DE19741279A1 - Induction battery charging device for portable equipment - Google Patents
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Abstract
Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren in einem mobilen elektrischen Gerät, wie beispielsweise einem Mobilfunkgerät, einem schnurlosen Telefon oder ähnliches, bei der die Energie von einem Ladeteil zum mobilen Gerät mit einem magnetischen Wechselfeld induktiv übertragen wird. Die Vorrichtung erkennt, wenn auf der Sekundärseite keine Energie zum Laden entnommen wird oder wenn anstelle des mobilen elektrischen Gerätes ein Fremdkörper dem magnetischen Wechselfeld Energie entnimmt und schaltet dann selbsttätig in einen leistungsarmen Wartebetrieb zurück.The invention relates to a device for charging accumulators in one mobile electrical device, such as a cellular device, a cordless phone or the like, in which the energy from a charger to mobile device with an alternating magnetic field is transmitted inductively. The Device detects when there is no energy to charge on the secondary side is removed or if instead of the mobile electrical device Foreign matter takes energy from the alternating magnetic field and switches then automatically returns to a low-power waiting mode.
Die fortschreitende Entwicklung auf dem Gebiet der Mobilfunktechnik führte zu besonders kompakten und leichten Mobilfunkgeräten, sogenannten "Handys", und schnurlosen Telefonen, die von Akkumulatoren mit hoher Energiedichte betrieben werden. Im Interesse einer hohen Mobilität und einer kontinuierlichen Nutzung müssen derartige Akkumulatoren eine hohe Kapazität aufweisen und in kürzester Zeit mittels Netzenergie oder der Bordspannung eines Fahrzeuges regenerierbar sein. Da die Akkumulatoren bereits nach kurzer Ladezeit auch ausreichend Energie für den Sendebetrieb haben sollen, ist eine extrem leichte und kompakte Ladeeinheit nötigt, welche für sogenannte Schnelladungen relativ viel Lade energie in das mobile Gerät speist. Wegen der Kompaktheit der Mobilfunkgeräte muß die Ladeenergie möglichst verlustfrei und mit einem Minimum an Steuer- und Kontrollmitteln im Gerät zum Akkumulator geführt werden, d. h., die Ladeeinheit muß zumindest eine Strombegrenzung aufweisen. Im Interesse der Zuverlässig keit und des Komforts ist das mobile Gerät vorteilhaft ohne elektrische Kontakte an die Ladeeinheit zu koppeln. Für eine ständige Erreichbarkeit muß außerdem das Gerät auch während der Ladung empfangsbereit sein. Die Ladeeinheit darf die Funktion des angeschlossenen Mobilfunkgerätes nicht beeinflussen, wie das beispielsweise durch elektromagnetische Störstrahlung von den Oberwellen der Schaltimpulse möglich ist und bei üblichen Schaltwandlern nur durch aufwendiges Filtern und Schirmen vermieden wird.The advancing development in the field of cellular technology led to particularly compact and light mobile radio devices, so-called "cell phones", and cordless phones powered by high energy density batteries become. In the interest of high mobility and continuous use Such batteries must have a high capacity and in the shortest Time can be regenerated using network energy or the on-board voltage of a vehicle be. Since the batteries are sufficient even after a short charging time Should have energy for broadcasting is an extremely light and compact Charging unit required, which for so-called quick charges a relatively large amount of charge feeds energy into the mobile device. Because of the compactness of the mobile devices The charging energy must be as lossless as possible and with a minimum of tax and Control means in the device are led to the accumulator, d. i.e. the loading unit must have at least one current limit. In the interest of being reliable ity and convenience, the mobile device is advantageous without electrical contacts to couple to the loading unit. For permanent accessibility must also the device is ready to receive even during charging. The loading unit may do not affect the function of the connected mobile device, like that for example, by electromagnetic interference from the harmonics Switching impulses is possible and with conventional switching converters only through complex Filtering and shielding is avoided.
Die genannten Erfordernisse erfüllen Ladegeräte, welche einen mit Resonanz kreisen beschalteten Gleichstromwandler enthalten, besonders gut, da sich diese Wandler durch geringe Störemission im hochfrequenten Bereich und eine geringe Verlustleistung auszeichnen. Außerdem verursachen Resonanzwandler im Vergleich zu anderen Schaltwandlern keine schnellen Strom- und Spannungs änderungen und können deshalb bei höheren Schaltfrequenzen betrieben werden, wodurch insbesondere Wandlerübertrager mit sehr geringem Volumen und Gewicht einsetzbar sind.The above requirements meet chargers, which have a resonance circuits connected DC converters contain, particularly good because of these converters due to low interference emissions in the high-frequency range and one low power loss. They also cause resonance converters no fast current and voltage compared to other switching converters Changes and can therefore be operated at higher switching frequencies be, which in particular converter transformer with a very small volume and weight can be used.
Im allgemeinen bilden bei derartigen Wandlern mindestens der Primärteil des Wandlerübertragers mit einer Kreiskapazität einen Schwingkreis, den in Gegentaktwandlern zwei Schalter periodisch mit einer Eingangsgleichspannung verbinden, so daß zwischen Kreiskapazität und Primärteil periodisch ein Umladen stattfindet und der Obertrager Ladeenergie zum Sekundärkreis überträgt.In general, at least the primary part of the Transducer with a circuit capacity a resonant circuit, the Push-pull converters periodically switch two switches with an input DC voltage connect, so that periodic reloading between the circuit capacity and the primary section takes place and the Obertrager transfers charging energy to the secondary circuit.
Ein bekanntes Problem besteht bei Resonanzwandlern jedoch darin, daß die Resonanzfrequenz nicht nur von der Induktivität der Primärwicklung des Wandlerübertragers und der Kreiskapazität sondern auch von der sekundärseitigen Belastung abhängen. Mit zunehmender sekundärseitiger Leistungsentnahme erhöht sich bei bekannten Resonanzwandlern die Resonanzfrequenz des primärseitigen Schwingkreises. Damit stimmt die Resonanzfrequenz nur in einem engen Lastbereich mit der zugeführten Ansteuerfrequenz überein. Arbeitet der Resonanzwandler außerhalb dieses Bereichs, reißt entweder der Resonanzstrom vorzeitig ab oder die Schalter werden infolge der zeitlich falschen Ansteuerung stark belastet. Auch beim Umschalten können starke Energieverluste auftreten wenn, beispielsweise infolge von parasitären Speicherkapazitäten, an den Steuerelektroden der Schalter kurzzeitig beide leitend sind. Um die genannten Nachteile zu vermeiden, werden zusätzliche Steuermittel und/oder Schutzmaßnahmen wie Schutzdioden benötigt. Letztere führen zu zusätzlichen Energieverlusten und erhöhen die Störemission im hochfrequenten Bereich.A known problem with resonance converters, however, is that the Resonance frequency not only from the inductance of the primary winding Converter transformer and the circuit capacity but also from the depend on the secondary load. With increasing secondary Power consumption increases with known resonance converters Resonance frequency of the primary-side resonant circuit. So that's right Resonance frequency only in a narrow load range with the supplied Control frequency. Does the resonance converter work outside of this Range, either the resonance current breaks prematurely or the switches are heavily stressed due to the incorrect timing. Also at Switching can result in severe energy losses if, for example, as a result of parasitic storage capacities, on the control electrodes of the switches are both briefly conductive. To avoid the disadvantages mentioned additional control means and / or protective measures such as protective diodes are required. The latter lead to additional energy losses and increase interference emissions in the high-frequency range.
