig. 3, the relationship between number of required filter coefficients of the impulse response length is shown. The pulse sequence Pd (t) results from the temporal quantization of the pulse sequence P (t). Fig. 3 shows the impulse response of a low-pass filter. From Fig. 3 it can be seen that the number of coefficients must be equal to the number of quantization time intervals n. With a correspondingly high temporal resolution, a large number of coefficients are therefore required.

Ein sequentielles FIR-Filter (Fig. 4) besteht im Wesentlichen aus einem RAM entsprechend der Impulsantwortlänge, dem Koeffizientenspeicher und einem Multiplizierer mit Akkumulator.A sequential FIR filter ( FIG. 4) essentially consists of a RAM corresponding to the impulse response length, the coefficient memory and a multiplier with an accumulator.

Die Steuerlogik SL (Fig. 4) speichert die Abtastwerte entsprechend der zeitlichen Reihenfolge in das RAM und wählt die Filterkoeffizienten aus. Der Multiplizierer bildet das Produkte aus den Abtastwerten und den Filterkoeffizienten, die dann im Akkumulator aufsummiert werden.The control logic SL ( FIG. 4) stores the samples in the RAM according to the chronological order and selects the filter coefficients. The multiplier forms the product of the samples and the filter coefficients, which are then added up in the accumulator.

Die Erfindung bezieht sich auf ein sequentielles FIR-Filter für das AD-Wandlerverfahren (DE 43 33 908). Dieses FIR-Filter muß zum einen das Bandpaßsignal wieder ins Basisband verschieben und zum anderen alle nichtlinearen Oberspektren unterdrücken, so daß die Ausgangsdatenrate auf die Nyquistrate des analogen Eingangssignals reduziert werden kann.The invention relates to a sequential FIR filter for the AD converter method (DE 43 33 908). This FIR filter must shift the bandpass signal back to baseband and on the other hand suppress all nonlinear upper spectra, so that the output data rate is based on the Nyquistrate of the analog input signal can be reduced.

Dazu ist eine neuartige Struktur eines FIR-Filters notwendig, die zudem mit deutlich reduzierter Koeffizientenspeichergröße auskommt. Diese Probleme werden durch die erfindungsgemäße FIR- Filterstruktur gelöst.This requires a new type of FIR filter structure, which is also significantly reduced Coefficient memory size needs. These problems are solved by the FIR Filter structure solved.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung ist die lineare Koeffizienteninterpolation. Dies bedeutet, daß nur ein Bruchteil der benötigten Koeffizienten gespeichert werden müssen. Die Überwiegende Anzahl der Koeffizienten werden linear interpoliert. Simulationen haben gezeigt, daß bei einer Anzahl von N benötigten Koeffizienten nur eine Anzahl von √N gespeicherten Koeffizienten erforderlich ist. Folglich befindet sich nur jeder √N-nte Koeffizient in einem Festwertspeicher (ROM). Alle dazwischenliegenden Koeffizienten werden mit Hilfe zwei benachbarter Werte linear interpoliert (Geradengleichng). Die lineare Interpolation gewährleistet eine ausreichende Genauigkeit und läßt sich in digitaler Schaltungstechnik mit relativ geringem Aufwand realisieren. Anschaulich ergibt sich dies aus der Tatsache, daß ein sinusförmiges Signal besonders gut durch lineare Interpolation zwischen äquidistanten Stützstellen angenähert werden kann.An essential feature of the invention is the linear coefficient interpolation. This means that only a fraction of the required coefficients need to be saved. The vast majority the coefficients are linearly interpolated. Simulations have shown that with a number of N required coefficients only a number of √N stored coefficients is required. As a result, only every √Nth coefficient is in a read-only memory (ROM). All intermediate coefficients are linearly interpolated using two neighboring values (Line equation). The linear interpolation ensures sufficient accuracy and leaves can be realized in digital circuit technology with relatively little effort. Clearly follows this from the fact that a sinusoidal signal is particularly good through linear interpolation can be approximated between equidistant support points.

Geht man von einer Tiefpaß-Filterung der Zählergebnisse des AD-Wandlers aus, so ist die erfindugsgemäße FIR-Filterstruktur durch zwei Datenspeicher gekennzeichnet.If one assumes a low-pass filtering of the counting results of the AD converter, then that is FIR filter structure according to the invention characterized by two data memories.

