DE19729431C2

DE19729431C2 - Control device, switching amplifier and control method

Info

Publication number: DE19729431C2
Application number: DE1997129431
Authority: DE
Inventors: Robert Bleisteiner; Harald Breuninger
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1997-07-09
Filing date: 1997-07-09
Publication date: 2000-05-31
Anticipated expiration: 2017-07-10
Also published as: DE19729431A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Ansteuereinrichtung für einen Schaltverstärker, einen Schaltverstärker sowie ein Verfahren zum Ansteuern eines Schaltverstärkers. Insbesondere ist die Erfindung für Schaltverstärker in digitalen Präzisionsregel kreisen einsetzbar, beispielsweise für Gradientenverstärker eines Kernspintomographen.The invention relates to a control device for a Switching amplifier, a switching amplifier and a method to control a switching amplifier. In particular, the Invention for switching amplifiers in digital precision control circles can be used, for example for gradient amplifiers of an MRI scanner.

Bei einem aus der DE 40 24 160 A1 bekannten Gradientenver stärker werden ein analoger Stromsollwert und ein gemessener Stromistwert einem Regler zugeführt. Das Ausgangssignal des Reglers wird in einem Pulsweitenmodulator mit einer Dreiecks spannung verglichen. Der Modulator erzeugt seinerseits vier Schaltsignale zum Ansteuern einer Endstufe, genauer gesagt zum Ansteuern von vier in einer H-Brücke angeordneten Halb leiterschaltern dieser Endstufe. Eine Gradientenspule ist als vorwiegend induktive Last in den Querzweig der H-Brücke ge schaltet. Zum Erfassen des Stromistwertes dient ein Strom wandler, der den Stromfluß durch die Gradientenspule mißt.In a gradient ver known from DE 40 24 160 A1 An analog current setpoint and a measured one become stronger Current actual value fed to a controller. The output signal of the Controller is in a pulse width modulator with a triangle voltage compared. The modulator in turn generates four Switching signals for controlling an output stage, more precisely to control four halves arranged in an H-bridge conductor switches of this output stage. A gradient coil is as Mainly inductive load in the cross branch of the H-bridge switches. A current is used to record the actual current value converter that measures the current flow through the gradient coil.

Bei einem derartigen Gradientenverstärker und bei anderen Anwendungen, die einen Präzisionsregelkreis erfordern, müssen die Endstufenspannung und der Endstufenstrom in einem großen Dynamikbereich mit hoher Genauigkeit bereitgestellt werden. Ein Gradientenverstärker mit analoger Regelung muß dazu auf wendig justiert werden, und er ist schwer auf unterschiedli che Gradientenspulen anzupassen. Ferner ist nur eine einge schränkte Anzahl von Reglerkennlinien möglich, beispielsweise bei einem PI-Regler nur solche Kennlinien, die aus einem pro portionalen und einem integralen Anteil zusammengesetzt sind. With such a gradient amplifier and others Applications that require a precision control loop the output stage voltage and the output stage current in one large Dynamic range can be provided with high accuracy. A gradient amplifier with analog control must be used for this can be flexibly adjusted and it is difficult to differentiate to adapt gradient coils. Furthermore, only one is on limited number of controller characteristics possible, for example in the case of a PI controller, only those characteristic curves that consist of a pro proportional and an integral part are composed.

Diese Probleme könnten gelöst werden, indem der Regler und der Modulator in digitaler Form, beispielsweise mittels eines digitalen Signalprozessors (DSP) realisiert werden. Ein der artiger Signalprozessor erhält als Eingangswert einen digita len Stromsollwert von beispielsweise 18 Bit Breite. Bei dem beispielhaft in Fig. 4 gezeigten Stromverlauf steigt der durch die Gradientenspule fließende Strom innerhalb einer Millisekunde von Null auf einen Dachwert, der einige Milli sekunden gehalten wird, und fällt dann wieder auf Null ab. Die Amplitude des Dachwerts wird durch 17 Bit der digitalen Eingangsdaten (plus 1 Bit für das Vorzeichen) bestimmt und beträgt zum Beispiel maximal 300 A. Damit ist der Dachwert bis auf etwa 2,3 mA genau einstellbar.These problems could be solved by implementing the controller and the modulator in digital form, for example by means of a digital signal processor (DSP). Such a signal processor receives as input value a digital current setpoint of, for example, 18 bit width. In the current curve shown by way of example in FIG. 4, the current flowing through the gradient coil rises from zero to a roof value which is held for a few milliseconds within a millisecond and then drops again to zero. The amplitude of the roof value is determined by 17 bits of the digital input data (plus 1 bit for the sign) and is, for example, a maximum of 300 A. This means that the roof value can be set to within 2.3 mA.