Zum Vermeiden dieses Nachteils sind verschiedene Lösungen bekannt.Various solutions are known for avoiding this disadvantage.
So sind beispielsweise aus der Druckschrift EP 0 293 874 B1 ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Zustandsteuerung für einen Schwingkreis in einem Resonanzwandler bekannt. Eine aufwendige Steuerschaltung überwacht das Strom- und oder Spannungsverhalten im Resonanzkreis mittels eines in Serie zur Primärwicklung liegenden induktiven Stromspannungswandlers und erzeugt für die Schalter eine Ansteuerfrequenz, die kontinuierlich an die sich ändernde Eigenfrequenz angepaßt wird. Die Resonanzbedingung bleibt damit über einen großen Lastbereich erhalten.For example, from the document EP 0 293 874 B1 a method and a circuit arrangement for state control for an oscillating circuit in one Resonance converter known. A complex control circuit monitors this Current and or voltage behavior in the resonance circuit using a in series Primary winding lying inductive voltage converter and generated for the switches have a drive frequency that continuously changes to the Natural frequency is adjusted. The resonance condition thus remains above one maintain a large load range.
Aus den Druckschriften EP 0 589 911 B1 und EP 0 589 912 B1 sind Schaltregler bekannt, welche einen als Resonanzwandler ausgebildeten Gegentaktwandler enthalten, der von einen mit einem pulsbreitenmodulierten Signal getasteten Vorregler gespeist wird. Der Vorregler mindert eine stark schwankende Eingangs spannung und enthält zwei Einzelinduktivitäten zum entkoppelten Einspeisen der Eingangsströme in die Gegentaktzweige. Die zwei galvanisch von einander getrennten Primärwicklungen eines Gegentaktübertragers bilden mit separaten Kreiskapazitäten je einen sekundärseitigen Resonanzkreis. Dabei liegen die Kreiskapazitäten jeweils an den Eingängen zum Einspeisen geregelter Betriebsströme und weisen Gleichspannungspotential auf. Zwei Schalter schalten die Primärwicklungen der Gegentaktzweige abwechselnd gegen Masse. Zwischen jedem Schaltwechsel sind beide Schalter während einer sogenannten Lückzeit stromlos. Gemäß der Beschreibung soll die Lückzeit ein Umschwingen des Gegentaktwandlers unter Einbeziehung von parasitären Wicklungskapazitäten oder Kapazitäten von nicht näher ausgeführten Gleichrichtern ermöglichen. Eine Steuereinrichtung erregt offensichtlich die Schalter lastunabhängig. Als Steuer kriterien für die Pulsbreitenmodulation dienen die in einem Summiernetzwerk addierten Spannungen an den Kreiskapazitäten sowie der Eingangsstrom des Vorreglers. Diesen erfaßt ein induktiver Stromwandler.Switching regulators are known from the publications EP 0 589 911 B1 and EP 0 589 912 B1 known which is a push-pull converter designed as a resonance converter included that of one sampled with a pulse width modulated signal Pre-regulator is fed. The pre-regulator reduces a strongly fluctuating input voltage and contains two individual inductors for decoupled feeding the Input currents in the push-pull branches. The two galvanically from each other separate primary windings of a push-pull transformer form with separate Circular capacities each have a secondary resonance circuit. Here are the Circular capacities regulated at the inputs for the infeed Operating currents and have DC potential. Switch two switches the primary windings of the push-pull branches alternate to ground. Between each switch change are both switches during a so-called gap time de-energized. According to the description, the gap time should swing around Push-pull converter including parasitic winding capacitances or enable capacitors of rectifiers that are not detailed. A The control device obviously energizes the switches independently of the load. As a tax Criteria for pulse width modulation are used in a summing network added voltages at the circuit capacities as well as the input current of the Pre-regulator. An inductive current transformer detects this.
Es sind auch induktive Ladevorrichtungen für mobile Funktelefone bekannt. Diese übertragen jedoch trotz voluminöser Primär- und Sekundärwicklungen nur eine geringe elektrische Ladeleistung das Mobiltelefon, welche für Schnelladungen unzureichend ist. Außerdem haben diese bekannten Ladevorrichtungen im Verhältnis zur übertragenen Leistung einen hohen Eigenverbrauch und eine starke magnetische Störemission und schalten nicht in einen leistungsarmen Wartebetrieb.Inductive charging devices for mobile radio telephones are also known. This only transmit one despite the voluminous primary and secondary windings low electrical charging power the mobile phone, which for fast charging is insufficient. In addition, these known loading devices in Ratio to the transmitted power a high self-consumption and a strong magnetic interference emission and do not switch into a low power Waiting mode.
