DE19609504A1

DE19609504A1 - Receiver and associated method for clock recovery and frequency estimation

Info

Publication number: DE19609504A1
Application number: DE19609504A
Authority: DE
Inventors: Dariusz Andrzej Blasiak
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1996-03-11
Publication date: 1996-10-24
Also published as: JPH08307408A; BR9601239A; CN1139321A; GB9607879D0; GB2300093A; AU4574596A; KR960039712A; GB2300093B

Abstract

A frequency and burst detector (140) Fig.1, (not shown) detects the location and frequency of a burst in a signal receiver. An autocorrelation circuit (210) provides an autocorrelation metric indicative of a complex conjugate of real and imaginary components I, Q of the received burst. A correlation filter (220) having an impulse response characteristic of an expected burst filters the autocorrelation metric. A peak detector (230) detects a peak of the filtered signal to provide a coarse timing reference T. A frequency estimator (240), in response to the detected peak and an output of the correlation filter, provides a frequency estimate f of the burst. Dedicated reference patterns are not necessary and the effects of crystal errors, Doppler shifts and signal to noise ratio are reduced. The system uses TDMA communication.

Description

TECHNICAL AREA

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Signal empfänger und insbesondere auf einen Signalempfänger der ei nen Frequenz- und Impulsdetektor verwendet, um den Takt und die Frequenz eines Impulses zu detektieren.The present invention relates to a signal receiver and in particular on a signal receiver of the egg NEN frequency and pulse detector used to the clock and to detect the frequency of a pulse.

DESCRIPTION OF THE RELATED ART

Ein Pulskommunikationsempfänger, wie beispielsweise ein digitaler Empfänger oder ein Radarempfänger, müssen sowohl eine Zeitreferenz als auch eine Frequenzreferenz erhalten, um ein Signal zu empfangen und zu dekodieren. Im empfangenen Signal können Impulse detektiert werden, um die Zeit- und Frequenzreferenz zu liefern. In einem digitalen Kommunika tionssystem, wie beispielsweise einem TDMA (System des Mehr fachzugriffs im Zeitmultiplex) werden Informationsrahmen pe riodisch empfangen. Eine Zeitreferenz für einen empfangenen Rahmen kann man erhalten, indem irgend ein erwarteter Impuls an einervorbestimmten Position im Rahmen detektiert wird. Beispielsweise kann ein Impuls, der am Beginn des Rahmens oder einem anderen Ort des Rahmens auftritt, detektiert wer den, um eine Zeitreferenz zur Dekodierung des empfangenen Signals zu erhalten. Wenn einmal ein Impuls detektiert wurde, so kann Information aus dem Rahmen oder anderen Teilen des empfangenen Signals herausgezogen werden. Diese Information kann auch verwendet werden, um eine Zeitsteuerung für nach folgende Rahmen zu erhalten. Eine solche Rahmensynchronisa tion ist erforderlich, bevor Information detektiert wird, um dem Benutzer des Empfängers ein Ausgangssignal zu liefern.A pulse communication receiver, such as a digital receiver or a radar receiver, must both get a time reference as well as a frequency reference to receive and decode a signal. In the received Signal can be detected at the time and pulse To provide frequency reference. In a digital communication tion system, such as a TDMA (System of More subject access in time division multiplex) information frames pe received periodically. A time reference for a received one Frames can be obtained by some expected impulse is detected at a predetermined position in the frame. For example, an impulse at the beginning of the frame or another location of the frame occurs, who is detected to provide a time reference for decoding the received Receive signal. Once a pulse has been detected so information from the frame or other parts of the received signal are pulled out. This information can also be used to schedule for after to get the following framework. Such a frame synchro tion is required before information is detected in order to to provide an output signal to the user of the receiver.