Um diesen Stromverlauf zu erzielen, ist am Ausgang des Ver stärkers zum Beispiel der in Fig. 5 gezeigte Spannungsverlauf erforderlich. Hat die Last beispielsweise eine Induktivität von 1 mH und einen ohmschen Widerstand von 100 mΩ, so wird zum Erreichen der erforderlichen Flankensteilheit von etwa 300 A/ms (bei einem Dachwert von 300 A) eine Verstärkeraus gangsspannung von etwa 330 V benötigt, was bei einer Be triebsspannung des Verstärkers von 400 V praktisch einer Vollaussteuerung entspricht. Zum Halten des Dachwertes von 300 A sind aber nach dem Ohmschen Gesetz nur etwa 30 V er forderlich, so daß das Puls-Pausen-Verhältnis der Endstufen schalter nur knapp 10% beträgt. Wenn im Extremfall ein Dachwert von 2,3 mA gehalten werden soll (entsprechend der kleinsten Einheit der digitalen Eingangsdaten), beträgt die benötigte Ausgangsspannung nur 0,23 mV.In order to achieve this current profile, the voltage profile shown in FIG. 5 is required at the output of the amplifier, for example. For example, if the load has an inductance of 1 mH and an ohmic resistance of 100 mΩ, an amplifier output voltage of approximately 330 V is required to achieve the required edge steepness of approximately 300 A / ms (with a roof value of 300 A) Operating voltage of the amplifier of 400 V corresponds practically to full control. To keep the roof value of 300 A but only about 30 V required by Ohm's law, so that the pulse-pause ratio of the power amplifier switch is just under 10%. If in extreme cases a roof value of 2.3 mA is to be maintained (corresponding to the smallest unit of the digital input data), the required output voltage is only 0.23 mV.

Insgesamt sind somit zum Halten der 2¹⁷ möglichen Dachstrom werte 2¹⁷ unterschiedliche Ausgangsspannungen erforderlich. Da zusätzlich aufgrund der Spuleninduktivität während der Stromanstiegs- und Stromabfallzeiten eine größenordnungsmäßig 16-fache Spannungsüberhöhung benötigt wird, ergibt sich unter Berücksichtigung der beiden Spannungspolaritäten ein Dynamik bereich der Verstärkerausgangsspannung von 1 : 2²². Entspre chend muß auch das Puls-Pausen-Verhältnis der Schaltendstufe zwischen nahezu 1 und ungefähr 0,5 . 10^-6 variierbar sein.Overall, 2 ¹⁷ different output voltages are required to maintain the 2 ¹⁷ possible roof current values. Since an additional 16-fold voltage surge is required due to the coil inductance during the current rise and fall times, taking the two voltage polarities into account, a dynamic range of the amplifier output voltage of 1: 2 ²² results. Accordingly, the pulse-pause ratio of the switching amplifier must be between almost 1 and approximately 0.5. 10 ^{-6 can be} varied.

Ein derartig großer Dynamikbereich ist im Hinblick auf die Leistungsbauteile der Schaltendstufe durch ein geeignetes Modulationsverfahren, wie beispielsweise das aus der DE 40 24 160 A1 bekannte, erreichbar. Mit einer digitalen Regelung durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) konnten jedoch bisher die erforderlichen Ansteuersignale nicht erzeugt wer den, weil das Pulsmuster am Ausgang des DSP stets im Raster des Prozessortakts liegt. Beispielsweise ergibt sich bei einer Taktfrequenz von 32 MHz als kleinste Zeiteinheit für Ansteuersignale 32 ns. Bei einer Schaltfrequenz des Gradien tenverstärkers von 50 Hz, die bei einer Pulsbreitenmodula tion gemäß der DE 40 24 160 A1 einer Periodendauer von 10 µs an der Last entspricht, wären damit nur die in Fig. 6 ange deuteten diskreten Schaltzeitpunkte (entsprechend einem Dynamikbereich von 1 : 2⁹) möglich. Die in diesem Fall bei der Regelung des Ausgangsstroms auftretende Ausgangsspannung des Verstärkers würde um den Idealwert oszillieren. Insgesamt wäre die Regelung so ungenau und oberwellenbehaftet, daß sie für den praktischen Einsatz unbrauchbar wäre.With regard to the power components of the switching output stage, such a large dynamic range can be achieved by a suitable modulation method, such as that known from DE 40 24 160 A1. With a digital control by a digital signal processor (DSP), however, the necessary control signals could not be generated until now because the pulse pattern at the output of the DSP is always in the grid of the processor clock. For example, at a clock frequency of 32 MHz, the smallest time unit for control signals is 32 ns. At a switching frequency of the gradient amplifier of 50 Hz, which corresponds to a period of 10 μs at the load in a pulse width modulation according to DE 40 24 160 A1, only the discrete switching times indicated in FIG. 6 would be (corresponding to a dynamic range of 1 : 2 ⁹ ) possible. The output voltage of the amplifier occurring in this case when regulating the output current would oscillate around the ideal value. Overall, the control would be so imprecise and subject to harmonics that it would be unusable for practical use.

