DE19815825A1 - Analoge Entzerrer und Decoder für verzerrende Nachrichtenübertragungskanäle - Google Patents
Analoge Entzerrer und Decoder für verzerrende NachrichtenübertragungskanäleInfo
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Abstract
Die Erfindung ist ein Zusatz zur Patentanmeldung DE Nr. 19725275.3 "Verfahren und Einrichtung zur analogen Detektion und Decodierung" und betrifft die Erweiterung der dort angemeldeten Methoden auf "Entzerrerverfahren und Entzerrergeräte für verzerrenden Nachrichtenübertragungskanälen", wie sie bei leitungsgebundener Übertragung und im Mobilfunk auftreten, die im Gegensatz zum Stand der Technik nicht durch sequentielle Algorithmen und prozessorgesteuerte, oder digital implementierte Einrichtungen, sondern durch parallele, rückgekoppelte, lineare und nichtlineare Netzwerke implementiert werden. Diese verarbeiten analoge, also zeit- und wertkontinuierliche Signale, und der Entzerrer akzeptiert, verarbeitet und liefert solche analoge "Soft"-Werte. In vielen Fällen arbeitet der Entzerrer nahezu verzögerungsfrei und ist nur durch die Laufzeit und die Einschwingvorgänge in seiner Schnelligkeit begrenzt, welche durch die der Schaltung vorhandenen parasitären Widerstände und Kondensatoren bestimmt sind. Besonders effektiv ist die Verbindung solcher Entzerrerschaltungen mit analogen Decodern, wie sie in der Patentschrift (HagP97) beschrieben sind. Das Entzerrernetzwerk ist mit dem Decodernetzwerk vorwärts und rückwärts verkoppelt, so daß während des Einschwingvorganges ständig Information zwischen beiden ausgetauscht wird. Die Decodierung kann auch mit Teilnetzwerken durchgeführt werden, die parallel, seriell oder verschachtelt konkateniert sind. DOLLAR A Darüber hinaus wird ...
Description
Ein Kernproblem der Empfängertechnik ist die Entzerrung bei dispersiven
Kanälen. Dabei wird das Übersprechen, das durch Übertragung digitaler
Daten über nicht ideale Kanäle mit nicht-idealer Impulsantwort entsteht,
möglichst wieder beseitigt.
Standardtechniken der Entzerrung digitaler Daten, wie lineare Entzerrung,
quantisierte Rückkopplung und Maximum-Likelihood-(ML) Entzerrung sind
wohlverstanden und z. B. in [Pro95] dargestellt. Neuerdings werden auch
sogenannte "Soft-in/Soft-out" Entzerrer [Hag92] verwendet, die nicht nur
"Soft"-Werte als Eingangswerte verwenden, sondern auch solche produzie
ren. Die ML oder Maximum-a-posteriori (MAP) Verfahren arbeiten bisher
algorithmisch und sequentiell in digitalen Prozessoren und verwenden z. B.
den Viterbi-, den SOVA oder den Bahl-Algorithmus und daraus durch Ver
einfachungen abgeleitete Algorithmen [HOP96].
Die oben beschriebenen Entzerreralgorithmen benötigen A/D-Wandler, und
eine gewisse Verarbeitungszeit (Latenz), da sie taktgesteuert, mit Speichern
und Prozessoren arbeiten. Latenzzeiten sind aber immer kritisch, da auf
den Übertragungsweg Verzögerungen aller Art auftreten. Anderseits wird
von solchen Algorithmen verlangt, daß sie "Soft"-Werte abgeben. Dadurch
werden sie noch komplizierter und ihre Verarbeitungszeit steigt an. Da sie am
Eingang und am Ausgang zeitdiskret, aber wertkontinuierlich arbeiten, stellt
sich die Aufgabe, ob nicht gleich analog zu verarbeitet werden kann, zumal
die empfangenen Signale, auch wenn sie Digitalsignale tragen, analog sind
und häufig auch die Ausgangssignale analog sind, wie z. B. Sprachsignale.
