DE19712261A1

DE19712261A1 - Electronic security

Info

Publication number: DE19712261A1
Application number: DE1997112261
Authority: DE
Inventors: Bostjan Dipl Ing Bitenc; Bogdan Dipl Ing Brakus
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1997-03-24
Filing date: 1997-03-24
Publication date: 1998-10-08
Also published as: BR9808624A; WO1998043334A1; EP0970555A1; CN1251224A

Abstract

The invention relates to a circuit of an electronic fuse, wherein the criterion used to identify a short circuit and to disconnect a user is the energy converted in the switch transistor of the converter. Surges caused by voltage drops are not taken into account.

Description

Sicherungen haben die Aufgabe, daß eine weitere Energiezufuhr in ein fehlerhaftes Schaltungsteil verhindert werden soll. In Schaltungsanordnungen wie beispielsweise DC-DC-Umrichtern, bei denen eine Eingangsspannung in weitere geregelte Spannun gen umgewandelt wird, ist besonders darauf zu achten, daß bei fehlerhaften Schaltungsteilen diese von der Eingangsspannung zu trennen sind, um Folgefehler wie z. B. eine Überhitzung oder einen Brand zu vermeiden. In einem System, in welchem mehrere solche Umrichter an einer Versorgungsleitung ange schaltet sind, muß auf eventuell vorkommende Kurzschlüsse im Eingangskreis dieser Umrichter geachtet werden. Da bei Kurz schlüssen sehr große Ströme fließen (bis zu mehreren hundert Ampere), kann eine Systemspannung für die Zeitspanne, bis ei ne Sicherung anspricht, stark beeinflußt werden. Dies kann auch zu Spannungseinbrüchen auf den Ausgängen der anderen Um richter führen, die von der gleichen Systemspannung versorgt werden. Ein Datenverlust und Neustarts wären die Folge. Um dies zu verhindern, wird jeder Umrichter mit eigenen, von der Systemspannung beispielsweise mit einer Diode entkoppelten Kondensatoren ausgestattet. Bei Ausfall kann, aufgrund der gespeicherten Energie in den Kondensatoren, eine Versorgung eines Verbrauchers noch einige Zeit aufrecht erhalten werden. Um einen Betrieb ohne Spannungseinbrüche zu ermöglichen, muß die Kapazität der Kondensatoren groß genug sein, um vorkom mende Spannungseinbrüche bei der Versorgungsspannung zu über brücken. Die Dauer der kurzschlußbedingten Einbrüche hängt unmittelbar vom Typ der verwendeten Sicherung ab. Je länger die Auslösezeit ist, desto größere Kapazitäten müssen paral lel zu den Eingängen der Verbraucher vorgesehen werden.Fuses have the task of providing additional energy in a faulty circuit part is to be prevented. In Circuit arrangements such as DC-DC converters, where an input voltage in further regulated voltage gen is converted, special care must be taken to ensure that at defective circuit parts this from the input voltage are to be separated in order to avoid subsequent errors such. B. overheating or to avoid a fire. In a system in which several such inverters on one supply line are switched on, any short circuits that may occur in the Input circuit of these inverters. Because in short very large currents flow (up to several hundred Amps), a system voltage for the period of time until ei ne fuse responds, be strongly influenced. This can also to voltage drops on the outputs of the other Um lead judges who are supplied by the same system voltage will. This would result in data loss and restarts. Around To prevent this, each converter has its own, from the System voltage decoupled with a diode, for example Capacitors. In the event of failure, due to stored energy in the capacitors, a supply of a consumer can be maintained for some time. To enable operation without voltage drops, the capacitance of the capacitors must be large enough to occur voltage drops in the supply voltage bridges. The duration of the short-circuit-induced drops depends depends directly on the type of fuse used. The longer the trip time is, the larger capacities have to be in parallel lel be provided to the entrances of consumers.