Letzteres ist ein Problem für die Betriebssicherheit beim Erhöhen der Übertragungsleistung. Auch im Leerlauf, also wenn eine Ladesteuerung im mobilen Gerät den Ladevorgang beendet hat bzw. wenn das mobile elektrische Gerät von der Ladeeinheit entfernt wurde, benötigt die Ladevorrichtung eine beachtliche Menge an Leistung, so daß im Dauerbetriebe zusätzliche Maßnahmen für eine kontinuierliche sichere Leistungsabfuhr nötig sind. Darüber hinaus können zufällig in das Wechselfeld gelangte Fremdkörper mit elektrischer und/oder magnetischer Leitfähigkeit, wie beispielsweise Münzen, metallische Bürogegenstände u.ä., dem Wechselfeld viel Energie entziehen, sich durch induktiv generierte Kurzschlußströme und Wirbelströme stark erhitzen und für die Umgebung eine Gefahr darstellen. Auch ein Mobiltelefon oder ein anderes elektronisches Gerät, das nicht für die induktive Energieübertragung ausgerüstet ist, kann versehentlich in den Bereich des Wechselfeldes gelangen und möglicher Weise infolge einer lang anhaltenden induktiven Erwärmung sogar Schaden nehmen. Andererseits können die Fremdkörper durch Verlagerung der Resonanzbedingung den Eigenverbrauch der Ladevorrichtung erheblich steigern, so daß diese bei mangelnder Wärmeabfuhr zerstört wird.The latter is a problem for operational security when increasing the Transmission power. Even when idle, i.e. when a charge control in the mobile device has finished charging or when the mobile electrical If the device has been removed from the charging unit, the charging device requires one considerable amount of power, so that in continuous operation additional Measures for a continuous safe power dissipation are necessary. About that In addition, foreign bodies that happen to enter the alternating field can be electrically and / or magnetic conductivity, such as coins, metallic Office objects, etc., draw a lot of energy from the alternating field, through heat inductively generated short-circuit currents and eddy currents and for Environment. Also a cell phone or another electronic device that is not equipped for inductive energy transmission is inadvertently in the area of the alternating field and possible Even damage due to long-lasting inductive heating to take. On the other hand, the foreign bodies can be removed by shifting the Resonance condition significantly increase the self-consumption of the charging device, so that it is destroyed if there is no heat dissipation.
Bekannte Resonanzwandler besitzen aufwendige Steuerschaltungen mit zusätzlichen induktiven Bauelementen, um im Lastbereich von Leerlauf bis zur Vollast die Schalter exakt anzusteuern. Darüber hinaus sind die bekannten Resonanzwandler nur unzureichend mit Steuermitteln ausgestattet, die ein primärseitiges Erfassen von und Reagieren auf Änderungen der Belastung durch die Sekundärseite ermöglichen, wie z. B. das Entfernen des mobilen elektrischen Gerätes nach erfolgtem Aufladen der Akkumulatoren.Known resonance converters have complex control circuits additional inductive components to in the load range from idle to Full load to control the switches exactly. In addition, the well-known Resonance converters are insufficiently equipped with control means that a primary-side detection of and reaction to changes in the load enable the secondary side, such as. B. removing the mobile electrical Device after the batteries have been charged.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Ladevorrichtung der eingangs beschriebenen Art mit extrem kompakten Aufbau zu schaffen, bei der ein mit einfachen Mitteln aufgebauter Gleichstromwandler in einem Lastbereich von Leerlauf bis Vollast minimale Energieverluste und minimale elektromagnetische Störemission aufweist. Darüber hinaus soll sich die Ladeeinheit im Falle des Leerlaufs oder wenn ein Fremdkörper das magnetische Wechselfeld beeinflußt, in einen leistungsarmen Wartebetrieb zurückschalten.The object of the invention is to provide a loading device of the type described above To create kind with extremely compact structure, with one with simple means built-in DC converter in a load range from idle to full load minimal energy losses and minimal electromagnetic interference emissions having. In addition, the loading unit should be in the event of idling or if a foreign body influences the alternating magnetic field, into one Switch down low-power waiting mode.
Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung von einer Ladevorrichtung aus, bei der eine Ladeeinheit Leistung zu einem mobilen Gerät mit einem magnetischen Wechselfeld überträgt. Entsprechend der Erfindung wird das magnetische Wechselfeld von den Primärwicklungen eines selbstschwingenden Gegentaktoszillators mit separaten Resonanzkreisen in jedem Gegentaktzweig erzeugt. In den Gegentaktzweigen sind Schalter angeordnet, welche über eine Mitkopplung vom gegenüberliegenden Gegentaktzweig angesteuert werden.To achieve the object, the invention is based on a loading device of a charging unit power to a mobile device with a magnetic Alternating field transmits. According to the invention, the magnetic Alternating field from the primary windings of a self-oscillating Push-pull oscillators with separate resonance circuits in each push-pull branch generated. Switches are arranged in the push-pull branches Coupling from the opposite push-pull branch can be controlled.
Jeder Resonanzkreis enthält neben der Kreiskapazität die Induktivität einer Primärwicklung W1 bzw. W2, welche bei angenähertem mobilen Gerät MU mit einem Kopplungsfaktor k an die jeweils gegenüberliegende Sekundärwicklung W3 bzw. W4 angekoppelt ist, wobei vorzugsweise gilt: 0,2 ≦ k ≦ 0,6. Gemäß der Erfindung sind die Primärwicklungen in der Ladeeinheit zwar auf einem gemeinsamen Kern jedoch räumlich von einander getrennt angeordnet, so daß jede in einem anderen Raumbereich ein magnetisches Wechselfeld erzeugt, welches separat beeinflußbar ist. Ein solcher selbstschwingender Wandler hat gegenüber fremderregten den Vorteil, daß zum einen ohne aufwendige Steuermittel die Ein- und Ausschaltpunkte der Schalter genau von der lastabhängigen Eigenfrequenz der primärseitigen Resonanzkreise bestimmt werden. Zum anderen reagieren die Schwingkreise der Gegentaktzweige, die infolge der getrennt von einander angeordneten Primärwicklungen eine geringe magnetische Kopplung aufweisen, unabhängig von einander auf ungleiche Belastungen der Raumbereiche des magnetischen Wechselfeldes. Dieses hat den Vorteil, daß in der Schaltung gemäß der Erfindung elektrische Betriebswerte vorliegen, die in den Gegentaktzweigen belastungsabhängig verschieden sein können. Diese Werte sind insbesondere die Spannung über den Schaltern und der Betriebsstrom jedes Gegentaktzweiges. An Hand dieser Betriebswerte können in der Ladeeinheit die Belastungsarten im sekundärseitigen Teil des magnetischen Wechselfeldes, wie Vollast, Leerlauf und Fehllast durch einen Fremdkörper, erkannt werden und selbsttätig entsprechende Maßnahmen, wie die Reduktion oder Abschaltung der Energiezufuhr ausgelöst werden.In addition to the circuit capacitance, each resonance circuit contains the inductance of one Primary winding W1 or W2, which with approximate mobile device MU a coupling factor k to the opposite secondary winding W3 or W4 is coupled, preferably: 0.2 0,2 k ≦ 0.6. According to the According to the invention, the primary windings in the loading unit are on one common core, however, spatially separated from each other, so that each generates a magnetic alternating field in a different area, which can be influenced separately. Such a self-oscillating converter has compared to externally excited the advantage that, on the one hand, without complex Control means the switch on and off points exactly from the load-dependent natural frequency of the primary-side resonance circuits determined become. On the other hand, the resonant circuits of the push-pull branches react as a result of the primary windings being arranged separately from one another have magnetic coupling, independently of one another to unequal Loads on the spatial areas of the alternating magnetic field. This one has the advantage that in the circuit according to the invention electrical operating values are present that differ in the push-pull branches depending on the load can. These values are in particular the voltage across the switches and the operating current of each push-pull branch. Based on these operating values in the loading unit the types of loading in the secondary part of the alternating magnetic field, such as full load, idling and incorrect load by one Foreign bodies are recognized and appropriate measures such as the Reduction or shutdown of the energy supply can be triggered.
Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel erläutert werden. Die entsprechenden Zeichnungen zeigen im Einzelnen:The invention will be explained below using an exemplary embodiment. The corresponding drawings show in detail:
Fig. 1 das Prinzip zum Übertragen von Ladeleistung nach der Erfindung von einer Ladeeinheit zu einem Funktelefon, Fig. 1 shows the principle for transferring charging power according to the invention from a loading unit to a radio telephone,
Fig. 2 die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit und die Sekundärseite der Ladevorrichtung im Funktelefon, Fig. 2, the primary circuit of the resonant converter in the charging unit and the secondary side of the charging device in the radio telephone,
Fig. 3 die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit verbunden mit einer Steuerschaltung zum Erkennen von Leerlauf und ungleichen Belastungen des sekundären Teils des magnetischen Wechselfeldes, Fig. 3, the primary circuit of the resonant converter in the charging unit is connected to a control circuit for detecting idle and unequal loads on the secondary part of the magnetic alternating field,
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für einen ersten Komparator zum Erkennen von ungleicher Belastung der primären Resonanzkreise in der Ladeeinheit, Fig. 4 shows an embodiment of a first comparator for detecting unequal loading of the primary resonant circuits in the loading unit,
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel für einen zweiten Komparator zum Erkennen einer ungleichen Belastung der primären Resonanzkreise in der Ladeeinheit. Fig. 5 shows an embodiment for a second comparator for detecting an uneven load on the primary resonant circuits in the charging unit.
Fig. 1 zeigt eine Ladeeinheit CU zum Aufladen einer Akkumulatorbatterie B in einem mobilen elektrischen Gerät MU, welches im vorliegenden Beispiel ein Mobiltelefon ist. In der Ladeeinheit CU stellt eine Stromversorgung PS eine Eingangsgleichspannung UIN für einen Gegentaktoszillator mit je einer Serienschaltung aus einer Primärwicklung W1 bzw. W2 und Schaltern Q1 und Q2 in den Gegentaktzweigen bereit. Eine Steuerschaltung SC, welche zum einen die Spannungen UD1, UD2 über den Schaltern Q1, Q2 und zum anderen betriebsstromabhängige Spannungsabfälle an Impedanzen R1, R2 in jedem der Gegentaktzweige auswertet, erzeugt eine Steuerspannung Uc für die Stromversorgung PS. Fig. 1 shows a charging unit CU for charging a storage battery B in a mobile electric device MU, which is a mobile phone in the present example. In the charging unit CU, a power supply PS provides a DC input voltage U IN for a push-pull oscillator, each with a series connection of a primary winding W1 or W2 and switches Q1 and Q2 in the push-pull branches. A control circuit SC, which on the one hand evaluates the voltages U D1 , U D2 across the switches Q1, Q2 and, on the other hand, operating current-dependent voltage drops at impedances R1, R2 in each of the push-pull branches, generates a control voltage U c for the power supply PS.
Für eine netzbetriebene Ladeeinheit CU ist beispielsweise die Stromversorgung PS ein konventioneller AC/DC-Schaltkonverter, welcher die Netzwechsel spannung AC in eine Eingangsgleichspannung UIN formt und einen Eingang CIN zum Abschalten der Eingangsgleichspannung UIN aufweist. Der Eingang CIN liegt vorteilhaft in einem konventionellen Schaltkreis zum Ansteuern des Schaltkonverters.For a mains-operated charging unit CU, for example, the power supply PS is a conventional AC / DC switching converter, which forms the AC mains voltage into a DC input voltage U IN and has an input CIN for switching off the DC input voltage U IN . The input CIN is advantageously in a conventional circuit for controlling the switching converter.
Ist die Ladeeinheit CU zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug vorgesehen, so wird der AC/DC-Schaltkonverter durch einen einfachen elektronischen Ein/Ausschalter zum Unterbrechen der Betriebsstromzufuhr ersetzt.If the charging unit CU is intended for use in a motor vehicle, then the AC / DC switching converter is replaced by a simple electronic On / off switch for interrupting the power supply replaced.
Nach einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die Steuerspannung Uc auch zum Stummtasten des Gegentaktoszillators benutzt werden. According to another embodiment of the invention, the control voltage U c can also be used to mute the push-pull oscillator.
Die Primärwicklungen W1, W2 erzeugen das für die Energieübertragung benötigte magnetische Wechselfeld und sind vorteilhaft auf die Schenkelenden eines U-förmigen Ferritkerns F1 angebracht, welcher dicht unter der Oberfläche des Gehäuses der Ladeeinheit CU liegt.The primary windings W1, W2 generate this for energy transmission required alternating magnetic field and are advantageous on the leg ends a U-shaped ferrite core F1 attached, which is just below the surface of the housing of the charging unit CU.
Im Gehäuse des mobilen Gerätes MU, sind neben dem herkömmlichen Mobil telefonteil RT und der Akkumulatorenbatterie B zusätzlich für jeden Gegentaktzweig eine Sekundärwicklung W3, W4, welche im vorliegenden Fall parallel zu einer weiteren Kreiskapazität C8 liegen und mit dieser einen dritten Resonanzkreis bilden. Die Sekundärwicklungen W3, W4 können jedoch auch in Serie geschaltet sein. Die Resonanzfrequenz des dritten Resonanzkreises C8, W3, W4 soll im Interesse einer maximalen Energieübertragung zum mobilen Gerät MU nahe der Schwingfrequenz des Gegentaktwandlers liegen. Wobei bei einem großen Kopplungsfaktor k die sekundärseitige Resonanz auf die Leistungsübertragung nur einen geringen Einfluß hat. Es ist in diesen Fällen vorteilhaft, die Kreiskapazität C8 hinsichtlich der Unterdrückung von HF- Störungen, die am Gleichrichter D3 entstehen, zu optimieren.In the housing of the mobile device MU, in addition to the conventional mobile phone part RT and the accumulator battery B additionally for everyone Push-pull branch a secondary winding W3, W4, which in the present case are parallel to another circuit capacity C8 and with this a third Form resonance circuit. The secondary windings W3, W4 can also in Series. The resonance frequency of the third resonance circuit C8, W3, W4 should be in the interest of maximum energy transfer to the mobile Device MU are close to the oscillation frequency of the push-pull converter. Where at a large coupling factor k the resonance on the secondary side Power transmission has little impact. It is in these cases advantageous, the circuit capacitance C8 with regard to the suppression of HF To optimize faults that occur at the rectifier D3.