Eine Frequenzreferenz für das empfangene Signal kann man erhalten, indem man eine Oszillatorfrequenz des Empfängers mit einer Trägerfrequenz des empfangenen Signals vergleicht. Wenn die Frequenz zu hoch oder zu niedrig ist, kann der Os zillator des Empfängers in einer Rückkoppelanordnung berich tigt werden. Eine Frequenzreferenz für das empfangene Signal kann man auch erhalten, indem man einen vorbestimmten Fre quenzkorrekturteil eines Impulses empfängt. Basierend auf den empfangenen Kennzeichen des vorbestimmten Frequenzkorrektur teils des Impulses kann die Oszillatorfrequenz des Empfängers zurückgestellt werden.One can use a frequency reference for the received signal obtained by looking at an oscillator frequency of the receiver with a carrier frequency of the received signal. If the frequency is too high or too low, the Os zillator of the receiver in a feedback arrangement be done. A frequency reference for the received signal can also be obtained by a predetermined Fre receives the frequency correction part of a pulse. Based on the received characteristics of the predetermined frequency correction part of the pulse can be the oscillator frequency of the receiver be deferred.

Bei bekannten Empfängern wird oftmals ein empfangenes Signal mit einem erwarteten Muster verglichen, um Zeit und/oder Frequenzreferenzen zu erhalten. Ein solches System erfordert die Übertragung von einem Sender zu einem Empfänger von speziell zugeordneten Mustern, die wertvolles Frequenz spektrum verbrauchen und die die Systemkapazität beschränken. Sollte ein System verwirklicht werden ohne speziell zugeord nete Muster zur Errichtung einer Zeitreferenz und/oder einer Korrekturfrequenz, so würde die Systemkapazität erhöht und das Frequenzspektrum bliebe erhalten.Known receivers often receive one Signal compared with an expected pattern to time and / or get frequency references. Such a system requires transmission from a transmitter to a receiver of specially assigned patterns that valuable frequency consume spectrum and limit the system capacity. Should a system be implemented without being specifically assigned nete pattern for establishing a time reference and / or Correction frequency, the system capacity would be increased and the frequency spectrum would be preserved.

Wenn der Sender und Empfänger große Frequenzunterschiede erhalten, so wird die obige Korrelationstechnik unzuverläs sig. Diese großen Frequenzunterschiede können verursacht wer den durch Unterschiede in der Referenzfrequenz des Sender und Empfängers beispielsweise durch Kristallfehler. Darüberhinaus können diese große Frequenzdifferenzen auftreten, wenn sich die Empfänger mit einer großen Geschwindigkeit im Verhältnis zum Sender bewegen. Beispielsweise bewegen sich ein Flugzeug oder ein Satellit schnell und sie weisen üblicherweise Dopp ler Frequenzfehler bei der Kommunikation mit einer Erdstation oder einem anderen Flugzeug oder einem Satelliten auf. Wenn der Sender und der Empfänger eine größere Frequenzdifferenz erhalten, so bewegt sich das empfangene Signal außerhalb des Korrelationsbereiches des erwarteten Musters. Somit werden mit zunehmender Frequenzdifferenz das empfangene Signal und das erwartete Muster zunehmend dekorreliert und es wird immer schwieriger, eine Zeitreferenz und eine schnelle Schätzung der Frequenz zu erhalten.If the transmitter and receiver have large frequency differences received, the above correlation technique is unreliable sig. These large frequency differences can be caused by who due to differences in the reference frequency of the transmitter and Receiver, for example, due to crystal defects. Furthermore these large frequency differences can occur when the receivers at a high speed in relation move to the transmitter. For example, an airplane is moving or a satellite quickly and they usually have doubles Frequency error when communicating with an earth station or another plane or satellite. If the transmitter and the receiver have a larger frequency difference received, the received signal moves outside the Correlation range of the expected pattern. So be with increasing frequency difference the received signal and the expected pattern is increasingly decorrelated and it always becomes more difficult, a time reference and a quick estimate to get the frequency.

Die Wirksamkeit der obigen Techniken nimmt ebenfalls ab, wenn das Signal zu Rausch Verhältnis abnimmt. Wenn das Signal zu Rausch Verhältnis abnimmt, kann das Rauschen kaum mehr von den erwarteten Mustern unterschieden werden.The effectiveness of the above techniques also decreases when the signal to noise ratio decreases. If the signal to noise ratio decreases, the noise can hardly by the expected patterns can be distinguished.