Um einen größeren Dynamikbereich zu erreichen, wurde in der europäischen Patentanmeldung 0 772 285 ein pulsweitenmodu liertes System vorgeschlagen, bei dem während einer Takt periode das System nicht - wie bisher üblich - lediglich einen Ausgangszustand aufweist, sondern während jeder Taktperiode zwischen zwei Ausgangszuständen hin- und herwechselt. Auf grund der größeren Anzahl von verfügbaren Ausgangszuständen weist diese Pulsweitenmodulation eine höhere Auflösung auf. Durch das Hin- und Herschalten zwischen benachbarten Aus gangszuständen des Pulsweitenmodulators entsteht jedoch eine periodische Anregung der Last, die zu Oszillationen bzw. Lärm in der Last führen kann, die durch weitere Maßnahmen verhin dert werden muß.In order to achieve a larger dynamic range, the European patent application 0 772 285 a pulse width mod lated system proposed in which during a clock period, the system - as usual - only one Has initial state, but during each clock period alternates between two initial states. On due to the larger number of available output states this pulse width modulation has a higher resolution. By switching back and forth between neighboring offs gears states of the pulse width modulator periodic excitation of the load leading to oscillations or noise can result in the load, which is prevented by further measures must be changed.

Die Erfindung hat demgemäß die Aufgabe, die genannten Pro bleme zu vermeiden und eine Möglichkeit bereitzustellen, die Flexibilität einer digitalen Verarbeitungs- und/oder Regler einrichtung mit dem erforderlichen Dynamikbereich und der erforderlichen Genauigkeit zu kombinieren.The invention accordingly has the task of the mentioned Pro to avoid bleme and provide a way to Flexibility of a digital processing and / or controller facility with the required dynamic range and to combine required accuracy.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Ansteuerein richtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1, und durch einen Schaltverstärker mit den Merkmalen des Anspruchs 7 gelöst. According to the invention, this task is performed by a control direction with the features of claim 1, and by a Switch amplifier with the features of claim 7 solved.

Durch die Erfindung kann eine taktgebundene digitale Verar beitungseinrichtung in der Ansteuereinrichtung verwendet wer den. Die Verarbeitungseinrichtung kann durch einfaches Laden neuer Parameter flexibel auf unterschiedliche Lasten und/oder Regelstrecken angepaßt werden. Auch sind komplexe Regelalgo rithmen möglich, die insbesondere zur besseren Kompensation von Nichtlinearitäten dienen können.The invention enables a clock-bound digital processing processing device used in the control device the. The processing device can be easily loaded new parameters flexible to different loads and / or Control systems are adapted. Are also complex rule algo rithms possible, in particular for better compensation of non-linearities can serve.