Im anderen Fall ist es vorteilhaft zum Vermeiden einer hohen sekundären Leerlaufspannung, den Wert der Kreiskapazität C8 kleiner zu wählen, als für die Resonanzbedingung notwendig ist. Dadurch wird sekundärseitig einerseits bei geringer Last eine Spannungsbegrenzung erzielt, während bei hoher Last und im Kurzschlußfall in Verbindung mit der genannten Kopplung Strombegrenzung auftritt.In the other case, it is advantageous to avoid high secondary ones Open circuit voltage to choose the value of the circuit capacity C8 smaller than for the Resonance condition is necessary. This means that on the secondary side low load achieves a voltage limitation, while at high load and in Short circuit in connection with the mentioned coupling current limitation occurs.
Die Sekundärwicklungen W3, W4 befinden sich analog zu den Primärwicklungen W1, W2 vorteilhaft auf den Schenkelenden eines zweiten U-förmigen Ferritkerns F2, welcher dicht unter der Oberfläche des Gehäuses des mobilen Gerätes MU liegt. Wichtig für die Funktion der Vorrichtung ist, daß die Sekundärwicklungen W3, W4 die Primärwicklungen W1, W2 gleichmäßig belasten. Ein mittlerer Kopplungsfaktor k bis etwa 0,40 ermöglicht gemeinsam mit der Bemessung des Resonanzkreises eine gute sekundärseitige Strombegrenzung, so daß dafür im mobilen Gerät MU keine Leistung umgesetzt werden muß.The secondary windings W3, W4 are located analogously to the primary windings W1, W2 advantageously on the leg ends of a second U-shaped ferrite core F2, which is just below the surface of the housing of the mobile device MU lies. It is important for the function of the device that the secondary windings W3, W4 load the primary windings W1, W2 evenly. A medium one Coupling factor k up to about 0.40 enables together with the dimensioning of the Resonance circuit a good secondary current limitation, so that in mobile device MU no power needs to be implemented.
Um eine korrekte Annäherung des mobilen Gerätes MU an die Ladeeinheit CU und damit eine optimale magnetische Kopplung zu unterstützten, weist das Gehäuse der Ladeeinheit CU eine mechanische Führung FK und/oder Halterung auf, welche an die Form des mobilen Geräts MU angepaßt ist. Die Anordnung der Wicklungen auf den Schenkelenden von U-förmigen Ferritkernen F1, F2 hat einerseits den Vorteil, daß zur effektiven Leistungsübertragung die rückseitigen magnetischen Flüsse der Primärwicklungen W1, W2 und die Sekundärwicklungen W3, W4 geschlossenen sind. Dabei unterstützen die U-förmigen Ferritkerne einen extrem flachen Aufbau des Mobiltelefons. Andererseits bedingt die lokale Trennung der Primärwicklungen W1, W2, daß nur ein mobiles Gerät MU, welches einen entsprechenden Resonanzkreis C8, W3, W4 mit Sekundärwicklungen W3, W4 in der gleichen Anordnung wie die Ladeeinheit CU aufweist, die volle Energiemenge dem Wechselfeld entnehmen kann. Im anderen Fall ändern sich sekundärseitig die Resonanzbedingungen der Kreise in den Gegentaktzweigen, welches Einfluß auf die Spannung über den Schaltern und den Betriebsstrom jedes Gegentaktzweiges hat.To ensure that the mobile device MU approaches the charging unit CU correctly and to support optimal magnetic coupling, that shows Housing of the charging unit CU a mechanical guide FK and / or bracket on, which is adapted to the shape of the mobile device MU. The arrangement of the Has windings on the leg ends of U-shaped ferrite cores F1, F2 on the one hand the advantage that the rear for effective power transmission magnetic fluxes of the primary windings W1, W2 and the secondary windings W3, W4 are closed. The U-shaped ferrite cores support this an extremely flat structure of the mobile phone. On the other hand, the local Separation of the primary windings W1, W2 that only one mobile device MU, which a corresponding resonant circuit C8, W3, W4 with secondary windings W3, W4 in the same arrangement as the charging unit CU, the full Amount of energy can be found in the alternating field. Otherwise change on the secondary side the resonance conditions of the circles in the push-pull branches, what influence on the voltage across the switches and the operating current every push-pull branch has.
Die Ankopplung der Last an den sekundärseitigen Resonanzkreis C8, W3, W4 erfolgt über einen Brückengleichrichter D3. Dieser stellt über einen Ladekondensator C9 die Ladeausgangsspannung Uout für die Akkumulatoren batterie B bereit. Zwischen den Anschlüssen des Ladekondensator C9 und der Akkumulatorenbatterie B kann eine Ladesteuerschaltung CC geschaltet sein, welche die Stromzufuhr zur Akkumulatorenbatterie B unterbricht, wenn diese vollständig geladen ist. Damit wird der Gegentaktoszillator auch ohne Entfernen des mobile Geräts MU vom Vollastbetrieb in den Leerlaufbetrieb gesetzt.The load is coupled to the secondary-side resonant circuit C8, W3, W4 via a bridge rectifier D3. This provides the charging output voltage U out for the accumulators battery B via a charging capacitor C9. A charge control circuit CC can be connected between the terminals of the charging capacitor C9 and the accumulator battery B, said charge control circuit interrupting the current supply to the accumulator battery B when it is fully charged. The push-pull oscillator is thus set from idle mode without removing the mobile device MU.