Die vorliegende Erfindung will die Aufgabe der Entzerrung und der Weiter
verarbeitung von Digitalsignalen analog lösen: Es werden bei den Empfängern
auch zur internen Signalverarbeitung "Soft"-Werte herangezogen, d. h. es
werden durchwegs analoge (reelle und zeitkontinuierliche) Signalwerte ver
wendet, die in einer Schaltung durch Strom- und/oder Spannungswerte dar
gestellt sind. Dies stellt einen Schritt dar, der von der digitalen (binären)
Welt zurück zu der analogen Welt führt. Dieser Teil des Empfängers wird
realisiert als analoges, paralleles, nichtlineares Netzwerk, das mit den emp
fangenen Werten geladen wird und nach einem Einschwingvorgang die Er
gebniswerte in analoger Form vorlegt. Das Vorzeichen dieser Ergebniswerte
ist dann die Binärentscheidung, der Betrag ist dann die Zuverlässigkeit die
ser Entscheidung. Dabei werden die Netzwerkkomponenten optimal nach der
MAP-Regel erworben und miteinander durch den Austausch von extrinsi
scher Information [HOP96] verknüpft. So erreicht man eine gute Näherung
zu der globalen MAP-Lösung.
Die Vorteile dieser neuen Methode liegen darin, daß praktisch ohne Verzöge
rung ("no latency") entschieden wird, keine Information verschwendet wird,
hochparallel und integriert verarbeitet wird und "Soft"-Werte, d. h. Bits mit
Zuverlässigkeit am Ausgang vorliegen. Es wird angestrebt, die Netzwerke
als integrierte analoge Transistorschaltungen nach bekannten Entwurfsme
thoden zu realisieren. Natürlich können diese Netzwerke auch auf bisherigen
sequentiellen Rechnern nachgebildet werden.
In dieser Einführung wiederholen wir teilweise Grundbegriffe aus (HagP97)
beschränken wir uns auf binäre Werte, obwohl das Prinzip der L-Werte, wie
in [Ber98] beschrieben, auch auf nichtbinäre Alphabete ausgedehnt werden
kann.
Die Bits kann man als abstrakte Elemente beliebig bezeichnen, also wie meist
üblich mit 0,1 oder - wie hier verwendet - mit +1, -1. Man führt dann noch
die Wahrscheinlichkeiten ein und die Loglikelihood-Verhältnisse (LLR)
L(x) ist eine reelle Zahl und die binäre (harte) Entscheidung ist
x = sign(L(x)) (2)
und
|L(x)| (3)
bedeutet die Zuverlässigkeit von x.
Mit
λ(x) = E(x) = tanh(L(x)/2) (4)
bezeichnet man das sog. "Soft"-Bit, dessen Werte im Bereich von -1 bis +1
liegen.
Addiert man zwei statistisch unabhängige Bits (im GF(2) bzw. modulo 2)
x3 = x1 ⊕ u2 (5)
so gilt für die "soft"-Bits [HOP96]
λ(x3) = λ(x1).λ(x2), (6)
wobei die Muliplikation, die der reellen Zahlen ist. Für die L-Werte gilt dann
die Beziehung
L(x3) = 2.atanh(tanh(L(x1)/2).tanh(L(x2)/2)), (7)
die wir mit dem "Boxplus"-Symbol abkürzen:
L(x3) = L(x1) L(x2). (8)
Diese Netzwerkelements können wie in den Bildern 1, 2, 3 und 4 ausgeführt,
auch als Bauteil realisiert werden.
Für die "Boxplus" Operation gilt die Näherung [HOP96]:
L(x3) ≈ signL(x1).signL(x2).min(|L(x1)|, |L(x2)|) (9)
Das Element bildet ein wesentliches Bauteil in den nachfolgenden Reali
sierungen der Erfindung.
Falls man bei einer Implementierung die Multiplikation scheut, kann man
auch in den Log-λ-Bereich Λ gehen. (Diese Definition ist von [HagP97] leicht
verschieden):
Λ(x) = -ln(sign(x)λ) = -ln(sign(x) tanhL(x)/2). (10)
Umgekehrt erhält man
λ = sign(x)e-Λ(x), (11)
Damit hat man die durch einfache Addition reeller positiver Zahlen aus
zuführende Betragsbeziehung
|Λ(x3)| = |Λ(x1)|+|Λ(x2)|, (12)
während für das Vorzeichen xi = ±1 gilt
x3 = x1 ⊕ x2.