In der Vergangenheit wurden bevorzugt Schmelzsicherungen ver wendet, da diese schneller als Automatensicherungen auslösen. In the past, fuses were preferred turns because these trigger faster than automatic fuses.

Automatensicherungen werden heute jedoch aus servicetechni scher Sicht bevorzugt in Schaltungsanordnungen verwendet. Die Automatensicherungen bringen jedoch den Nachteil mit sich, daß sie eine längere Auslösezeit aufweisen und dadurch mit größeren Kondensatoren ausgestattet werden müßten. Dies kann jedoch aus Platz- und Kostengründen nicht umgesetzt werden.However, automatic fuses are now made from service technology sher view preferably used in circuit arrangements. The However, automatic fuses have the disadvantage that that they have a longer release time and therefore with larger capacitors would have to be equipped. This can however, due to space and cost reasons, are not implemented.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine weitere Schal tungsanordnung einer elektronischen Sicherung anzugeben.The invention has for its object another scarf to specify an electronic fuse arrangement.

Die Lösung der Aufgabe ergibt sich aus den Merkmalen der Pa tentansprüche 1 und 4.The solution to the problem results from the characteristics of Pa Claims 1 and 4.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß diese stör unempfindlich ist und zu keinen Fehlabschaltungen bei kurz zeitigen Spannungsschwankungen in der Versorgungsspannung kommt. Darüber hinaus bringt die Erfindung den Vorteil mit sich, daß auf größere Kondensatoren verzichtet werden kann. Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß die Sicherung mit wenigen Komponenten gebildet und sehr kosten günstig ist.The invention has the advantage that it is disturbing is insensitive and to no false shutdowns for short early voltage fluctuations in the supply voltage is coming. The invention also has the advantage themselves that larger capacitors can be dispensed with. The invention has the further advantage that the Fuse formed with few components and very expensive is cheap.

Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß der Schalttransistor nicht überlastet wird.The invention has the further advantage that the Switching transistor is not overloaded.

Weitere Besonderheiten sind in den Unteransprüchen angegeben.Further special features are specified in the subclaims.

Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus der nachfol genden näheren Erläuterung zu einem Ausführungsbeispiel an hand von Zeichnungen ersichtlich.Further special features of the invention will become apparent from the following ing detailed explanation of an embodiment visible from drawings.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer elektronischen Siche rung, Fig. 1 tion a schematic diagram of an electronic Siche,

Fig. 2 eine schaltungstechnische Ausgestaltung und Fig. 2 shows a circuit design and

Fig. 3 Spannungs- bzw. Stromkennlinien. Fig. 3 voltage or current characteristics.

Am Schaltelement M1 z. B. einem MOSFET Schalttransistor kann die Spannung zwischen Drain und Source, bei Strombegrenzung abgegriffen werden. Da in dieser Zeit der Strom durch den Schalttransistor M1 konstant ist, ist die Drain-Source-Span nung ein direktes Abbild der momentanen Verlustleistung am Schalttransistor M1. Durch Integration der Transistorspannung ab einem wählbaren Schwellwert, erhält man ein Signal, das der Verlustenergie entspricht. Aus den bekannten Safe Opera tion Area SOAR-Diagrammen (z. B. Siemens Datenbuch SIPMOS- Leistungstransistoren, 93/94, Seite 641) ist für jeden Schalttransistor die maximal zulässige Energie zu entnehmen bis dieser zerstört wird (Leistung × maximal zulässige Zeit).At the switching element M1 z. B. a MOSFET switching transistor the voltage between drain and source, with current limitation be tapped. Since the current through the Switching transistor M1 is constant, is the drain-source span a direct representation of the current power loss on Switching transistor M1. By integrating the transistor voltage from a selectable threshold, you get a signal that corresponds to the energy loss. From the well-known Safe Opera tion area SOAR diagrams (e.g. Siemens data book SIPMOS- Power transistors, 93/94, page 641) is for everyone Switching transistor to take the maximum permissible energy until it is destroyed (power × maximum permissible time).