Die Schaltung des Gleichstromwandlers geht von einem an sich bekannten selbstschwingenden Gegentaktoszillator aus, bei dem im vorliegenden Beispiel die Schalter Q1, Q2 über kapazitive Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 vom gegenüberliegenden Gegentaktzweig mitgekoppelt sind. Die Schaltung entsprechend der Erfindung zeigt Fig. 2. Grundsätzlich kann die Mitkopplung jedoch auch induktiv erfolgen, beispielsweise durch je eine Koppelwicklung, die auf dem Schenkelende des gegenüberliegenden Gegentaktzweiges angebracht sind. Im Gegensatz zu bekannten selbstschwingenden Gegentaktoszillatoren mit einem Parallelschwingkreis, der aus einer Kreiskapazität und einer Kreisinduktivität mit einer Mittelanzapfung besteht, enthält der in der Erfindung benutzte Gegentaktoszillator zwei separate über die Eingangsgleichspannung UIN liegende Serienschwingkreise W1, C1, C3 und W2, C2, C4. Die Kreiskapazitäten der Gegentaktzweige sind jeweils als kapazitive Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 ausgebildet und liegen parallel zum Schalter Q1 bzw. Q2. Dazu in Serie liegt die Kreisinduktivität, die wegen des großen Luftspaltes überwiegend von der Induktivität der Primärwicklung W1 bzw. W2 gebildet wird. In Serie zu den Primärwicklung W1 bzw. W2, im vorliegenden Beispiel an der Eingangsgleichspannung UIN liegen die Impedanzen R1 bzw. R2, die vorteilhaft Wirkwiderstände sind, mit Widerstandswerten von bis zu einigen Ohm. An diese sind zur Siebung und insbesondere Entlastung der Stromversorgung PS von Hochfrequenzströmen die Kondensatoren C5 und C6 angeschlossen, deren Kapazität sehr viel größer als die effektive Kapazität des kapazitiven Spannungsteilers C1, C3 bzw. C2, C4 ist und die deshalb auf das Resonanzverhalten der primären Resonanzkreise nur sehr geringen Einfluß haben.The circuit of the DC converter is based on a self-oscillating push-pull oscillator known per se, in which in the present example the switches Q1, Q2 are coupled from the opposite push-pull branch via capacitive voltage dividers C1, C3 or C2, C4. The circuit according to the invention is shown in FIG. 2. In principle, however, the positive feedback can also take place inductively, for example by means of one coupling winding each, which are attached to the leg end of the opposite push-pull branch. In contrast to known self-oscillating push-pull oscillators with a parallel resonant circuit, which consists of a circular capacitance and a circular inductance with a center tap, the push-pull oscillator used in the invention contains two separate series resonant circuits W1, C1, C3 and W2, C2, C4 located above the input DC voltage U IN . The circular capacitances of the push-pull branches are each designed as capacitive voltage dividers C1, C3 or C2, C4 and are parallel to the switch Q1 or Q2. The series inductance is in series with this, and is largely formed by the inductance of the primary winding W1 and W2 because of the large air gap. In series with the primary winding W1 and W2, in the present example at the input DC voltage U IN , the impedances R1 and R2, which are advantageously active resistors, have resistance values of up to a few ohms. The capacitors C5 and C6, whose capacitance is very much larger than the effective capacitance of the capacitive voltage divider C1, C3 or C2, C4, and which therefore depend on the resonance behavior of the primary resonance circuits, are connected to them for screening and in particular relieving the power supply PS of high-frequency currents have very little influence.
Die Schalter Q1, Q2 sind im vorliegenden Beispiel MOS-FET vom Anreicherungstyp, die zum Einschalten eine Gate-Source-Schwellspannung von etwa 4 V benötigen. Damit können auf einfache Weise, nämlich mittels Dimensionierung der kapazitiven Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 und der Widerstände R3 bis R6 die Arbeitspunkte an den Schaltern Q1, Q2 so eingestellt werden, daß nach dem Ausschalten eines Schalters erst über diesen durch die Kreisinduktivität eine Spannung UD1, UD2 aufgebaut sein muß, bevor der gegenüberliegende Schalter einschaltet. Das heißt, nach dem Öffnen eines ersten Schalters, schließt der zweite erst, wenn die Spannung am Ausgang des kapazitiven Spannungsteilers über dem ersten die Gate-Source-Schwellspannung überschreitet. Damit wird in allen Belastungsfällen mit Sicherheit vermieden, daß beim Umschalten beide Schalter leitend sind.In the present example, the switches Q1, Q2 are enhancement-type MOS-FETs, which require a gate-source threshold voltage of approximately 4 V to be switched on. In this way, the operating points on the switches Q1, Q2 can be set in a simple manner, namely by dimensioning the capacitive voltage dividers C1, C3 or C2, C4 and the resistors R3 to R6, so that after a switch is switched off, it is only via this circuit inductance a voltage U D1 , U D2 must be built up before the opposite switch turns on. This means that after opening a first switch, the second only closes when the voltage at the output of the capacitive voltage divider across the first exceeds the gate-source threshold voltage. In all load cases, it is thus avoided with certainty that both switches are conductive when switching over.
Auf der anderen Seite bleibt jeder Schalter solange geschlossen, wie die Spannung am Ausgang des kapazitiven Spannungsteilers vom anderen Gegentaktzweig die Gate-Source-Schwellspannung überschreitet. Verkürzen sich beispielsweise infolge einer Zunahme der Last auf der Sekundärseite und der damit verbundenen Erhöhung der Resonanzfrequenz die Umladezeiten am geöffneten Schalter, so bleibt der andere entsprechend kürzer geschlossen. Auf diese Weise werden selbst bei ungleicher Belastung der Primärwicklungen W1, W2 die Schaltzeiten der Schalter stets in Abhängigkeit von den Lastverhältnissen exakt eingestellt.On the other hand, each switch remains closed for as long as that Voltage at the output of the capacitive voltage divider from the other Push-pull branch exceeds the gate-source threshold voltage. Shorten themselves for example due to an increase in the load on the secondary side and the associated increase in the resonance frequency the transfer times on open switch, the other remains closed correspondingly shorter. On In this way, even if the primary windings W1, W2 the switching times of the switches always in dependence on the load conditions exactly set.
Dieses ist besonders wichtig, da gegenüber von Resonanzwandlern mit herkömmlichen Übertragern größere Frequenzänderungen auftreten. Ist das mobile Gerät MU vollständig entfernt, so ist die Resonanzfrequenz am größten, da der Einfluß vom sekundären Teil des magnetischen Kreises fehlt. Die Resonanzfrequenz ist am kleinsten, wenn das mobile Gerät MU angekoppelt ist, und die Akkumulatorenbatterie B geladen ist. Bei ungeladener Akkumulatorenbatterie B liegt die Resonanzfrequenz dazwischen.This is particularly important because compared to resonance converters major frequency changes occur in conventional transmitters. Is this mobile device MU completely removed, so the resonance frequency is greatest, since there is no influence from the secondary part of the magnetic circuit. The Resonance frequency is lowest when the mobile device MU is coupled, and the accumulator battery B is charged. When uncharged Accumulator battery B, the resonance frequency lies in between.
Wenn die Stromversorgung PS eine niedrige Eigenimpedanz aufweist und bei entsprechender Dimensionierung der Kreiskomponenten, so daß ein schnelles Aufladen des kapazitiven Spannungsteilers C1, C3 bzw. C2, C4 und damit ein sicheres Anschwingen der Oszillatorschaltung erfolgt, können in der Praxis die Widerstände R3 und R4 auch entfallen.If the power supply PS has a low impedance and at appropriate dimensioning of the circular components, so that a quick Charging the capacitive voltage divider C1, C3 or C2, C4 and thus a safe oscillation of the oscillator circuit takes place in practice Resistors R3 and R4 are also eliminated.