Durch die erfindungsgemäße Korrektureinrichtung, die Flanken des von der digitalen Verarbeitungseinrichtung erzeugten Grobsignals gemäß Korrekturwerten verschiebt, ist ein äußerst hoher Dynamikbereich eines durch die Ansteuereinrichtung an gesteuerten Schaltverstärkers möglich. Dieser Dynamikbereich kann beispielsweise 1 : 2²² betragen. Bei den oben beispiel haft genannten Bedingungen einer Schaltfrequenz von 50 KHz und einer Pulsbreitenmodulation gemäß der DE 40 24 160 A1 heißt dies zum Beispiel, daß die Schaltzeitpunkte quasianalog in einem Zeitraster von 5 ps steuerbar sind, wie dies in Fig. 7 angedeutet ist. Das Puls-Pausen-Verhältnis eines derartig angesteuerten Verstärkers kann beispielsweise zwischen 1 und 0,5 . 10^-6 in Schritten von 0,5 . 10^-6 veränderbar sein. Derart kleine Zeitraster sind bisher selbst mit den schnellsten ver fügbaren digitalen Signalprozessoren nicht realisierbar gewe sen.The correction device according to the invention, which shifts the edges of the coarse signal generated by the digital processing device according to correction values, enables an extremely high dynamic range of a switching amplifier controlled by the control device. This dynamic range can be 1: 2 ²² , for example. Given the above-mentioned conditions of a switching frequency of 50 KHz and a pulse width modulation according to DE 40 24 160 A1, this means, for example, that the switching times can be controlled quasi-analogously in a time pattern of 5 ps, as indicated in FIG. 7. The pulse-pause ratio of an amplifier controlled in this way can be, for example, between 1 and 0.5. 10 ^-6 in steps of 0.5. 10 ^{-6 be} changeable. Such small time slots have so far not been feasible, even with the fastest available digital signal processors.

Das als Ansteuersignal bezeichnete Ausgangssignal der An steuereinrichtung kann (gegebenenfalls nach einer geeigneten Verstärkung oder sonstigen Verarbeitung) zum Ansteuern von Schaltbauteilen der Schaltendstufe dienen. Als aktiver Zu stand des Ansteuersignals wird dabei insbesondere ein Signal pegel bezeichnet, der zu einem Einschalten (Leitzustand) des zugeordneten Schaltbauteils führt. Bevorzugt stimmt das An steuersignal mit dem von der digitalen Verarbeitungseinrich tung erzeugten Grobsignal überein, mit der Ausnahme, daß eine Flankenart (entweder nur die steigenden oder nur die fal lenden Flanken) gegenüber dem Grobsignal entsprechend dem jeweiligen Korrekturwert verzögert sind. Dies erlaubt eine besonders einfache Ableitung des Ansteuersignals aus dem Grobsignal.The output signal of the An referred to as the control signal control device can (if necessary according to a suitable Amplification or other processing) to control Switching components of the switching amplifier are used. As an active Zu status of the control signal is in particular a signal denotes the level that leads to a switch-on (control status) of the associated switching component leads. This is preferably true control signal with that of the digital processing device tion generated coarse signal, except that a Edge type (either only the rising or only the fal flanks) compared to the coarse signal corresponding to the respective correction value are delayed. This allows one particularly simple derivation of the control signal from the Coarse signal.

Bevorzugt werden die Korrekturwerte als Sequenz digitaler Datenworte bereitgestellt, so daß jeder Korrekturwert einem Datenwort entspricht. Die Korrekturwerte können jedoch auch in Form eines analogen Signals oder als serielle Bitfolge übermittelt werden. Das Grobsignal und das Ansteuersignal sind vorzugsweise je ein digitales Signal.The correction values are preferably digital as a sequence Data words are provided so that each correction value is assigned to a Data word corresponds. However, the correction values can also in the form of an analog signal or as a serial bit sequence be transmitted. The coarse signal and the control signal are preferably each a digital signal.

Die Korrektureinrichtung weist vorzugsweise einen Phasen schieber oder eine Verzögerungseinrichtung auf. Der Phasen winkel beziehungsweise die Verzögerungszeit sind vorzugsweise abhängig von den augenblicklich anliegenden Korrekturwerten. Der Phasenschieber beziehungsweise die Verzögerungseinrich tung dient bevorzugt zum Verzögern eines auch dem DSP zuge leiteten Zeittakts. Ferner ist in der Korrektureinrichtung bevorzugt eine Logikeinrichtung vorgesehen, um das Grobsignal zum Erzeugen des Ausgangssignals zu modifizieren.The correction device preferably has a phase slide or a delay device. The phases angles or the delay time are preferred depending on the correction values currently applied. The phase shifter or the delay device device is preferably used to delay a DSP conducted timing. Furthermore, in the correction device preferably a logic device is provided to the coarse signal to modify to generate the output signal.

Die digitale Verarbeitungseinrichtung weist bevorzugt einen digitalen Signalprozessor (DSP) auf oder ist vollständig als DSP ausgebildet. Der DSP übernimmt vorzugsweise die Funktio nen eines Reglers und/oder eines Modulators und/oder einer Pulserzeugungseinrichtung. Geeignete Hilfsbaugruppen für den DSP können vorgesehen sein.The digital processing device preferably has one digital signal processor (DSP) on or is completely as DSP trained. The DSP preferably takes over the function NEN a controller and / or a modulator and / or one Pulse generator. Suitable auxiliary modules for the DSP can be provided.