In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild der elektronischen Siche rung wiedergegeben. Die wesentlichen im Prinzipschaltbild dargestellten Einheiten sind eine Einheit zur Hilfsspannungs erzeugung HV, ein Stromregler SR (erste Auswerteeinheit), ein Integrierer INT (zweite Auswerteeinheit), ein Komparator K (zweite Auswerteeinheit) und ein Fehler-FlipFlop FF. Eine Einrichtung zur Hilfsspannungsversorgung HV versorgt al le zur Realisierung der Schaltungsanordnung nötigen Bauele mente mit einer geregelten Spannung V_hilf. Die erste Auswerteeinheit SR versucht durch Messen des IST- Stromes (meßbar über die Spannung am Widerstand Shunt) einen voreingestellten Sollstrom einzustellen. Dieser Stromregler SR steuert im Normalbetrieb, in welchem der Strom deutlich niedriger wie der voreingestellte Sollstrom ist, den Schalt transistor M1 z. B. einen MOSFET, voll leitend. In Fällen, in denen der Strom durch den Widerstand SHUNT den Sollwert zu überschreiten versucht, wird dieser auf den Sollwert be grenzt. Der Schalttransistor M1 wird von einem Pullup- Widerstand R5 (Fig. 2) leitend gesteuert und vom Stromregler SR bei Bedarf weniger leitend gesteuert. Im Kurzschlußfall wird der Schalttransistor M1 so angesteuert, daß der Ein gangsstrom des Umrichters auf den Sollstrom begrenzt wird. Ein Fehler-FlipFlop FF, das bei der Inbetriebnahme des Um richters (anlegen der Systemspannung) definiert in einem HIGH-Zustand (High-Potential am Ausgang) gebracht wird, ist über Entkoppeldioden D2, D3 mit dem Pullup-Widerstand R5 des MOSFET M1 verbunden. Im Fehlerfall, d. h. bei einem Kurz schluß, wird das Fehler-FlipFlop FF getriggert und die Span nung V_gate wird bleibend zu null. Der Stromfluß durch den MOSFET M1 wird damit unterbrochen. Das Fehler-FlipFlop FF kann durch kurzzeitiges Wegnehmen der Systemspannung wieder gesetzt werden. Liegt bei einer Inbetriebnahme bereits der Kurzschluß vor, wird das Fehler-FLipFlop FF nach kurzer Zeit getriggert und der MOSFET M1 abgeschaltet.In Fig. 1 the basic circuit diagram of the electronic fuse is shown tion. The main units shown in the basic circuit diagram are a unit for auxiliary voltage generation HV, a current regulator SR (first evaluation unit), an integrator INT (second evaluation unit), a comparator K (second evaluation unit) and an error flip-flop FF. A device for the auxiliary voltage supply HV supplies all the components necessary for realizing the circuit arrangement with a regulated voltage V _hil . The first evaluation unit SR tries to set a preset target current by measuring the actual current (measurable via the voltage at the resistor shunt). This current controller SR controls in normal operation, in which the current is significantly lower than the preset target current, the switching transistor M1 z. B. a MOSFET, fully conductive. In cases where the current through the resistor SHUNT tries to exceed the setpoint, this is limited to the setpoint. The switching transistor M1 is controlled by a pull-up resistor R5 ( FIG. 2) and controlled less by the current regulator SR if required. In the event of a short circuit, the switching transistor M1 is driven so that the input current of the converter is limited to the target current. A fault flip-flop FF, which is brought into a HIGH state (high potential at the output) when the converter is started up (application of the system voltage), is connected to the pull-up resistor R5 of the MOSFET M1 via decoupling diodes D2, D3 . In the event of an error, ie in the event of a short circuit, the error flip-flop FF is triggered and the voltage V _gate remains permanently at zero. The current flow through the MOSFET M1 is thus interrupted. The error flip-flop FF can be reset by briefly removing the system voltage. If there is already a short circuit during commissioning, the error FLipFlop FF is triggered after a short time and the MOSFET M1 is switched off.