Bei einer Schaltung könnte man also Betrag Λ und Vorzeichen x auf ge
trennten Leitungen führen.
Nach der Übertragung des Bits x über einen BSC oder einen Gaußschen/Fading
Kanal, hat man den Empfangswert y und
und mit den L-Werten
Dabei ist Lc = 4a.Es/N0 für einen Fading Kanal mit der Amplitude a. Für
den Gaußschen Kanal ist a = 1 und für den BSC ist Lc gleich
Lc = log((1-P0)/P0).
Deshalb wird Lc die Zuverlässigkeit oder Kanalzustandsinformation (CSI)
des Kanals genannt.
Das Netzwerk wird gemäß der Erfindung mit den Werten L(x|y) geladen,
wobei die CSI und die a priori Information bekannt sein müssen und, wie im
Bild 5 gezeigt, gewichtet werden. Ist L(x) nicht bekannt, so wird es zu Null
gesetzt.
Ein frequenzselektiver Kanal ist beschrieben durch Bild 6. Nach der Über
tragung des Bits x über einen solchen Kanal gilt,
mit dem Gaußschen Rauschen
Das LLR für binäre Daten ist dann
Die gesamte APP Metrik ist damit
und das Softbit wird
λi = E{xi} = tanh(L(xi|yi)/2)
Diese Formeln werden nun in eine Schaltung nach Bild 7 umgesetzt. Vom
Kanal her wird die Schaltung mit den Werten yi geladen und nach dem Ein
schwingen der Schaltung werden Li Werte weiter gegeben. zi wird mit hi * bzw.
mit Lchi * multipliziert und nur der Realteil weitergegeben. Wenn ein Deco
der angeschlossen ist, werden nur die gestrichelt gezeichneten extrinsischen
Werte weiter gegeben. Dafür wird aber die extrinsische Ergebnisinformation
des Decodernetzwerkes oder des Quellendecoders oder einer ähnlichen nach
geschalteten Einrichtung an Punkt Re zugefügt. Die in der Rückführung vor
Punkt A eingefügte Nichtlinearität ist wieder der tanh(x/2) oder eine pas
sende Näherung, die auf den Maximalwert vom Betrag Eins begrenzt. Bei
Kanälen mit höherem Gedächtnis erhöhen sich im Gegensatz zur Trellis
darstellung die Zahl der Knoten nicht, lediglich die Zahl der Verbindungen
steigt. Allerdings steigt die Zahl der Knoten mit der Zahl der Bits pro Rah
men.
Die Bausteine des evtl. nachfolgenden Decodiernetzwerkes sind wie in [HagP97]
beschrieben
- 1. Element Kanalgewichtung
- 2. Element L nach λ und Element λ nach L
- 3. Element L nach Λ und Element Λ nach L
- 4. Element binäre Addition und entsprechende Elemente in λ (Multipli kation), L (Boxplus) und Λ (Addition)
- 5. Ausführungsbeispiel Boxplus
- 6. Element Λ-Addition und Näherung der Boxplus-Operation getrennt nach Vorzeichen und Betrag.
Ein "Kreis"- oder "Boxplus"-Element ohne gepfeilte Linien bedeutet, daß
jede Linie doppelt ist, also aus dem bidirektionalem Element Signale heraus-
und hereingehen. Es läuft dann sowohl im Entzerrernetzwerk, als auch im
Decodiernetzwerk ein eventuell durch das Eigenrauschen oder durch passen
de Anfangswerte getriggerter Ausgleichsvorgang ab. Nach einer frei wählba
ren Zeit werden die "Soft Outputs" der gewünschten Bits abgegriffen. Die
Zeitkonstanten des Decodiernetzwerkes und des Entzerrernetzwerkes können
verschieden eingestellt werden.