Es wird ein Funkempfänger benötigt, der schnell und zu verlässig eine Frequenz schätzen und eine Zeitversetzung ei nes empfangenen Impulses erkennen kann.A radio receiver is needed that is quick and easy reliably estimate a frequency and a time shift can recognize the received pulse.

BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Funkempfängers ge mäß der vorliegenden Erfindung; Fig. 1 shows a block diagram of a radio receiver accelerator as the present invention;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform ei ner Synchronisationsstufe eines Funkempfänger zur Schätzung der Frequenz und der Verschiebung eines empfangenen Impulses gemäß der vorliegenden Erfindung; Fig. 2 shows a block diagram of an embodiment of a synchronization stage of a radio receiver for estimating the frequency and the shift of a received pulse according to the present invention;

Fig. 3 und Fig. 4 zeigen Blockdiagramme einer Autokorre lationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; ., Figures 3 and 4 show block diagrams of an autocorrelation function lationsschaltung according to the present invention;

Fig. 5 und Fig. 6 zeigen Blockdiagramme des Korrelela tionsfilters der vorliegenden Erfindung; . Figs. 5 and 6 show block diagrams of the Korrelela tion filter of the present invention;

Fig. 7 und Fig. 8 zeigen Blockdiagramme des Spitzenwert detektors gemäß der vorliegenden Erfindung; und . Fig. 7 and 8 show block diagrams of the peak detector according to the present invention; and

Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm des Frequenzschätzers ge mäß der vorliegenden Erfindung. Fig. 9 shows a block diagram of the frequency estimator according to the present invention.

DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Funkempfängers ge mäß der vorliegenden Erfindung. Die Antenne 100 empfängt ein Funkfrequenzsignal und eine Funkfrequenzstufe (RF) 110 wan delt das Funkfrequenzsignal in ein gleichphasiges Signal (I) und in ein Quadratursignal (Q) um. Ein Analog-/Digitalwandler 120 tastet das gleichphasige Signal und das Quadratursignal ab, um ein digitales gleichphasiges Signal und ein digitales Quadratursignal in Erwiderung auf einen Abtasttakt von einer Zeitschaltung 130 zu erzeugen. Ein Frequenz- und Impulsdetek tor 140 ergibt eine grobe Taktreferenz T und eine Frequenz schätzung f in Erwiderung auf das digitale gleichphasige Signal und das digitale Quadratursignal des Ana log/Digitalwandlers 120 und in Erwiderung auf die Abtastzeit der Zeitschaltung 130. Das digitale gleichphasige Signal und das digitale Quadratursignal vom Analog/Digitalwandler 120 werden in einem Puffer 150 gespeichert. Nach der Detektion eines Impulses, wie er durch die grobe Taktreferenz T des Frequenz- und Impulsdetektors 140 angezeigt wird, werden die im Puffer 150 gespeicherten Signale zu einem Empfänger 160 übertragen. Danach liefert der Empfänger eine feine Taktrefe renz an die Zeitschaltung 130 und kann die empfangenen Daten an einen Sprachdekodierer, eine Dateneinheit und einen Ruf prozessor 170, beispielsweise des Funkempfängers, liefern. Eine feine Frequenzeinstellung wird auch in der RF-Stufe 110 durch den Empfänger 160 durchgeführt. Fig. 1 shows a block diagram of a radio receiver according to the present invention. The antenna 100 receives a radio frequency signal and a radio frequency stage (RF) 110 converts the radio frequency signal into an in-phase signal (I) and a quadrature signal (Q). An analog to digital converter 120 samples the in-phase signal and the quadrature signal to generate a digital in-phase signal and a digital quadrature signal in response to a sampling clock from a timing circuit 130 . A frequency and pulse detector 140 gives a rough clock reference T and a frequency estimate f in response to the digital in-phase signal and the digital quadrature signal of the analog / digital converter 120 and in response to the sampling time of the timing circuit 130 . The digital in-phase signal and the digital quadrature signal from the analog / digital converter 120 are stored in a buffer 150 . After the detection of a pulse, as indicated by the rough clock reference T of the frequency and pulse detector 140 , the signals stored in the buffer 150 are transmitted to a receiver 160 . Thereafter, the receiver provides a fine clock reference to the timing circuit 130 and can deliver the received data to a speech decoder, a data unit and a call processor 170 , such as the radio receiver. A fine frequency adjustment is also carried out in the RF stage 110 by the receiver 160 .