Im wesentlichen gibt es zwei unterschiedliche Fälle, bei de nen erhöhte Eingangsströme auftreten bzw. in denen die Strom begrenzung aktiv wird. Zum einen ist dies der Kurzschluß (in Fig. 1 und 2 durch einen Schalter S symbolisiert) und zum anderen ist dies das Laden der Kondensatoren C_SP1 und C_SP2. Ei ne Abschaltung soll nur bei Kurzschluß erfolgen.There are essentially two different cases in which increased input currents occur or in which the current limitation becomes active. On the one hand this is the short circuit (symbolized by a switch S in FIGS. 1 and 2) and on the other hand this is the charging of the capacitors C _SP1 and C _SP2 . A shutdown should only occur in the event of a short circuit.

Die Schaltungsanordnung muß so dimensioniert sein, daß bei einem Ladevorgang (worst case ist dabei die höchste Eingangs spannung) die Abschaltgrenze nicht erreicht wird. Das heißt, daß beim Laden der Safe Operating Area SOAR des MOSFET Tran sistors M1 nicht verlassen wird.The circuit arrangement must be dimensioned so that at a loading process (worst case is the highest input voltage) the switch-off limit is not reached. This means, that when loading the Safe Operating Area SOAR of the MOSFET Tran sistor M1 is not left.

Im Kurzschlußfall erfolgt eine Abschaltung sobald der einge stellte Potentialwert am Komparator K erreicht ist.In the event of a short circuit, the device is switched off as soon as the on set potential value at the comparator K is reached.

In Fig. 2 ist eine schaltungstechnische Realisierung wieder gegeben. Das Hilfsspannungsmodul HV versorgt die in der Schaltungsanordnung vorgesehenen Schaltungskomponenten z. B. OP1, . . . , OP4 mit einer Betriebsspannung. Diese Betriebsspan nung wird beispielsweise durch eine Z-Diode Z1 vorgegeben. Im störungsfreien Betrieb wird der Steuereingang des Schalt transistors M1, der in dieser Schaltung als MOSFET ausgebil det ist vom Pluspotential der Versorgungs-Spannungsquelle (UBAT) über den Widerstand R1 und R5 (Pull-up Widerstand ange steuert. Der Schalttransistor M1 wird durchgesteuert. Die Wi derstände R2 und R3 bilden einen Referenzspannungsteiler für den Operationsverstärker OP1. Am Minuseingang des Operations verstärkers liegt die Potentialspannung die an dem Widerstand SHUNT und dem Widerstand R4 abfällt an. Fließt im Fehlerfall ein erhöhter Strom über den Widerstand SHUNT so wird durch den Operationsverstärker OP1 und über die Diode D1 die Span nung V_Gate am Steuereingang des Schalttransistor M1 verrin gert. Der Strom durch den Schalttransistor M1 wird dadurch reduziert. Der Kondensator C3 der den Steuereingang mit dem Sourceanschluß des Schalttransistors M1 verbindet, soll bei einem Steckvorgang ein Durchschalten von M1 aufgrund der Millerkapazität im Schalttransistors M1 verhindern. Der Kon densator C2 ist ein Regelelement für den Stromregler SR. Das Fehler-FlipFlop FF nimmt am Ausgang FF-OK nach der Ein schaltphase einen Highzustand an. Ein Rücksetzen des Fehler- FlipFlops FF findet nur dann statt wenn am Ausgang des Opera tionsverstärkers OP3 Low-Potenial anliegt(Kurzschluß ist er kannt worden). Gleichzeitig wird über die Diode D3 an den Steuereingang des Schaltransistors M1 ein Low-Potential ange legt. Der Operationsverstärker OP2 hält sich über den Wider stand R9 selbst auf Low-Potential.In Fig. 2 is a circuit implementation is given again. The auxiliary voltage module HV supplies the circuit components provided in the circuit arrangement, for. B. OP1,. . . , OP4 with an operating voltage. This operating voltage is predetermined, for example, by a Zener diode Z1. In trouble-free operation, the control input of the switching transistor M1, which is designed in this circuit as a MOSFET, is driven by the plus potential of the supply voltage source (UBAT) via the resistors R1 and R5 (pull-up resistor). The switching transistor M1 is turned on Resistors R2 and R3 form a reference voltage divider for the operational amplifier OP1. At the negative input of the operational amplifier there is the potential voltage which drops across the resistor SHUNT and the resistor R4 Via the diode D1, the voltage V _Gate at the control input of the switching transistor M1 is reduced. The current through the switching transistor M1 is thereby reduced. The capacitor C3, which connects the control input to the source terminal of the switching transistor M1, is intended to switch M1 on during a plug-in operation the miller capacity in the switch Prevent transistor M1. The capacitor C2 is a control element for the current regulator SR. The error flip-flop FF assumes a high state at the FF-OK output after the switch-on phase. The error flip-flop FF is only reset if there is low potential at the output of the operational amplifier OP3 (short circuit has been detected). At the same time, a low potential is applied via the diode D3 to the control input of the switching transistor M1. The operational amplifier OP2 keeps itself at low potential via the resistor R9.