Die Operationen der Netzwerke können im L-, λ- oder Λ-Bereich durch
geführt werden. Die nichtlinearen Transformationen können auch durch Ta
feln realisiert werden. Die Implementierung der Netzwerke können auf ver
schiedene Art erfolgen:
- 1. Realisierung mit diskreten Bauelementen
- 2. Integration analoger Bausteine und ihrer Verknüpfungen durch Tran sistorschaltungen auf Silizium
- 3. Realisierung durch programmierbare Prozessoren und durch integrier te digitale Schaltungen
Das Entzerrernetzwerk benötigt wie jedes andere Entzerrerverfahren die
Kenntnis der Koeffizienten {hi}. Es sei zi der empfangene Wert yi vermindert
um die Summe über xjhj über alle j ≠ i. Dabei ist i entweder ein bekanntes
Trainingsbit oder das soft entzerrte Bit. Dann erhält man wie man aus dem
Kanalmodell 6 sieht, einen verrauschten Wert für hi
i = zi = zi i
dessen Mittelwert E{ i} der beste Schätzwert für hi ist. Die Mittelwertbil
dung kann, wie im Bild 9 gezeigt, etwa durch ein RC-Glied erfolgen, des
sen Zeitkonstante der Veränderungszeitkonstante des Mehrwegekanals ent
spricht.
Das gleiche Verfahren ist auch für die Koeffizienten hi-j in den Zweigen
von Abb. 6 durchzuführen, wobei der entsprechende Zweig mit zi-j zu
verwenden ist. Bekannte Trainingsbits werden vorteilhaft über ihre aprio
ri Information Li = ±∞ eingegeben und bedürfen so keiner besonderen
Behandlung. Richtig decodierte Bits erhalten immer größere L-Werte und
wandeln sich so zu Trainingsbits. Auch ein blinde oder halbblinde Entzer
rung ist so möglich.
Die Ausgangswerte des Entzerrer- bzw. des Decodiernetzwerkes sind L-Werte,
die auch als Soft-bits durch tanh(L/2) dargestellt werden können. Mit die
sen läßt sich, wie in [Hag97f] beschrieben, eine verbesserte Rekonstruktion
durchführen: Wir verwenden jetzt den den analogen "Soft"-Bit Wert
λ(xk|yk) = tanh(L(xk|yk)/2) (16)
statt k zur Rekonstruktion der Abtastwerte. Für großes L(xk|yk), d. h. guten
Kanal, besteht kein Unterschied zum hart entschiedenen Bit, da der tanh in
die Sättigung geht. Statt der der Rekonstruktion mit den hart quantisierten
Abtastwerten
wird jetzt
verwendet, was zu einem deutlich kleineren Rekonstruktionsfehler führen
kann.
Dies läßt sich nun erfindungsgemäß auch durch ein Netzwerk durchführen,
besonders vorteilhaft, wenn die Ergebnisse in Ringstruktur vorliegen, wie im
Bild 10 gezeigt.
Im folgenden werden einige Ausführungsbeispiele gegeben, wie die Erfindung
in Kombination mit anderen Methoden der digitalen Übertragungstechnik
in Übertragungssysteme eingebaut werden kann. Bei einer seriellen Über
tragung der Bits werden diese seriell/parallel gewandelt und dann an das
Entzerrernetzwerk gelegt. Besonders vorteilhaft wirkt sich die Erfindung bei
einer parallelen Übertragung aus, bei der alle Bits dem Entzerrer parallel
übergeben werden.
Ein Blockcode fügt in bekannter Weise zu K Informationsbits Redundanz
dazu, sodaß ein Block von N bit entsteht, der über einen verzerrenden Kanal
mit der Impulsantwort der Länge 2L+1 übertragen werden soll. Dazu werden
nun wie in Bild 11 gezeigt, die letzten 2L+1 Bits als Präfix vorab übert
ragen. Damit wird wie bei einem "tailbiting" Faltungscode das Gedächtnis
des Kanals geladen. Beim Empfang werden wie im Bild 12 wieder die 2L+1
ersten Werte yi abgeschnitten, da diese noch vom vorherigen Block beein
flußt sein können. Diese Technik ist bei OFDM unter dem Namen "Guard
Interval" bekannt und dient dort dazu im Frequenzbereich das Überspre
chen zu beseitigen. Hier wird sie jedoch in neuer und andersartiger Weise im
Zeitbereich verwendet. Dafür bildet die Empfangsfolge ein zyklische Folge
und damit das Entzerrernetzwerk einen Ring, der durch die N Kanalwerte
geladen wird und N entzerrte Werte L(xi|yi)) weitergibt. Der Decoder erhält
damit vom Entzerrer augenblicklich und parallel "soft Werte". Ist der Ka
naldecoder wieder durch einen Soft-In/Soft/out-Decoder realisiert, wie in
[HagP97] beschrieben, so tauschen beide Decodiernetzwerke augenblicklich
ihre extrinsische Information aus, arbeiten gleichzeitig und ohne Zwischen
speicherung und unnötige Verzögerung. Es kann vorteilhaft sein, mehrere
Rahmen parallel zu entzerren und zu decodieren.