Zunächst werden die Diracimpulse, die den Zählergebnissen entsprechen, mit einem digitalen Sinussignal multipliziert. Dadurch wird das Bandpaßsignal wieder in Tiefpaßlage gebracht. Bei einer sehr hohen Auflösung des AD-Wandlers erfordert diese Multiplikation eine sehr große Anzahl an Sinussignalkoeffizienten. Durch die lineare Interpolation reduziert sich erheblich der Speicheraufwand für die Sinussignalkoeffzienten (N → √N). Da der AD-Wandler auf einer nichtäquidistanten Abtastung beruht, müssen nicht nur die Ergebnisse der Sinusmultiplikation sondern auch die Zeitwerte (Zählergebnisse) für die Dauer der Impulsantwort des FIR-Filters in einem Arbeitsspeicher (RAM) abgelegt werden. In einem Speicher befinden sich dann die Amplitudenwerte (Amp.-RAM) und in einem weiteren die Zeitwerte (Zeit-RAM). Die sich aus einer äquidistanten Abtastung der Tiefpaßimpulsantwort ergebenen Filterkoeffizienten werden in einem Festwertspeicher (ROM) abgelegt. Zur Reduzierung des Speicheraufwandes werden die Koeffizienten, die zeitlich zwischen den gespeicherten Werten liegen, erfindungsgemäß durch eine lineare Interpolation ermittelt. Diese Maßnahme führt zu einer deutlichen Reduzierung des Speicheraufwandes (N → √N). Die Zeitwerte im Zeit-RAM wählen die Entsprechenden Filterkoeffizienten aus, die dann mit den Amplitudenwerten im Amp.-RAM entsprechend multipliziert werden. Wie bei einem gewöhnlichen FIR- Filter werden dann diese Produkte im Akkumulator aufsummiert und bilden dann das Ausgangssignal des FIR-Filters bzw. des AD-Wandlers.First, the Dirac impulses that correspond to the counting results are digital Multiplied sine signal. This brings the bandpass signal back to the low-pass position. At a very high resolution of the AD converter, this multiplication requires a very large number of Sinusoidal signal coefficients. The linear interpolation considerably reduces the storage effort for the sinusoidal signal coefficients (N → √N). Because the AD converter on a non-equidistant Sampling, not only the results of the sine multiplication but also the time values (Count results) for the duration of the impulse response of the FIR filter in a working memory (RAM) be filed. The amplitude values (Amp.-RAM) and in are then stored in a memory another the time values (time RAM). The result of an equidistant sampling of the Low-pass impulse response filter coefficients are stored in a read-only memory (ROM) filed. To reduce the amount of memory, the coefficients that are between the stored values, determined according to the invention by linear interpolation. These Measure leads to a significant reduction in the amount of memory (N → √N). The time values in the time RAM select the corresponding filter coefficients, which are then compared with the Amplitude values in the Amp.RAM are multiplied accordingly. Like an ordinary FIR Filters are then summed up these products in the accumulator and then form the output signal of the FIR filter or the AD converter.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 5 dargestellt. Sie zeigt die Realisierung des FIR- Filters. Das Filter besteht im Wesentlichen aus dem Koeffizientenspeicher für das Sinussignal (Sinus- ROM), dem Speicher für die Filterkoefflzienten (Filter-ROM), den linearen Interpolatoren 1 und 2, der Steuerlogik 1..3 und den Arbeitsspeichern für die Amplitudenwerte (Amp.-RAM) und den Zeitwerten (Zeit-RAM). Ein dem Multiplizierer folgender Akkumulator liefert das Ausgangssignal des FIR-Filters bzw. des AD-Wandlers.An embodiment of the invention is shown in FIG. 5. It shows the implementation of the FIR filter. The filter essentially consists of the coefficient memory for the sinusoidal signal (Sinus-ROM), the memory for the filter coefficients (Filter-ROM), the linear interpolators 1 and 2 , the control logic 1..3 and the working memories for the amplitude values (Amp. -RAM) and the time values (time RAM). An accumulator following the multiplier supplies the output signal of the FIR filter or the AD converter.