Die Schaltungseinheit INT integriert die am Schalttransistor M1 abfallende Spannung (der Spannungsabfall am Widerstand SHUNT ist vernachlässigbar klein). Ein Spannungsabfall am Schalttransistor M1 tritt nur dann auf, wenn dieser über den Operationsverstärker OP1 im Strombegrenzungsfall angesteuert wird. Damit das Schaltungsmodul INT erst ab einen vorgebbaren Spannungswert zum Aufintegieren beginnt wird dieser am Minus eingang des Operationsverstärkers OP4 über den Widerstand R13, R12 eingestellt. Aufgrund dieser Referenzspannung inte griert der Integrierer (ein nicht invertierender Integrierer) erst, wenn die Stromregelung der ersten Auswerteeinheit an spricht. Dieser Zeitpunkt liegt dann vor, wenn die über den Widerstand R15 (Spannungsteiler R16, R15) abfallende Spannung größer ist als die Referenzspannung an R13. Durch den Kompa rator K kann die maximale zulässige Energie die im Strombe grenzungsfall am Schalttransistor M1 umgesetzt werden darf begrenzt werden. Durch einen am Pluseingang des Komparators K angeordneten Spannungsteiler R10, R11 wird hierzu ein Span nungswert eingestellt. Am Minuseingang des Komparators K wird die Istspannung des Integrators INT angelegt. Sobald der Spannungswert am Ausgang des Integrierens INT den am Plusein gang anliegenden Spannungswert überschreitet, liegt am Aus gang des Komparators ein Low-Potential. Dieses Low-Potential triggert einerseits das Fehler-FlipFlop FF und legt das Low- Potential über die Diode D4, D2 an den Steuereingang des Schalttransistors M1.The circuit unit INT integrates the on the switching transistor M1 falling voltage (the voltage drop across the resistor SHUNT is negligibly small). A voltage drop on Switching transistor M1 only occurs when it is connected to the Operational amplifier OP1 controlled in the event of a current limitation becomes. So that the circuit module INT only from a specifiable Voltage value for integrating begins at the minus input of the operational amplifier OP4 via the resistor R13, R12 set. Due to this reference voltage inte the integrator (a non-inverting integrator) only when the current control of the first evaluation unit is on speaks. This time is when the over the Resistor R15 (voltage divider R16, R15) falling voltage is greater than the reference voltage at R13. Through the compa rator K can the maximum allowable energy in the Strombe limit case on switching transistor M1 may be implemented be limited. By a at the plus input of the comparator K arranged voltage divider R10, R11 becomes a chip for this value set. At the minus input of the comparator K the actual voltage of the integrator INT is applied. Once the Voltage value at the output of integrating INT at the plus voltage exceeds the current value, is due to the off the comparator has a low potential. This low potential triggers the error flip-flop FF and sets the low Potential via the diode D4, D2 to the control input of the Switching transistor M1.