Ebenso können auch bekannte Bits für die letzten 2L+1 Hits verwendet
werden, was aber zu einem längeren Block führt.
Eine besonders logische und elegante Anwendung der Erfindung ergibt sich,
wenn ein Block von Daten durch einen "Tailbiting" Faltungscode codiert,
durch einen "Interleaver" verschachtelt und durch die oben beschriebene Zy
klisierung über den Mehrwegekanal übertragen wird: Dann sind Empfänger
und Decoder zwei ringförmige Schaltungen, welche durch den De-Interleaverring
verbunden sind, um ihre extrinsischen Informationswerte auszutauschen.
Bild 13 zeigt solch ein Netzwerk mit einem einfachen Faltungscode mit
Gedächtnis 1 und Rate 1/2. Simulationsergebnisse mit einem K = 1 Fal
tungscode, der einen Block von 20 Bits erzeugt und über einen Kanal mit den
Anzapfungen {hi} = {0.5, 0.707, 0.5} zeigen im Bild 14 das Einschwingver
halten der 20 Bits des Entzerrer-Netzwerkes und im Bild 15 das Einschwing
verhalten der 10 decodierten Bits des Decoder-Netzwerkes. Beide Netzwerke
schwingen jedoch bedingt durch die Kopplung, über den Interleaverring zu
sammen ein.
Obwohl das Hauptanliegen der Erfindung die Realisierung durch analoge
und integrierte Schaltungen ist, kann auch eine mehr konventionelle pro
zessororientierte Implementierung durchgeführt werden. Dazu werden die
Operationen taktweise ausgeführt und die Ausgänge über einen Zwischen
speicher and die nächste Verknüpfungsoperation weitergegeben. Mit dieser
Anordnung lassen sich neue einlaufende Bits und ihre L-Werte sequentiell
verarbeiten.
[HagP97] J. Hagenauer, "Verfahren und Einrichtung zur analogen Detektion
und Decodierung", Deutsche Patentanmeldung DE Nr. 197 25 275.3
14. 06. 1997).
[Hag97f] J. Hagenauer, "Vom Analogwert zum Bit und zurück", Frequenz 51 (1997), Heft 9-10, S. 221-227.
[Pro95] J. Proakis, "Digital Communications", Prentice Hall, Berlin. 1995.
[Fri95] B. Friedrichs, "Kanalcodierung", Springer Verlag, Berlin. 1995.
[HH89] J. Hagenauer, P. Hoeher, "A Viterbi algorithm with soft-decision outputs and its applications", Proc. GLOBECOM '89, Dallas, Texas, pp. 47.11-47.1.7, Nov. 1989.
[BKH97] G. Bauch, H. Khorram, J. Hagenauer, "Iterative equalization and decoding in mobile communications systems," in Proceedings of EPM- CC'97, Bonn, Germany, September 1997.
[HOP96] J. Hagenauer, E. Offer, L. Papke, "Iterative decoding of binary block and convolutional codes", IEEE Trans. an Inf. Theory, vol. IT- 42, pp 429-425, March 1996.
[Ber98] J. Berkmann "Iterative decoding with non-binary alphabets", IEEE Communications Letters, vol.2, May 1998.
[Hag92] J. Hagenauer, "Soft-In/Soft-Out: The benefits of using soft deci sions in all stages of digital receivers", in Proc. 3rd Int. Workshop on DSP Techniques applied to Space Communications, ESTEC Noordwijk, The Netherlands, Sept. 1992.
[BGT93] C. Berrou et al., "Near Shannon limit error-correcting and deco ding: Turbo-Codes (1), "Proc. IEEE International Conference on Com munication (ICC), Geneva, Switzerland" pp. 1064-1070, May 1993.
[Hag97f] J. Hagenauer, "Vom Analogwert zum Bit und zurück", Frequenz 51 (1997), Heft 9-10, S. 221-227.
[Pro95] J. Proakis, "Digital Communications", Prentice Hall, Berlin. 1995.