Bevorzugt erzeugt die Ansteuereinrichtung nicht nur ein ein ziges Ansteuersignal, sondern mehrere Ansteuersignale und eine entsprechende Anzahl von Grobsignalen und Korrekturwer ten. Bei Verwendung in einem Schaltverstärker, der eine End stufe mit vier als H-Brücke angeordneten Schaltelementen auf weist, wird von der Ansteuereinrichtung bevorzugt für jedes der vier Schaltelemente ein Ansteuersignal generiert.The control device preferably generates not only one ziges control signal, but several control signals and a corresponding number of coarse signals and correction values When used in a switching amplifier that has an end stage with four switching elements arranged as an H-bridge points, is preferred by the control device for each of the four switching elements generates a control signal.

Weitere bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der übrigen Unteransprüche.Further preferred embodiments are the subject of other subclaims.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das gegenwärtig von den Erfindern als der beste Weg zum Ausführen der Erfindung angesehen wird, wird nun unter Hinweis auf die schematischen Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar:An embodiment of the invention currently from to the inventors as the best way to practice the invention is now viewed with reference to the schematic Described drawings. They represent:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Schaltverstärkers mit ange schlossener Last, Fig. 1 is a block diagram of a switching amplifier with connected load,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ansteuereinrichtung, Fig. 2 is a block diagram of a control device,

Fig. 3 Spannungsverlaufskurven von Signalen in der Ansteuer einrichtung nach Fig. 2, Fig. 3 voltage characteristic curves of signals in the driving device according to Fig. 2,

Fig. 4 und Fig. 5 einen typischen Strom- bzw. Spannungsver lauf in einer Gradientenspule, und Fig. 4 and Fig. 5 shows a typical current or voltage course in a gradient coil, and

Fig. 6 und Fig. 7 schematische Darstellungen einer zeitdis kreten bzw. einer quasianalogen Pulsbreitenmodulation. Fig. 6 7 are schematic representations of a zeitdis kreten or a quasi-analog pulse width modulation, and FIG..

Bei der grundlegenden Anordnung eines Gradientenverstärkers gemäß Fig. 1 ist eine Ansteuereinrichtung 10 vorgesehen, die einen digitalen Sollwerteingang 12 und einen digitalen Ist werteingang 14 mit je 18 Bit Breite aufweist. Die Ansteuer einrichtung 10 generiert vier Ansteuersignale F-F''', die einer Schaltendstufe 16 zugeführt werden und zum Ansteuern je eines Schaltelementes der Schaltendstufe 16 dienen. Die in Fig. 1 lediglich schematisch dargestellten Schaltelemente sind in an sich bekannter Weise als MOSFETs mit Freilauf dioden ausgestaltet und in einer H-Brückenschaltung angeord net. In den Querzweig der Brücke ist eine Gradientenspule als vorwiegend induktive Last 18 geschaltet. Der Stromfluß im Lastkreis wird von einem Meßwandler 20 in ein Spannungssignal umgewandelt, das seinerseits von einem Analog/Digital-Wandler 22 in ein digitales Istwertsignal konvertiert wird und am Istwerteingang 14 anliegt.In the basic arrangement of a gradient amplifier according to FIG. 1, a control device 10 is provided which has a digital setpoint input 12 and a digital actual value input 14 , each with a width of 18 bits. The control device 10 generates four control signals F-F ''', which are fed to a switching output stage 16 and are used to control each switching element of the switching output stage 16 . The switching elements shown only schematically in Fig. 1 are designed in a conventional manner as MOSFETs with free-wheeling diodes and net angeord in an H-bridge circuit. A gradient coil is connected as a predominantly inductive load 18 in the transverse branch of the bridge. The current flow in the load circuit is converted by a measuring transducer 20 into a voltage signal, which in turn is converted by an analog / digital converter 22 into a digital actual value signal and is present at the actual value input 14 .

Beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 erzeugt die Ansteuer einrichtung 10 nach einem vorgegebenen Regelverfahren, bei spielsweise einem PI-Regelverfahren, die Ansteuersignale F- F'''. Dabei werden, gemäß der Lehre der DE 40 24 160 A1, bei jeder Richtung des Laststroms zwei in der Brückenschaltung diagonal gegenüberliegende Schaltelemente periodisch getak tet, wobei der Mittelwert des Laststroms durch die Überlap pung der Einschaltzeiten dieser Schaltelemente bestimmt ist.In operation of the circuit of FIG. 1, the drive generates device 10 according to a predetermined control method, wherein game, a PI control process, the control signals F-F '''. According to the teaching of DE 40 24 160 A1, two switching elements diagonally opposite each other in the bridge circuit are periodically clocked in each direction of the load current, the mean value of the load current being determined by the overlap of the switch-on times of these switching elements.

Der genauere Aufbau der Ansteuereinrichtung 10 ist in Fig. 2 dargestellt. Eine als digitaler Signalprozessor (DSP) ausge bildete digitale Verarbeitungseinrichtung 24 weist ein Regel modul 26 auf, das aus einem Programmodul eines Steuerpro gramms der Verarbeitungseinrichtung 24 gebildet ist. Das Regelmodul 26 implementiert ein an sich bekanntes PI-Regel verfahren.The more precise structure of the control device 10 is shown in FIG. 2. A designed as a digital signal processor (DSP) digital processing device 24 has a control module 26 , which is formed from a program module of a control program of the processing device 24 . The control module 26 implements a PI rule method known per se.

Das Regelmodul 26 erzeugt aus den am Sollwerteingang 12 und am Istwerteingang 14 anliegenden Daten gemäß dem Regelver fahren vier Pulsbreitenwerte M-M''', die das zu erzielende Puls-Pausen-Verhältnis je eines der vier Schaltelemente in der Schaltendstufe 16 angeben. Die Pulsbreitenwerte M-M''' liegen in Form digitaler Datenworte mit je 22 Bit Breite vor. Die höherwertigen 9 Bits jedes dieser Datenworte werden als Grob-Pulsbreitenwerte N-N''' vier Pulserzeugungsmodulen 28-28''' zugeführt, die je ein Grobsignal B-B''' erzeugen. Die Pulserzeugungsmodule 28-28''' sind ebenfalls als Pro grammodule des Steuerprogramms der Verarbeitungseinrichtung 24 ausgebildet. Alle hier beschriebenen Komponenten der Ver arbeitungseinrichtung 24 sind taktgebunden und an einen Takt generator 30 angeschlossen, der ein Taktsignal A mit einer Taktfrequenz von 32 MHz bereitstellt. Dementsprechend weisen die erzeugten Grobsignale B-B''' taktsynchrone Flanken in einem Zeitraster von 32 ns auf.The control module 26 generates four pulse width values M-M '''from the data present at the setpoint input 12 and at the actual value input 14 in accordance with the control method, which indicate the pulse-pause ratio to be achieved in each case one of the four switching elements in the switching amplifier 16 . The pulse width values M-M '''are in the form of digital data words, each 22 bits wide. The more significant 9 bits of each of these data words are supplied as coarse pulse width values N-N '''to four pulse generation modules 28-28 ''', each of which generates a coarse signal B-B '''. The pulse generation modules 28-28 '''are also designed as program modules of the control program of the processing device 24 . All components of the processing device 24 described here are clock-bound and connected to a clock generator 30 , which provides a clock signal A with a clock frequency of 32 MHz. Accordingly, the generated coarse signals B-B '''have clock-synchronous edges in a time pattern of 32 ns.

Die geringerwertigen 13 Bits jedes Datenwortes der Pulsbrei tenwerte M-M''' liegen als Korrekturwerte K-K''' an Kor rektureinrichtungen 32-32''' an. Ferner sind die Korrektur einrichtungen 32-32''' an das Taktsignal A und an die von den Pulserzeugungsmodulen 28-28''' erzeugten Grobsignale B -B''' angeschlossen. Die Korrektureinrichtungen 32-32''' erzeugen je eines der Ansteuersignale F-F''' zum Ansteuern je eines der Schaltelemente in der Schaltendstufe 16.The lower 13 bits of each data word of the pulse width values M-M '''are applied as correction values K-K''' to correction devices 32-32 '''. Furthermore, the correction devices 32-32 "" are connected to the clock signal A and to the coarse signals B -B "" generated by the pulse generation modules 28-28 "". The correction devices 32-32 '''each generate one of the control signals F-F''' to control one of the switching elements in the switching output stage 16 .