Die Ergebnisse der Hochfrequenzzähler (Patentschrift DE 43 33 908) stellen das Eingangssignal des FIR-Filters (Fig. 5) dar. Den Zählergebnissen, die die Diracstoßfolge repräsentieren, werden zuerst die entsprechenden Sinussignalkoeffizienten zugeordnet. Anschließend werden dann diese ausgewählten Sinussignalkoeffizienten im Amp.-RAM gespeichert. Die Auswahl und Speicherung übernimmt die Steuerlogik SL1. Der lineare Interpolator 1 (Lin.-Interpolator 1) berechnet die fehlenden Koeffizienten zwischen zwei im Sinus-ROM gespeicherten Koeffizienten (Geradengleichung). Der lineare Interpolator kann dabei z. B. mit einfachen Addierern und Bit-Schiebeoperationen realisiert werden. Gleichzeitig werden die Zählergebnisse im Zeit-RAM gespeichert. Die Anzahl der gespeicherten Werte im Amplituden RAM (Amp.-RAM) als auch im Zeit-RAM hängt dabei von der Länge der Impulsantwort des FIR-Filters ab. Die Steuerlogik SL2 ist sorgt für die korrekte Reihenfolge der Datenspeicherung.The results of the high-frequency counter (patent DE 43 33 908) represent the input signal of the FIR filter ( FIG. 5). The counting results, which represent the Dirac pulse sequence, are first assigned the corresponding sinusoidal signal coefficients. These selected sinusoidal signal coefficients are then stored in the amp RAM. The control logic SL1 takes over the selection and storage. The linear interpolator 1 (Lin.-Interpolator 1 ) calculates the missing coefficients between two coefficients stored in the sine ROM (line equation). The linear interpolator can, for. B. can be realized with simple adders and bit shift operations. At the same time, the counting results are saved in the time RAM. The number of values stored in the amplitude RAM (Amp.-RAM) and in the time RAM depends on the length of the impulse response of the FIR filter. The control logic SL2 is responsible for the correct order of data storage.

Über die Steuerlogik SL3 werden dann den Zeitwerten die entsprechenden Filterkoeffizienten zugeordnet und an den Multiplizierer weiter geleitet. Der lineare Interpolator 2 bestimmt dabei die Werte zwischen zwei benachbarten Koeffizienten aus dem Filter-ROM (Geradengleichung). Der Multiplizierer bildet das Produkt zwischen den Filterkoeffizienten und den zugeordneten Amplitudenwerten im Amp.-RAM. Der Akkumulator überlagert die Ergebnisse der Multiplikationen und bildet so das Ausgangssignal.The corresponding filter coefficients are then assigned to the time values via the control logic SL3 and passed on to the multiplier. The linear interpolator 2 determines the values between two adjacent coefficients from the filter ROM (straight line equation). The multiplier forms the product between the filter coefficients and the associated amplitude values in the amp RAM. The accumulator superimposes the results of the multiplications and thus forms the output signal.

In diesem Beispiel wird von einer Tiefpaßfilterfunktion ausgegangen, weil durch die Zuordnung von Zählergebnissen und Sinussignalkoeffizienten das Bandpaßsignal wieder in den Tiefpaßbereich verschoben wird. Soll das Bandpaßsignal direkt gefiltert werden, so entfällt der gestrichelt eingerahmte Teil in Fig. 5. Allerdings haben Simulationen gezeigt, daß dann gegenüber einer Tiefpaßfilterung die Impulsantwort des Bandpaßfilters wesentlich länger sei muß (höhere Sperrdämpfung).In this example, a low-pass filter function is assumed because the assignment of count results and sinusoidal signal coefficients shifts the bandpass signal back into the low-pass range. If the bandpass signal is to be filtered directly, the part framed in dashed lines in FIG. 5 is omitted . However, simulations have shown that compared to low-pass filtering, the impulse response of the bandpass filter must be considerably longer (higher blocking attenuation).

Claims

1. Sequential, digital FIR decimation filter for non-equidistant signal samples, characterized in that the coefficient memory is followed by a linear interpolator which determines the coefficients between two stored values by linear interpolation (straight line equation).

2. FIR decimation filter according to claim 1, characterized in that the input values in a time memory RAM and after appropriate multiplication with the sine signal in one Amplitude memory RAM can be saved.