[Fri95] B. Friedrichs, "Kanalcodierung", Springer Verlag, Berlin. 1995.
[HH89] J. Hagenauer, P. Hoeher, "A Viterbi algorithm with soft-decision outputs and its applications", Proc. GLOBECOM '89, Dallas, Texas, pp. 47.11-47.1.7, Nov. 1989.
[BKH97] G. Bauch, H. Khorram, J. Hagenauer, "Iterative equalization and decoding in mobile communications systems," in Proceedings of EPM- CC'97, Bonn, Germany, September 1997.
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[Ber98] J. Berkmann "Iterative decoding with non-binary alphabets", IEEE Communications Letters, vol.2, May 1998.
[Hag92] J. Hagenauer, "Soft-In/Soft-Out: The benefits of using soft deci sions in all stages of digital receivers", in Proc. 3rd Int. Workshop on DSP Techniques applied to Space Communications, ESTEC Noordwijk, The Netherlands, Sept. 1992.
[BGT93] C. Berrou et al., "Near Shannon limit error-correcting and deco ding: Turbo-Codes (1), "Proc. IEEE International Conference on Com munication (ICC), Geneva, Switzerland" pp. 1064-1070, May 1993.
1 Nichtlineares Element zur Transformation von L nach λ und
λnach L . . . 6
2 Nichtlineares Element L nach Λ und Element Λ nach L . . . 6
3 Element binäre Addition (mod 2 bzw. XOR-Addition) und die entsprechenden Elemente in λ (Multiplikation), L (Box plus) und Λ (Addition) . . . 7
4 Ausführungsbeispiel Boxplus-Addition . . . 8
5 Element Kanalgewichtung: Erzeugung der Eingangswerte des Netzwerkes aus den empfangenen Werten y, der Kanalzu standsinformation Lc
2 Nichtlineares Element L nach Λ und Element Λ nach L . . . 6
3 Element binäre Addition (mod 2 bzw. XOR-Addition) und die entsprechenden Elemente in λ (Multiplikation), L (Box plus) und Λ (Addition) . . . 7
4 Ausführungsbeispiel Boxplus-Addition . . . 8
5 Element Kanalgewichtung: Erzeugung der Eingangswerte des Netzwerkes aus den empfangenen Werten y, der Kanalzu standsinformation Lc
und der a priori Information L(x) . . . 10
6 Frequenzselektiver Kanal . . . 10
7 Schaltung des analogen Entzerrers . . . 12
8 Detailliertes Ausführungsbeispiel bidirektionaler Bauteile . . . 15
9 Schaltung zur Schätzung und Adaption der Entzerrerkoeffizi enten zum Einbau in die Entzerrerschaltung . . . 15
10 Ausführungsbeispiel einer DA-Wandlerschaltung mit Softbits aus der Entzerrer-, bzw. Decoderschaltung . . . 18
11 Erzeugung ein Präfix zur Erzielung zyklischer Empfangswer te, die in einem Ringnetzwerk entzerrt werden . . . 18
12 Abschneiden der ersten Empfangswerte zur Erzielung zykli scher Empfangswerte, die in eimem Ringnetzwerk entzerrt werden . . . 18
13 Entzerrer und Decoderschaltung mit zyklischer Übertragung und nachgeschaltetem Decodernetzwerk mit einfachem Fal tungscode mit Rate 1/2. Der Code ist in "Tailbiting"-Form . . . 19
14 Einschwingverhalten der 20 Bits des Entzerrer-Netzwerkes. Entzerrer mit zyklischer Übertragung und nachgeschaltetem Decodernetzwerk . . . 20
15 Einschwingverhalten der 10 decodierten Bits des Decoder- Netzwerkes gekoppelt mit dem Entzerrer. Decodernetzwerk mit einfachem Faltungscode mit Rate 1/2. Der Code ist in "Tailbiting"-Form . . . 21
6 Frequenzselektiver Kanal . . . 10
7 Schaltung des analogen Entzerrers . . . 12
8 Detailliertes Ausführungsbeispiel bidirektionaler Bauteile . . . 15
9 Schaltung zur Schätzung und Adaption der Entzerrerkoeffizi enten zum Einbau in die Entzerrerschaltung . . . 15
10 Ausführungsbeispiel einer DA-Wandlerschaltung mit Softbits aus der Entzerrer-, bzw. Decoderschaltung . . . 18