Die vorliegende Erfindung gewinnt die Zeitgebung und schätzt die Frequenz des Impulses ohne daß speziell zugewie sene Muster erforderlich sind, um eine Referenz aufzubauen. Da starke Dopplerverschiebungen die festgelegten Teile der speziell zugeordneten Muster verschieben, ist diese verbes serte Technik notwendig, um den Träger des empfangenen Sig nals wiederzugewinnen. Eine zuverlässige Impulsdetektion und Frequenzschätzung ist durch die vorliegende Erfindung mög lich, sogar wenn der Sender und Empfänger große Frequenzdif ferenzen, verursacht durch Kristallfehler, aufweisen, als auch bei Dopplerverschiebungen. Bei der vorliegenden Erfin dung werden die Kennzeichen des Signals selbst erkannt. Es kann beispielsweise eine konstante Leistungsübergangscharak teristik erkannt werden, wenn das Signal einen plötzlichen Impuls aufweist. Die vorliegende Erfindung erkennt Impulse zuverlässig wieder, beispielsweise da sie Statistikgrößen zweiter Ordnung eines Empfängerimpulses verwenden kann. Die vorliegende Erfindung erhöht auch die Systemkapazität und konserviert das Frequenzspektrum, da sie keine speziell zuge wiesenen Muster erfordert, um eine Zeitreferenz oder eine Frequenzschätzung aufzustellen. Die vorliegende Erfindung verschlechtert nicht das Signal zu Rausch Verhältnis, verur sacht durch eine falsche Detektion zueinandergehöriger Im pulsspitzen. Die vorliegende Erfindung vermeidet auch Mehrfa chempfängerpfade für die Aufstellung einer Zeitreferenz, wie das im Rake Empfänger erfolgt, und sie spart somit Verarbei tungszeit.The present invention wins the timing and estimates the frequency of the pulse without being specifically assigned These patterns are required to build a reference. Because strong Doppler shifts the specified parts of the move specially assigned patterns, this is verbes Serte technology necessary to the carrier of the received Sig nals to regain. Reliable pulse detection and Frequency estimation is possible with the present invention Lich, even if the transmitter and receiver have large frequency differences references caused by crystal defects, than also with Doppler shifts. In the present invention The characteristics of the signal itself are recognized. It can, for example, a constant power transition charac teristics can be detected when the signal is sudden Has momentum. The present invention recognizes impulses reliable again, for example because they have statistics second order of a receiver pulse can use. The present invention also increases system capacity and preserves the frequency spectrum, since they do not have any special assigned pattern requires a time reference or a Set up frequency estimation. The present invention does not degrade the signal to noise ratio gently due to incorrect detection of related Im pulse tips. The present invention also avoids multiples Paths for the establishment of a time reference, such as that takes place in the rake receiver, and thus saves processing time.

Der Frequenz- und Impulsdetektor 140 liefert kontinuier lich Frequenzschätzungen f, immer wenn neue Impulse empfangen werden. Der Empfänger 160 verwendet diese Frequenzschätzungen f um einen Impuls zu erhalten und leitet davon eine feine Frequenzeinstellung ab, um die Frequenz eines Oszillators in der RF-Stufe 110 wieder rückzustellen. Die Taktwiedergewin nung und die Frequenzschätzungen werden mit einer Genauigkeit geliefert, die in der Toleranz des Empfängers 160 liegt. Feine Frequenzeinstellungen können auch durch den Empfänger 160 vorgenommen werden auf einer periodischen Basis in der RF-Stufe 110, basierend auf den nachfolgenden zuverlässigen Empfang von beispielsweise einem Frequenzkorrekturimpuls oder einem Rahmenteil. Solch ein Frequenzkorrekturimpuls oder ein Rahmenteil könnten nicht empfangen werden, bis die Frequenz schätzung durch dem Empfänger 160 verwendet wurde, um den Im puls zu empfangen.The frequency and pulse detector 140 continuously provides frequency estimates f whenever new pulses are received. The receiver 160 uses these frequency estimates f to receive a pulse and derives a fine frequency setting from it in order to reset the frequency of an oscillator in the RF stage 110 . The clock recovery and frequency estimates are provided with an accuracy that is within the tolerance of the receiver 160 . Fine frequency adjustments can also be made by the receiver 160 on a periodic basis in the RF stage 110 , based on the subsequent reliable reception of, for example, a frequency correction pulse or a frame part. Such a frequency correction pulse or frame portion could not be received until the frequency estimate was used by the receiver 160 to receive the pulse.