Da der selbstschwingende Gegentaktoszillator gemäß der Erfindung keinerlei zusätzliche Treiberschaltungen zum Ansteuern der Schalter Q1, Q2 benötigt und die parasitären Kapazitäten insbesondere die relativ große Gate-Source- Kapazität der Schalter Q1, Q2 parallel zu den Kondensatoren C1, C3 bzw. C2, C4 der Kreiskapazitäten liegen, können diese gegenüber bekannten Lösungen, bei denen eine Steuerung über Wirkimpedanzen erfolgt, ohne Wirkverluste umgeladen werden.Since the self-oscillating push-pull oscillator according to the invention none additional driver circuits for controlling switches Q1, Q2 are required and the parasitic capacitances in particular the relatively large gate-source Capacitance of the switches Q1, Q2 in parallel with the capacitors C1, C3 or C2, C4 of the district capacities, these can be compared to known solutions which are controlled via active impedances without active losses be reloaded.
Der Gegentaktoszillator entsprechend der Erfindung hat daher nur einen sehr geringe Eigenverluste und kann ohne weiteres mit einer Schaltfrequenz von über 500 kHz eine Hochfrequenzleistung von mehreren Watt zum Laden des mobilen Geräts MU übertragen.The push-pull oscillator according to the invention therefore has only one low self-losses and can easily with a switching frequency of over 500 kHz a high-frequency power of several watts for charging the mobile Device MU transferred.
Eine weitere besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung zeigt Fig. 3. Entsprechend dem Ausbau der Erfindung ist die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit CU mit der Steuerschaltung SC verbunden. Diese soll an Hand der Belastung erkennen, ob entweder das mobile Gerät MU nicht angekoppelt bzw. die Akkumulatorenbatterie B geladen ist oder eine ungleicher Belastung des magnetischen Wechselfeldes durch Fremdkörper vorliegt. Dabei wird davon ausgegangen, daß Fremdkörper im allgemeinen die Raumbereiche der Primärwicklungen W1, W2 ungleich beeinflussen. Um dieses zu unterstützen, kann die Oberfläche der Ladeeinheit CU entsprechend ausgeformt werden. Eine ungleiche Beeinflussung kann einerseits die Länge der Umladezeiten an den jeweils geöffneten Schaltern Q1, Q2 aus dem Gleichgewicht bringen. In diesem Fall sind die Amplituden der Spannungen UD1, UD2 an den geöffneten Schaltern Q1, Q2 ungleich. Andererseits bedingen Unterschiede in der Leistungsentnahme aus den primären Resonanzkreisen auch auswertbare Abweichungen der Betriebsströme I1, I2 in den Gegentaktzweigen.A further particularly advantageous embodiment of the invention is shown in FIG. 3. According to the development of the invention, the primary circuit of the resonance converter in the charging unit CU is connected to the control circuit SC. On the basis of the load, this should recognize whether either the mobile device MU is not coupled or the accumulator battery B is charged or whether the magnetic alternating field is loaded unevenly by foreign bodies. It is assumed that foreign bodies generally have an unequal influence on the spatial areas of the primary windings W1, W2. To support this, the surface of the loading unit CU can be shaped accordingly. An unequal influence can, on the one hand, unbalance the length of the transfer times at the respectively opened switches Q1, Q2. In this case, the amplitudes of the voltages U D1 , U D2 at the open switches Q1, Q2 are not the same. On the other hand, differences in the power consumption from the primary resonance circuits also cause evaluable deviations in the operating currents I1, I2 in the push-pull branches.
Deshalb enthält die Steuerschaltung SC zum Vergleichen der Spitzenwerte von den Schaltspannungen UD1, UD2 einen Komparator COMP 1. Da die Schaltspannungen UD1, UD2 im Gegentakt auftreten, ist ein Vergleich nur möglich, wenn die Pegelspitzen von Spitzenwertbildnern PV1, PV2 oder ähnlichen Speichereinrichtungen gehalten werden. Der Komparator COMP1 ist ein Differenzverstärker dessen Ausgangskreis so ausgeführt ist, daß das Vergleichsergebnis stets als Absolutwert erscheint. Dieses wird beispielsweise mit einer in Fig. 4 gezeigten Schaltung erreicht. Die Spitzenwertbildner PV1, PV2 enthalten Ladekondensatoren, die über Dioden D6, D7 aufgeladen werden. Infolge der Induktionsspannung liegen die Spitzenwerte oberhalb der Eingangsgleichspannung UIN, im vorliegenden Beispiel bei etwa 40 V. Das Vergleichen erfolgt mit den Transistoren Q3, Q4, welche mit den Emitterwiderständen R9, R10 und dem gemeinsamen Kollektorwiderstand R11 einen Differenzverstärker bilden, der bei Ungleichheit der Spitzenwerte eine Gleichspannung UA1 am Kollektorwiderstand R11 erzeugt. Zum Vermeiden von Überspannungen an den Transistorelektroden können die Emitterwiderstände R9, R10 mit weiteren Widerständen, die gestrichelt eingezeichnet sind, als Basisspannungsteiler ausgeführt sein. Die Transistoren Q3, Q4 sind kreuzweise gegengekoppelt, so daß beide Transistoren gesperrt sind und die Ausgangsspannung UA1 = 0, wenn die Spitzenwerte gleich sind bzw. sich nur geringfügig von einander unterscheiden. Sind die Spitzenwerte jedoch ungleich, was bei ungleicher Belastung durch einen Fremdkörper an den Primärspulen W1, W2 geschieht, wird einer der Transistoren Q3, Q4 leitend und am Kollektorwiderstand 13 ist die Ausgangsspannung UA1 < O. Überschreitet die Ausgangsspannung UA1 einen Referenzwert UREF2, so schließt ein über eine Entkopplungsdiode D5 angeschlossener selbsthaltender Kippschalter LA. Dieser schaltet die Eingangsgleichspannung UIN für eine Verriegelungsdauer T1 mittels des Eingangs CIN an der Stromversorgung PS ab.Therefore, the control circuit SC contains a comparator COMP 1 for comparing the peak values of the switching voltages U D1 , U D2 . Since the switching voltages U D1 , U D2 occur in push-pull, a comparison is only possible if the level peaks of peak value formers PV1, PV2 or the like Storage facilities are kept. The comparator COMP1 is a differential amplifier whose output circuit is designed so that the comparison result always appears as an absolute value. This is achieved, for example, with a circuit shown in FIG. 4. The peak value formers PV1, PV2 contain charging capacitors which are charged via diodes D6, D7. As a result of the induction voltage, the peak values are above the DC input voltage U IN , in the present example around 40 V. The comparison is made with the transistors Q3, Q4, which form a differential amplifier with the emitter resistors R9, R10 and the common collector resistor R11 Peak values generated a DC voltage U A1 at the collector resistor R11. In order to avoid overvoltages on the transistor electrodes, the emitter resistors R9, R10 can be designed as base voltage dividers with further resistors which are shown in broken lines. The transistors Q3, Q4 are cross-coupled so that both transistors are blocked and the output voltage U A1 = 0 if the peak values are the same or differ only slightly from one another. However, if the peak values are unequal, which happens when the foreign coil on the primary coils W1, W2 is unequally loaded, one of the transistors Q3, Q4 becomes conductive and the output voltage U A1 <O at the collector resistor 13. If the output voltage U A1 exceeds a reference value U REF 2, then closes a self-holding toggle switch LA connected via a decoupling diode D5. This switches off the DC input voltage U IN for a locking period T1 by means of the input CIN on the power supply PS.