11 Erzeugung ein Präfix zur Erzielung zyklischer Empfangswer te, die in einem Ringnetzwerk entzerrt werden . . . 18
12 Abschneiden der ersten Empfangswerte zur Erzielung zykli scher Empfangswerte, die in eimem Ringnetzwerk entzerrt werden . . . 18
13 Entzerrer und Decoderschaltung mit zyklischer Übertragung und nachgeschaltetem Decodernetzwerk mit einfachem Fal tungscode mit Rate 1/2. Der Code ist in "Tailbiting"-Form . . . 19
14 Einschwingverhalten der 20 Bits des Entzerrer-Netzwerkes. Entzerrer mit zyklischer Übertragung und nachgeschaltetem Decodernetzwerk . . . 20
15 Einschwingverhalten der 10 decodierten Bits des Decoder- Netzwerkes gekoppelt mit dem Entzerrer. Decodernetzwerk mit einfachem Faltungscode mit Rate 1/2. Der Code ist in "Tailbiting"-Form . . . 21
Claims (8)
1. Verfahren und Einrichtung zur Entzerrung bei frequenzselektiven Kanälen,
wie sie z. B. bei einer Übertragung mit Mehrwegeausbreitung und/oder über
verzerrenden Leitungen entstehen,
dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer aus einem parallelen nicht-
linearen Netzwerk besteht, für das aus dem Kanalmodell eine Schaltung
abgeleitet wird und nach der Struktur von Bild 7 realisiert wird. Dabei
werden alle in einem Ausbreitungsweg inzidenten Bits oder Symbole durch
ihre Loglikelihood-Werte als reelle Größen dargestellt werden. Diese Größen
können als Ströme, Ladungen oder Spannungen in einer diskreten oder inte
grierten analogen Schaltung, aber auch als reelle Fest- oder Fließkommava
riablen, z. B. in einem Prozessor oder einem Schaltkreis dargestellt werden.
Neben diesen Bausteinen sind im Entzerrernetzwerk oder im Prozessor Spei
cher, Umsetzungstabellen, und Nichtlinearitäten vorhanden. Die Nichtlinea
ritäten sind typischerweise, aber nicht notwendigerweise Tangenshyperbolicus-
und inverse Tangenshyperbolicus-Funktionen und ihre Realisierungen durch
Approximationen etwa durch Geradenstücke. Das Netzwerk wird durch y
den empfangenen Kanalwert, z. B. den Matched-Filter Ausgang geladen. Das
Netzwerk kann im Rückkopplungszweig durch Filter beliebiger Ordnung in
seinem Einschwingverhalten beeinflußt werden. Nach Abklingen des Ein
schwingvorganges werden die entzerrten Kanalwerte ausgelesen und/oder
an die nächste Verarbeitungsstufe weitergegeben.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzer
rernetzwerk einen Block oder mehrere Blöcke von Daten entzerrt, die durch
(2L+1) bekannte Bits (beispielsweise Nullbits) abgeschlossen werden, wobei
(2L+1) die maximale Länge der Impulsantwort ist. Dann beginnt und endet
das Entzerrernetzwerk nach Abb. 7 mit bekannten Bits, deren apriori
Werte zu ±∞ bzw. den höchsten Systemwert, gesetzt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entzerrernetz
werk einen Block oder mehrere Blöcke von Daten mit jeweils N bits deco
diert, wobei jeweils die (2L+1) letzten Bits des Blockes als Vorwort zuerst
übertragen wird, die resultierenden ersten (2l±1)yi-Werte abgeschnitten wer
den, so daß das Äquivalent eines "Tailbiting Codes" entsteht, der durch den
Kanal codiert wird. Demzufolge bildet das Entzerrer-Netzwerk einen ge
schlossenen Ring mit N Elementen.
4. Verfahren nach den Ansprchen 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, daß die
Kanalanzapfungswerte hi dadurch ermittelt werden, daß für jede Anzap
fung hi ein Schätzwert dadurch gewonnen wird, daß das Softbit xi mit dem
entsprechenden empfangenen Wert zi multipliziert wird und dann ein Mittel
wert für hi gebildet wird, beispielsweise durch ein RC-Glied mit angemessen
hoher Zeitkonstante.