Wenn der Frequenz- und Impulsdetektor 140 einen Impuls detektiert, wie er durch die grobe Zeitreferenz T angezeigt wird, so verursacht die Zeitschaltung 130 einen Betriebsart wechsel von einer Impulsdetektionsbetriebsart zu einer torge steuerten Empfangsbetriebsart. Während man sich in der Im pulsdetektionsbetriebsart befindet, kann eine Taktreferenz durch den Frequenz- und Impulsdetektor 140 nicht erhalten wer den und Information kann nicht herausgezogen werden, um dem Benutzer des Empfängers ein Ausgangssignal zu liefern. Nach dem eine Taktreferenz durch den Frequenz- und Impulsdetektor 140 erhalten wurde, kann nachfolgend Information vom empfan genen Signal durch den Empfänger 160 erhalten werden, unter der Annahme, daß sich der Takt langsam ändert. Ein Betriebs artschalter 180 schaltet zwischen der Impulsdetektionsbe triebsart und der torgesteuerten Empfangsbetriebsart in Erwi derung auf die Zeitschaltung 130. Während der torgesteuerten Betriebsart werden langsame Änderungen des Taktes durch den Empfänger 160 über die feine Zeitreferenz korrigiert. Der Empfänger 160 erzeugt die feine Zeitreferenz aus seiner Syn chronisation, die sich ergibt aus der der Wiedergewinnung der Information aus dem empfangenen Signal, um langsame Änderungen im Takt zu kompensieren.When the frequency and pulse detector 140 detects a pulse as indicated by the coarse time reference T, the timing circuit 130 causes a mode change from a pulse detection mode to a gently controlled receive mode. While in the pulse detection mode, a clock reference cannot be obtained by the frequency and pulse detector 140 and information cannot be extracted to provide an output to the user of the receiver. After a clock reference has been obtained by frequency and pulse detector 140 , information from the received signal can subsequently be obtained by receiver 160 , assuming that the clock is slowly changing. A mode switch 180 switches between the pulse detection mode and the gated receive mode in response to the timer 130 . During the gated mode, slow changes in the clock are corrected by the receiver 160 via the fine time reference. The receiver 160 generates the fine time reference from its synchronization, which results from the recovery of the information from the received signal in order to compensate for slow changes in the clock.

Die Zeitschaltung 130 liefert die Abtastzeit, um die Ab tastung des Analog/Digitalwandlers 120 zu takten und liefert auch die Abtastzeit für digitale Schaltungen des Frequenz- und Impulsdetektors 140. Die Zeitschaltung 130 kann bei spielsweise einen selbsthaltenden Schalter und einen Zähler enthalten. Nach der Detektion des Impulses, wie das durch die grobe Zeitreferenz T angezeigt ist, wird der selbsthaltende Schalter getriggert, um so einen Betriebsartenwechsel durch den Schalter 180 zu veranlassen. Der Zähler wird rückgesetzt und beginnt in Erwiderung auf die grobe Zeitreferenz T zu zählen, um die Abtastzeit für das Takten des Ana log/Digitalwandlers 120 und des Frequenz- und Impulsdetektors 140 zu erzeugen.The timing circuit 130 provides the sampling time to clock the sampling of the analog / digital converter 120 and also provides the sampling time for digital circuits of the frequency and pulse detector 140 . The timer circuit 130 may include, for example, a latch and a counter. After the detection of the pulse, as indicated by the rough time reference T, the self-holding switch is triggered so as to cause the operating mode to be changed by the switch 180 . The counter is reset and begins to count in response to the coarse time reference T to generate the sampling time for clocking the analog / digital converter 120 and frequency and pulse detector 140 .