Nach Ablauf der Verriegelungsdauer T1, welche vom Energievorrat des Verriegelungsschalter LA abhängt, den eine interne Kapazität speichert, öffnet der Schalter LA und die Stromversorgung PS schaltet die Eingangsgleichspannung UIN wieder ein. Dabei, beginnt der Gegentaktoszillator zu schwingen.After the locking period T1, which depends on the energy supply of the locking switch LA, which is stored by an internal capacitance, the switch LA opens and the power supply PS switches the input DC voltage U IN on again. The push-pull oscillator starts to oscillate.
Wurde die Ungleichheit der Belastung nicht zwischenzeitlich aufgehoben, so erzeugt der Komparator COMP1 erneut eine Ausgangsspannung UA1 < O und Eingang CIN schaltet nach einer Dauer T2 die Eingangsgleichspannung UIN erneut ab.If the inequality of the load has not been eliminated in the meantime, the comparator COMP1 again generates an output voltage U A1 <O and input CIN switches off the input DC voltage U IN again after a period T2.
Wenn die Steuerschaltung derart dimensioniert wird daß T1 < T2, dann ist mit einfachen Mitteln ein leistungsarmer Wartebetrieb realisiert.If the control circuit is dimensioned such that T1 <T2, then with Low-power waiting mode is implemented using simple means.
Die Steuerschaltung SC weist zum Auswerten von Unterschieden in der Leistungsentnahme einen Komparator COMP2 auf. Dieser mißt, wie Fig. 3 zeigt, die Spannungen, welche die Betriebsströme Il, I2 der Gegentaktzweige an den Impedanzen R1, R2 verursachen und ist ebenfalls ein Differenzverstärker. Der Ausgangskreis ist auch so ausgeführt, daß das Vergleichsergebnis stets als Absolutwert erscheint. Eine mögliche Ausführung für den Komparator zeigt Fig. 5. Die Schaltung ist der von Fig. 4 ähnlich. Im Unterschied zum Komparator COMP1 ist neben der beschriebenen Differenzstufe mit den Transistoren Q5, Q6 und den Emitterwiderständen R14, R15 eine zusätzliche Differenzverstärkerstufe zum Anpassen der Komparatoreingänge an die Spannungen an den Impedanzen R1, R2 vorhanden.The control circuit SC has a comparator COMP2 for evaluating differences in the power consumption. This measure, as shown in FIG. 3, the voltages which the operating currents Il, I2 of the push-pull branches of the impedances R1, R2 and cause is also a differential amplifier. The output circuit is also designed so that the comparison result always appears as an absolute value. A possible embodiment for the comparator is shown in FIG. 5. The circuit is similar to that of FIG. 4. In contrast to the comparator COMP1, in addition to the described differential stage with the transistors Q5, Q6 and the emitter resistors R14, R15, there is an additional differential amplifier stage for adapting the comparator inputs to the voltages at the impedances R1, R2.
Vorteilhaft wird die relativ hohe Spannung an den Spitzenwertbildner PV1, PV2 mit Widerständen R12, R13 und einem Ladekondensator gemittelt und als Betriebsspannung für die Differenzstufen vom Komparator COMP2 genutzt. Der Ausgang von Komparator COMP2 ist wie der von COMP1 am Kollektorwiderstand R11 angeschlossen. Damit wird im Ausführungsbeispiel der in Fig. 3 gezeigte Signaladdierer ADD realisiert, so daß die Ausgangsspannung UA1 sowohl von Ungleichheiten der Schaltspannungen UD1, UD2 als auch der Betriebsströme I1, I2 abhängen. The relatively high voltage at the peak value generator PV1, PV2 is advantageously averaged with resistors R12, R13 and a charging capacitor and used as operating voltage for the differential stages by the comparator COMP2. The output of comparator COMP2, like that of COMP1, is connected to collector resistor R11. The signal adder ADD shown in FIG. 3 is thus implemented in the exemplary embodiment, so that the output voltage U A1 depends both on inequalities in the switching voltages U D1 , U D2 and on the operating currents I1, I2.
Zum Erfassen des Leerlauf werden ausschließlich die Betriebsströme I1, I2 ausgewertet, da diese im Leerlauf ein Minimum aufweisen. Die Widerstände R7 und R8 bilden mit einer nicht dargestellten Kapazität den Mittelwert der Spannungsabfälle an den Impedanzen R1, R2. Ein an sich bekannter Komparator COMP3 vergleicht diesen Mittelwert mit einer Referenzspannung UREF1 und erzeugt eine Ausgangsspannung UA2, die den Gegentaktoszillator < 0 in den leistungsarmen Wartebetrieb zurückgeschaltet, wenn die Betriebsströme I1, I2 infolge eines Leerlaufs oder einer geringen Last unter einem Mindestwert liegen. In periodischen Zeitabständen T1 wird geprüft, ob zwischenzeitlich eine gleichmäßige Belastung der Primärwicklungen erfolgt.Only operating currents I1, I2 are used to detect idling evaluated because these have a minimum in idle. The resistors R7 and R8 form the mean value of the with a capacity, not shown Voltage drops across the impedances R1, R2. A known comparator COMP3 compares this mean value with a reference voltage UREF1 and generates an output voltage UA2 that the push-pull oscillator <0 in Low-power wait mode switched back when the operating currents I1, I2 are below a minimum due to an idle or light load. At periodic time intervals T1 it is checked whether a uniform loading of the primary windings takes place.
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