Das in der Hauptzuführung des DC-DC Umrichters angeordnete Filter, bestehend aus einer verkoppelten Drossel L1, L2 und einem vor- und nachgeschalteten Kondensator CSP1, CSP2, hat im wesentlichen die Aufgabe, Impulsströme aufzufangen. Die zwischen dem Schalttransistor M1 und der Induktivität L2 angeordneten Entkoppeldiode ED soll eine Entladung der Kon densatoren CSP1, CSP2 bei einem Spannungseinbruch der Sy stemspannung (UBAT) verhindern. Das Laden der Kondensatoren CSP1, CSP2 führt nicht zur Abschaltung. Die Drossel zwischen C_SP1 und C_SP2, welche mit diesen einen Schwingkreis bildet, be einträchtigt nicht die Funktion der elektronischen Sicherung.The filter arranged in the main feed of the DC-DC converter, consisting of a coupled choke L1, L2 and a upstream and downstream capacitor CSP1, CSP2, essentially has the task of collecting pulse currents. The decoupling diode ED arranged between the switching transistor M1 and the inductor L2 is intended to prevent discharge of the capacitors CSP1, CSP2 in the event of a voltage drop in the system voltage (UBAT). Charging the capacitors CSP1, CSP2 does not lead to a shutdown. The choke between C _SP1 and C _SP2 , which forms an oscillating circuit with these, does not impair the function of the electronic fuse.

In den Signalverläufen 3a bis 3l sind Spannungsverläufe bzw. Stromverläufe der in Fig. 1, 2 dargestellten Schaltungsanord nung wiedergegeben. Anhand der dargestellten Verläufe soll die Funktion der elektronischen Sicherung veranschaulicht werden.In the waveforms 3 a to 3 voltage waveforms or current waveforms of the Schaltungsanord shown in Fig. 1, 2, l are given voltage. The function of the electronic fuse is to be illustrated using the curves shown.

In den Diagrammen 3a, 3d, 3g, 3j ist die Systemspannung (UBAT) und die Spannung Vdrain am Drainanschluß des Schalt transistors M1 wiedergegeben.In the diagrams 3 a, 3 d, 3 g, 3 j, the system voltage (UBAT) and the voltage Vdrain at the drain of the switching transistor M1 are shown.

In den Diagrammen 3b, 3e, 3h, 3k ist der Strom durch den Wi derstand SHUNT und durch den Widerstand RMESS aufgezeichnet. In den Diagrammen 3c, 3f, 3i, 3l sind die Spannungsverläufe am Ausgang des Integrierers Vint,lgnd, die Vergleichsspannung am Komparator Vkomp,lgnd und die Ausgangsspannung am Fehler- Flipflop wiedergegeben. The diagrams 3 b, 3 e, 3 h, 3 k show the current through the resistor SHUNT and through the resistor RMESS. The diagrams 3 c, 3 f, 3 i, 3 l show the voltage profiles at the output of the integrator Vint, lgnd, the comparison voltage at the comparator Vkomp, lgnd and the output voltage at the error flip-flop.

In den Signalverläufen 3a, 3b und 3c ist der Ladenvorgang der Kondensatoren CSP1, CSP2 beim Einschalten der Systemspannung wiedergegeben.In the waveforms 3 a, 3 b and 3 c the loading operation of the capacitors CSP1, CSP2 which is given when switching on the system voltage.