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Synchronisierstufe eines Funkempfänger zur Schätzung der Fre quenz und der Verschiebung eines empfangenen Impulses gemäß der vorliegenden Erfindung. Eine Autokorrelationsschaltung berechnet ein Autokorrelationsmaß. Das Autokorrelationsmaß ist eine Kombination der Autokorrelationssequenznacheilungen des digitalen gleichphasigen Signals (I) und des digitalen Quadratursignals (Q), die von der RF-Stufe 110 empfangen wer den. Ein digitales Filter 220 filtert das Autokorrelationsmaß der Autokorrelationsschaltung 210 und erzeugt ein gefiltertes Signal. Ein digitales Filter 220, das an dein erwarteten Im puls angepaßt ist, würde ein maximales Signal zu Rausch Ver hältnis liefern. Das Korrelationsfilter 220 ist vorzugsweise als ein finites Impulsantwortfilter (FIR) oder als ein infi nites Impulsantwortfilter (IIR) konstruiert, das solche An zapfungen aufweist, daß die Impulsantwort des Korrelations filters die Größe und Dauer des erwarteten Impulses dar stellt. Ein Spitzenwertdetektor 230 detektiert einen Spitzen wert des vom Korrelationsfilter 220 gefilterten Signals. Der Ort des Spitzenwerts wird durch das grobe Taktsignal T ange geben, das vom Spitzenwertdetektor 230 ausgegeben wird. Der Spitzenwertdetektor kann eine Maximallösung verwenden, um ei ne vordere Kante des Impulses zu bestimmen. Der Spitzenwert detektor 230 kann auch eine Musterpaßlösung verwenden. Ein Frequenzschätzer 240 schätzt die Frequenz des Impulses, ba sierend auf dem vom Korrelationsfilter 220 gefilterten Signal und basierend auf dem Ort des Impulses, der durch das grobe Taktsignal T vom Spitzenwertdetektor 230 angezeigt wird. Der Spitzenwert zeigt die Zeitverschiebung oder den Ort des Im pulses an. FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of the synchronization stage of a radio receiver for estimating the frequency and the shift of a received pulse according to the present invention. An autocorrelation circuit calculates an autocorrelation measure. The autocorrelation measure is a combination of the autocorrelation sequence lag of the digital in-phase signal (I) and the digital quadrature signal (Q) received by the RF stage 110 . A digital filter 220 filters the autocorrelation measure of the autocorrelation circuit 210 and generates a filtered signal. A digital filter 220 that matches your expected pulse would provide a maximum signal to noise ratio. The correlation filter 220 is preferably constructed as a finite impulse response filter (FIR) or as an infinite impulse response filter (IIR) which has taps such that the impulse response of the correlation filter represents the size and duration of the expected pulse. A peak detector 230 detects a peak of the signal filtered by the correlation filter 220 . The location of the peak value is given by the coarse clock signal T, which is output by the peak value detector 230 . The peak detector can use a maximum solution to determine a leading edge of the pulse. The peak detector 230 can also use a sample pass solution. A frequency estimator 240 estimates the frequency of the pulse based on the signal filtered by the correlation filter 220 and based on the location of the pulse indicated by the coarse clock signal T from the peak detector 230 . The peak value shows the time shift or the location of the pulse.

Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm der Autokorrelations schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die dargestellte Autokorrelationsschaltung empfängt abgetastete gleichphasige (I) und Quadratur- (Q) Baisbandsignale von der Funkfrequenz stufe (RF) eines Funkempfängers. Die Autokorrelationsschal tung hat zwei Wege, einen führenden Weg und einen nacheilen den Weg. Ein Verzögerungselement 310 liefert die Verzögerung des nacheilenden Weges. Die Verzögerung kann so gewählt wer den, daß sie größer ist als die Einheitsverzögerung, wenn die Abtastrate R genügend hoch ist, so daß der Wert der Verzöge rung geteilt durch R weniger ist als eine der maximalen Fre quenzverschiebungen des Impulses. Wenn die Verzögerung so ge wählt wird, daß die Bruttofehler in der Frequenzschätzung nicht leiden als Ergebnis der diskreten Frequenzverschiebung der Impulsmessung größer als 2π Radiant, was zu einer nicht umkehrbaren Phasenverwindung führt. Einer der beiden Wege weist eine komplex konjugierte Operation vor dem Multiplizie ren der zwei Wege in einem komplexen Multiplizierer 330 auf. Der komplex konjugierte Block 320 ist vorzugsweise im nachei lenden Weg vor dem komplexen-Multiplizierer 330 angeordnet. Fig. 3 shows a block diagram of the autocorrelation circuit according to the present invention. The autocorrelation circuit shown receives sampled in-phase (I) and quadrature (Q) baseband signals from the radio frequency stage (RF) of a radio receiver. The autocorrelation circuit has two paths, a leading path and a trailing path. A delay element 310 provides the delay of the lagging path. The delay can be chosen so that it is greater than the unit delay when the sampling rate R is sufficiently high that the value of the delay divided by R is less than one of the maximum frequency shifts of the pulse. If the delay is chosen so that the gross errors in the frequency estimate do not suffer as a result of the discrete frequency shift of the pulse measurement greater than 2π radians, resulting in an irreversible phase twist. One of the two ways has a complex conjugate operation before multiplying the two ways in a complex multiplier 330 . The complex conjugate block 320 is preferably arranged in the path preceding the complex multiplier 330 .

Fig. 4 zeigt ein anderes Blockdiagramm der Autokorrela tionsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 4 hat der führende Weg ein führendes Filter 340 und der nachei lende Weg hat ein nacheilendes Filter 350. Für eine verein fachte Berechnung sind beiden Filter 340 und 350 linear und vorzugsweise finite Impulsantwortfilter (FIR). Das führende Filter 340 und das nacheilende Filter 350 haben Abgriffe, die derart gewühlt sind, daß das Ausgangssignal der Autokorrela tionsschaltung 210 eine Autokorrelationsschätzung liefert, die ein verbessertes Signal zu Rausch Verhältnis gegenüber denjenigen, das mit der Autororrelationsschaltung in Fig. 3 erzielt wurde, aufweist und die zusätzlich eine linieare Phase zeigt, was eine Frequenzschätzung, die frei von syste matischen Fehlern ist, erlaubt. Eine verbesserte Schätzung der Position und Frequenz des empfangenen Impulses wird durch diese führenden und nacheilenden Filter 340 und 350 erzielt, die zur Konstruktion der Fig. 3 hinzugefügt wurden. Fig. 4 shows another block diagram of the autocorrelation circuit according to the present invention. In FIG. 4, the leading path has a leading filter 340 and the nachei loin path has a lagging filter 350. For a simplified calculation, both filters 340 and 350 are linear and preferably finite impulse response filters (FIR). Leading filter 340 and trailing filter 350 have taps that are churned such that the output of autocorrelation circuit 210 provides an autocorrelation estimate that has an improved signal to noise ratio over that obtained with the autororrelation circuit in FIG. 3 and which also shows a linear phase, which allows a frequency estimation that is free of systematic errors. An improved estimate of the position and frequency of the received pulse is achieved by these leading and lagging filters 340 and 350 added to the construction of FIG. 3.