In Fig. 2 ist der innere Aufbau der Korrektureinrichtung 32 detailliert dargestellt. Die Korrektureinrichtungen 32', 32", 32''' sind ebenso aufgebaut.In FIG. 2, the internal structure of the correction device 32 is shown in detail. The correction devices 32 ', 32 ", 32 ''' are also constructed.

In der Korrektureinrichtung 32 ist ein digital steuerbarer Phasenschieber 34 vorgesehen, der aus dem Taktsignal A ein Korrektursignal D erzeugt. Zur Steuerung des Phasenwinkels liegen an dem Phasenschieber 34 die Korrekturwerte K an. Der Phasenschieber 34 ist in an sich bekannter Weise mittels einer integrierten PLL-Schaltung (PLL = phase locked loop) aufgebaut.A digitally controllable phase shifter 34 is provided in the correction device 32 and generates a correction signal D from the clock signal A. The correction values K are applied to the phase shifter 34 in order to control the phase angle. The phase shifter 34 is constructed in a manner known per se by means of an integrated PLL circuit (PLL = phase locked loop).

Ferner ist in der Korrektureinrichtung 32 eine Logikeinrich tung 36 zum Erzeugen des Ausgangssignals F vorgesehen, die aus einem R-S-Flip-Flop 38, einem UND-Gatter 40 und einem ODER-Gatter 42 gebildet ist. Das Ausgangssignal des Phasen schiebers 34 liegt als Korrektursignal D am Rücksetzeingang des R-S-Flip-Flops 38 an. Der Setzeingang des R-S-Flip-Flops 38 ist mit einem Ausgangssignal C des UND-Gatters 40 verbun den. Das UND-Gatter 40 verknüpft das Taktsignal A und das Grobsignal B miteinander. Das Ausgangssignal E des R-S-Flip- Flops 38 und das Grobsignal B werden dem ODER-Gatter 42 zugeführt, an dessen Ausgang das Ansteuersignal F abgegriffen wird.Furthermore, a logic device 36 is provided in the correction device 32 for generating the output signal F, which is formed from an RS flip-flop 38 , an AND gate 40 and an OR gate 42 . The output signal of the phase shifter 34 is present as a correction signal D at the reset input of the RS flip-flop 38 . The set input of the RS flip-flop 38 is connected to an output signal C of the AND gate 40 . The AND gate 40 combines the clock signal A and the coarse signal B with one another. The output signal E of the RS flip-flop 38 and the coarse signal B are fed to the OR gate 42 , at whose output the control signal F is tapped.

Im Betrieb der Schaltung nach Fig. 2 werden die in Fig. 3 beispielhaft dargestellten Signale erzeugt. Das Taktsignal A ist ein symmetrisches Rechtecksignal mit einer Taktfrequenz von 32 MHz. Die Pulserzeugungsmodule 28-28''' generieren im Rahmen des technisch Möglichen die Grobsignale B-B''' aus den Grob-Pulsbreitenwerten N-N'''. Dabei stimmen die Flan ken der Grobsignale B-B''' stets mit einer entsprechenden Flanke des Taktsignals A überein.In operation, the circuit of FIG. 2, the signals exemplified in Fig. 3 are generated. The clock signal A is a symmetrical square wave signal with a clock frequency of 32 MHz. The pulse generation modules 28-28 '''generate the coarse signals B-B''' from the coarse pulse width values N-N '''within the scope of what is technically possible. The flanks of the coarse signals B-B '''always coincide with a corresponding edge of the clock signal A.