Kurz nach dem Einschalten der Systemspannung VEIN beginnt die Strombegrenzungsregelung die Kondensatoren C_SP1 und C_SP2 defi niert mit I(SHUNT) zu laden. Dies führt-zu einem Abfall der Drain-Spannung am MOSFET. Der Umrichter ist in dieser Zeit als inaktiv angenommen (I(RMESS)=0). Die durch den Integrator INT integrierte Spannung überschreitet nicht den am Kompara tor vorgegebenen Vergleichswert. Das Ausgangssignal des Feh ler-FlipFlops(V(FF-OK, LGND)) wird während des Hochlaufs nicht rückgesetzt. Es erfolgt keine Abschaltung.Shortly after switching on the system voltage VEIN, the current limit control begins to charge the capacitors C _SP1 and C _SP2 with I (SHUNT). This leads to a drop in the drain voltage at the MOSFET. During this time, the converter is assumed to be inactive (I (RMESS) = 0). The voltage integrated by the integrator INT does not exceed the comparison value specified on the comparator. The output signal of the error flip-flop (V (FF-OK, LGND)) is not reset during startup. There is no shutdown.

In den Signalverläufen 3d bis 3f ist ein Einbruch der Versor gungsspannung und ein erneuter Ladevorgang dargestellt. Der Umrichter sei aktiv und benötige eine konstante Ausgangs leistung. Wenn die Systemspannung einbricht, kann der Ver braucher (Umrichter) weiter betrieben werden. Die Spannung an den Kondensatoren C_SP1 und C_SP2 (z. B. Elkos) beginnt zu sinken (3d), dabei nimmt der Eingangsstrom des Umrichters zu, je kleiner die Spannung wird (konstante Leistung). Wenn eine un tere Spannungsgrenze erreicht ist, schaltet der Umrichter ab (I(RMESS)=0) (3e). Wenn die Systemspannung wiederkehrt beginnt im wesentlichen der gleiche Vorgang wie er in den Signalläu fen 3a, 3b, 3c dargestellt ist. Der einzige Unterschied ist jedoch, daß die Kondensatoren nun mit einem um den Umrichter strom reduzierten Strom geladen werden und damit die Spannung an den Kondensatoren weniger steil ansteigt. Auch in diesem Fall bleibt die Belastung des Schalttransistors M1 unter ei nem vorgegebenen Grenzwert. Der Schalttransistor M1 wird nicht gesperrt.In the waveforms 3 d to 3 f, a dip in the supply voltage and a new charging process is shown. The converter is active and needs a constant output power. If the system voltage drops, the consumer (converter) can continue to be operated. The voltage at the capacitors C _SP1 and C _SP2 (e.g. electrolytic capacitors) begins to decrease ( 3 d), the input current of the converter increases the lower the voltage (constant power). If a lower voltage limit is reached, the converter switches off (I (RMESS) = 0) ( 3 e). When the system voltage returns, essentially the same process begins as it is shown in the signal runs 3 a, 3 b, 3 c. The only difference, however, is that the capacitors are now charged with a current reduced by the current around the converter and the voltage across the capacitors rises less steeply. In this case too, the load on the switching transistor M1 remains below a predetermined limit value. The switching transistor M1 is not blocked.

In den Signalverläufen 3g bis 3i sind die Strom und Span nungsverläufe während eines Kurzschlusses wiedergegeben. Mit Hilfe des dargestellten Schalters S wird ein 100 m Ohm Kurzschluß erzeugt. Der Kurzschlußstrom ist am Strom I(RMESS) direkt meßbar. Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung fließt über den MOSFET, bis auf eine kurze Stromspitze, nur ein Begrenzungsstrom. Nachdem die Drain-Spannung am MOSFET gar nicht oder nur geringfügig abnimmt, läuft die Spannung am Integrierer rasch auf einen Ansprechwert hoch. Das Fehler- FlipFlop wird getriggert (V(FF-OK, LGND). Am Ausgang des Kippgliedes liegt LOW-Potential. Es kommt zur Abschaltung des Schalttransistors.The current and voltage profiles during a short circuit are shown in the signal profiles 3 g to 3 i. With the help of the switch S shown, a 100 m ohm short circuit is generated. The short-circuit current can be measured directly at the current I (RMESS). Due to the fast current limit control, only a limit current flows through the MOSFET except for a short current peak. After the drain voltage at the MOSFET does not decrease at all or only slightly, the voltage at the integrator quickly increases to a response value. The error flip-flop is triggered (V (FF-OK, LGND). There is LOW potential at the output of the flip-flop. The switching transistor is switched off.