5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß,
wenn in die N Datenbits bekannte Bits zur Kanalschätzung eingestreut
werden, für diese die apriori Werte zu ±∞, bzw. den höchsten Systemwert,
gesetzt werden, so daß diese bekannten Bits zur Kanalschätzung etwa durch
das Verfahren nach Anspruch 4 herangezogen werden können.
6. Verfahren und Einrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß für die dem
Entzerrer nach den Ansprüchen 1-6 nachfolgender Einrichtung ein Deco
der eines fehlerkorrigierenden Codes eingesetzt wird. Dies kann ein Blockco
de sein, der mit einem Decodiernetzwerk decodiert wird und dessen extrin
sische Ausgangsinformationen als apriori Werte an das Entzerrernetzwerk
zurückgekoppelt werden. Besonders geeignet sind jedoch ein Faltungscode
mit Abschluß durch bekannte Bits oder oder ein Faltungscode mit zykli
schem Abschluß, derart daß die bekannten (Tail)- Bits mit ±∞, bzw. dem
höchstmöglichen Wert im Schaltkreis oder Prozessor bewertet werden oder
beim zyklischen Abschluß der Decoder eine Ringstruktur hat. Bei einem zy
klischen Faltungscode ("tail-biting") werden in bekannter Weise die letzten
M Bits des Blockes in das Gedächtnis M des Encoders geladen. Beide Deco
dierringnetzwerke werden nun erfindungsgemäß durch einen Interleaverring,
d. h. ein ringförmiges Verbindungsnetzwerk, miteinander verbunden, über
den die extrinsischen Ausgangsinformationen beider Netzwerke ausgetauscht
wird und der derart gestaltet wird, daß die die größtmögliche statistische Un
abhängigkeit erreicht wird.
7. Verfahren und Einrichtung zur Rekonstruktion eines Parameterwertes oder
Abtastwertes, dessen Binärrepräsentation gegebenenfalls durch einen fehler
korrigierenden Code geschützt übertragen wird, bei Bedarf durch ein Netz
werk etwa nach Anspruch 1-5 oder einen anderen soft-output Entzerrer ent
zerrt und schließlich gegebenfalls noch durch ein Netzwerk nach Anspruch
6 decodiert wird,
dadurch gekennzeichnet, daß die L-Werte des Soft-Outputs in Soft-bits
verwandelt werden, beispielsweise durch eine tanh-Transformation und diese
zur weichen Rekonstruktion des Parameterwertes beispielsweise durch Ge
wichtung mit 2-i und Summation verwendet werden, wobei letzteres auch
durch ein Netzwerk erfolgen kann. Darüberhinaus können die LL-Werte etwa
durch eine RC-Schaltung mit angepaßter Zeitkonstante festgehalten wer
den, um als gewichtete Anfangswerte als apriori Information des nächsten
korrelierten Parameterwertes Verwendung zu finden.
8. Einrichtung nach den Ansprüchen 1-7
dadurch gekennzeichnet, daß die in 1-7 beschriebene Schaltkreise durch
integrierte Schaltungen, etwa durch Transistorfunktionen implementiert wer
den und mit bekannten Methoden etwa auf Silikon realisiert werden.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1998115825 DE19815825A1 (de) | 1997-06-14 | 1998-04-08 | Analoge Entzerrer und Decoder für verzerrende Nachrichtenübertragungskanäle |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1997125275 DE19725275C2 (de) | 1997-06-14 | 1997-06-14 | Verfahren zur Decodierung von block- oder faltungscodierten digitalen Signalen |
DE1998115825 DE19815825A1 (de) | 1997-06-14 | 1998-04-08 | Analoge Entzerrer und Decoder für verzerrende Nachrichtenübertragungskanäle |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19815825A1 true DE19815825A1 (de) | 1999-10-14 |
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ID=26037453
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1998115825 Ceased DE19815825A1 (de) | 1997-06-14 | 1998-04-08 | Analoge Entzerrer und Decoder für verzerrende Nachrichtenübertragungskanäle |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19815825A1 (de) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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1998
- 1998-04-08 DE DE1998115825 patent/DE19815825A1/de not_active Ceased
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