Die Korrektureinrichtungen 32-32''' erzeugen aus den Grob signalen B-B''' die Ansteuersignale F-F''', indem die steigende Flanke eines Grobsignals B-B''' sofort als stei gende Flanke des entsprechenden Ansteuersignals F-F''' übernommen wird, und eine fallende Flanke des Grobsignals B- B''' erst mit einer gewissen Verzögerung, die von dem jeweils aktuellen Korrekturwert K-K''' bestimmt wird, zu einer fallenden Flanke des zugeordneten Ansteuersignals F-F''' führt. In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel kenn zeichnet ein hoher Signalpegel eines Ansteuersignals F-F''' einen aktiven Signalzustand, d. h., daß das entsprechende Schaltelement in der Schaltendstufe 16 leitet. Auch eine umgekehrte Zuordnung ist möglich.The correction devices 32-32 '''generate the control signals F-F''' from the coarse signals B-B '''in that the rising edge of a coarse signal B-B''' immediately as the rising edge of the corresponding control signal F- F '''is accepted, and a falling edge of the coarse signal B-B''' only with a certain delay, which is determined by the respective current correction value K-K ''', to a falling edge of the assigned control signal F-F ''' leads. In the exemplary embodiment described here, a high signal level of a control signal F-F '''characterizes an active signal state, that is to say that the corresponding switching element in the switching output stage 16 conducts. A reverse assignment is also possible.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, liegt mit jeder steigenden Flanke des Taktsignals A auch eine steigende Flanke des Signals C am Flip-Flop 38 an, solange das Grobsignal B aktiv ist. Das flankengetriggerte Flip-Flop 38 wird dadurch gesetzt. Zurück gesetzt wird das Flip-Flop 38 mit jeder fallenden Flanke des Korrektursignals D, wobei die Verzögerungszeit gegenüber dem Taktsignal C von dem jeweils an dem Phasenschieber 34 anlie genden Korrekturwert K bestimmt wird. In Fig. 3 beträgt die Verzögerungszeit beispielsweise 5 ps.As shown in FIG. 3, with each rising edge of the clock signal A there is also a rising edge of the signal C on the flip-flop 38 , as long as the coarse signal B is active. The edge-triggered flip-flop 38 is thereby set. The flip-flop 38 is reset with each falling edge of the correction signal D, the delay time with respect to the clock signal C being determined by the correction value K applied to the phase shifter 34 in each case. In Fig. 3, the delay time is 5 ps, for example.

Durch die ODER-Verknüpfung des Ausgangssignals E des Flip- Flops 38 mit dem taktsynchronen Grobsignal B wird erreicht, daß der aktive Zustand des Ausgangssignals F gleichzeitig mit der steigenden Flanke des Grobsignals B beginnt, aber erst mit der ersten fallenden Flanke des verzögerten Korrektur signals D nach einer fallenden Flanke des Grobsignals B endet. Da der Phasenwinkel des Phasenschiebers 34 zwischen dem Taktsignal A und dem Korrektursignal D durch die Korrek turwerte K in feinen Schritten veränderbar ist, wird durch diese Anordnung eine quasianaloge Pulsbreitenmodulation erreicht.The OR operation of the output signal E of the flip-flop 38 with the clock-synchronous coarse signal B ensures that the active state of the output signal F begins at the same time as the rising edge of the coarse signal B, but only with the first falling edge of the delayed correction signal D after a falling edge of the coarse signal B ends. Since the phase angle of the phase shifter 34 between the clock signal A and the correction signal D can be changed in fine steps by the correction values K, a quasi-analog pulse width modulation is achieved by this arrangement.

Claims

1. Control device ( 10 ) for a switching amplifier, in particular for a gradient amplifier of a magnetic resonance tomograph, with

1. a digital processing device ( 24 ) for generating a coarse signal (B-B ''') bound to a predetermined time clock (A) and correction values (K-K'''), and
2. a correction device ( 32-32 ''') for generating a control signal (F-F''') from the coarse signal (B-B ''') and the correction values (K-K''') by shifting edges of the coarse signal (B-B ''') according to the correction values (K-K''').

2. Control device ( 10 ) according to claim 1, characterized in that the on control signal (F-F ''') corresponds in terms of an edge type with the coarse signal (B-B''') and in terms of their edge type compared to the coarse signal (B-B ''') is delayed by a time period corresponding to the current correction value (K-K''').

3. Control device ( 10 ) according to claim 1 or 2, characterized in that the correction device ( 32-32 ''') one of the correction values (K-K''') controlled phase shifter ( 34 ) to He generate a correction signal ( D) has.

4. Control device ( 10 ) according to claim 3, characterized in that the phase shifter ( 34 ) is set up to generate the correction signal (D) by delaying the timing (A) according to the correction values (K-K ''') .

5. Control device ( 10 ) according to claim 3 or 4, characterized in that the correction device Kor ( 32-32 ''') has a logic device ( 36 ) to the control signal (F-F''') in an active state hold as long as the correction signal (D) assumes this active state.

6. Control device ( 10 ) according to one of claims 1 to 5, characterized in that the digital processing device ( 24 ) has an at least serving as a controller digital signal processor.

7. switching amplifier, in particular gradient amplifier of a magnetic resonance tomograph, with a control device ( 10 ) according to one of claims 1 to 6 and a switching output stage ( 16 ), in which the control device ( 10 ) a plurality of control signals (F-F ''') for controlling Can produce switching elements of the switching output stage ( 16 ).