In den Signalverläufen 3j bis 3l ist ein Kurzschluß bei einem Steckvorgang wiedergegeben. Der Spannungsabfall zwischen Source und Drain hält unvermindert an, die Spannung wird rasch aufintegriert. Der Komparator schaltet bei Erreichen des Vergleichswertes auf Low-Potential und triggert das Feh ler-FlipFlop FF. Der Transistor M1 wird abgeschaltet.A short circuit during a plug-in process is reproduced in the signal curves 3 j to 3 l. The voltage drop between source and drain continues unabated, the voltage is quickly integrated. When the comparison value is reached, the comparator switches to low potential and triggers the error flip-flop FF. The transistor M1 is switched off.

Systeme, in denen alle Umrichter mit einer wie oben beschrie benen Sicherung ausgestattet sind, benötigen keine zusätzli che Überbrückungszeit. Dies wirkt sich positiv auf Kosten und Volumenbedarf der Umrichter aus.Systems in which all inverters are described as above fuses are not required bridging time. This has a positive effect on costs and Volume requirement of the converter.

Claims

1. A method for disconnecting a consumer from a voltage source (UBAT) in the event of a short circuit, wherein if a short-circuit current determined by a first evaluation unit (SR) is exceeded, this limits it or the consumer is separated from the voltage source by actuating a switching element (M1) , characterized in that the switching element (M1) is controlled with a high resistance in the event of an excessive output current, that the voltage drop across the switching element (M1) is evaluated by a second evaluation unit (A) and that the switching element (M1) is blocked when a comparison value is exceeded.

2. The method according to claim 1, characterized, that the voltage drop across the switching element (M1) in the off value unit (A) is integrated.

3. The method according to claim 1, characterized, that the switching element (M1) remains blocked in the event of a short circuit, until the consumer (V) is connected to the voltage source (VBAT) is connected or the voltage source is reactivated becomes.

4. Circuit arrangement for disconnecting a consumer (U) from a voltage source (VBAT) in the event of a short circuit with a he Most evaluation unit (SR) for determining and limiting a Short circuit current or separation of the consumer (V) from the Voltage source (UBAT) by controlling a switching element tes (M1) between the voltage source and the consumption is switched on, characterized, that a second evaluation unit (A) with an integrator (INT) and a comparator (K) for monitoring the switch element dropping voltage is provided, that a first input of the integrator (INT) with the output the switching element (M1) is connected, that a second input of the integrator with a reference spo is potentially connected and that the output of the comparator with a control input of the Switching element (M1) is connected.

5. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that the first evaluation unit (SR) has a differential amplifier (OP1) with reference input to control the switching element (M1) has that the integrator (INT) of the second evaluation unit (A) is formed by a second differential amplifier (OP4), wherein a first input of the second differential amplifier (OP4) is connected to the reference input.

6. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that a second input of the differential amplifier (OP4) via a voltage divider (R15, R16) with an output (VDRAIN) of the switching element (M1) is connected.

7. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that the integrator (INT) is a non-inverting integrator is.

8. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that the output of the comparator (K) with the control input of the Switching element (M1) is connected.

9. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that the output of a flip-flop (FF) with the control input of the switching element (M1) is connected.

10. Circuit arrangement according to claim 4, characterized, that the output of the comparator (K) via a voltage step ler with a first input of a differential amplifier (OP2) of the flip-flop (FF) is connected.