Die Fig. 5 und 6 zeigen Blockdiagramm zweier alterna tiver Ausführungsformen für die Implementierung des Korrela tionsfilter 220 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Korre lationsfilter 220 kann in einem komplexen finiten Impulsant wortfilter (FIR) gemäß der Fig. 5 oder einem infiniten Im pulsantwortfilter (IIR) gemäß der Fig. 6 implementiert wer den. Das FIR Filter der Fig. 5 hat eine Reihe von Verzöge rungsstufen 410, 420, 430 und 440. Die Zahl der Verzögerungs stufen beträgt vorzugsweise eins weniger als die Zahl der Ab tastungen L, die notwendig sind, um die gesamte Länge eines erwarteten Impulses einzufangen. Jede Verzögerungsstufe und das Eingangssignal selbst werden in Abgriffen 450, 460, 470, 480 bis 490 mit den Werten C₁ bis C_L multipliziert. Die Aus gangssignale der Abgriffe 450 bis 490 versorgen einen Summie rer 495. Die Abgriffe 450 bis 490 weisen vorzugsweise nur re ele Werte C₁ bis C_L auf. Sollten die Abgriffe 450 bis 490 komplexe Werte aufweisen, das heißt, daß sie sowohl von null verschiedene Real- und Imaginärteile aufweisen, so muß die Gewichtung durch die Abgriffe 450 bis 490 unter Verwendung einer komplexen Multiplikation erfolgen. In der Praxis werden mit ziemlicher Wahrscheinlichkeit nur reelle Werte für die Abgriffe 450 bis 490 benötigt. Nichtsdestotrotz können Ab griffe, die komplexe Werte erfordern, dennoch vermieden wer den, um einfache Berechnung zu erhalten und um den benötigten Strom und die Verarbeitungszeit zu reduzieren. FIGS. 5 and 6 show block diagram of two alterna tive embodiments for implementing the correla tion filter 220 according to the present invention. The correlation filter 220 can be implemented in a complex finite impulse response filter (FIR) according to FIG. 5 or an infinite impulse response filter (IIR) according to FIG. 6. The FIR filter of FIG. 5 has a number of delay stages 410 , 420 , 430 and 440 . The number of delay stages is preferably one less than the number of samples L, which are necessary to capture the entire length of an expected pulse. Each delay stage and the input signal itself are multiplied in taps 450 , 460 , 470 , 480 to 490 by the values C₁ to C _L. The output signals from taps 450 to 490 supply a summator 495 . The taps 450 to 490 preferably have only real values C 1 to C _L. If the taps 450 to 490 have complex values, that is to say that they have non-zero real and imaginary parts, then the taps 450 to 490 must be weighted using a complex multiplication. In practice, it is almost certain that only real values for taps 450 to 490 are required. Nevertheless, taps that require complex values can still be avoided in order to obtain simple calculations and to reduce the required current and the processing time.

Fig. 6 zeigt das Korrelationsfilter 220, implementiert in einem infinite Impulsantwortfilter (IIR). Ein Summierer 510 summiert ein Eingangssignal der Autokorrelationsschaltung 210 und Ausgangssignale der Abgriffe 520, 530, 540 bis 550. Verzögerungsstufen 560, 570, 580 bis 590 verzögern ein Ergeb nis des Summierers 510 und geben verzögerte Ergebnisse an die Abgriffe 520 bis 550 zurück. Die Abgriffe 520 bis 550 multi plizieren das verzögerte Ergebnis mit den Werten C₁ bis C_K. Wie oben muß, wenn die Abgriffe 520 bis 550 komplexe Werte haben, das heißt, wenn sie sowohl von null verschiedene Real- und Imaginärteile aufweisen, die Wichtung durch die Abgriffe unter Verwendung komplexer Multiplikationen durchgeführt wer den. In der Praxis werden mit großer Wahrscheinlichkeit nur reale Werte benötigt Fig. 6 shows the correlation filter 220, implemented in an infinite impulse response (IIR) filter. A summer 510 sums an input signal of the autocorrelation circuit 210 and output signals of the taps 520 , 530 , 540 to 550 . Delay stages 560 , 570 , 580 to 590 delay a result of summer 510 and return delayed results to taps 520 to 550 . The taps 520 to 550 multiply the delayed result with the values C₁ to C _K. As above, if taps 520 through 550 have complex values, that is, if they have both non-zero real and imaginary parts, the taps must be weighted using complex multiplications. In practice, it is very likely that only real values will be required

Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm eines Spitzenwertdetek tors 230 zur Erzeugung der groben Taktreferenz T gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Die exemplari sche Ausführungsform der Fig. 7 zeigt eine Maximumtechnik. Eine Größe der komplexen Zahl des Korrelationsfilters 220 muß während der Spitzenwertdetektion bestimmt werden. Eine Grö ßenschaltung 610 wird dazu vorzugsweise vom Spitzenwertdetek tor 230 verwendet. Die Größenschaltung 610 leitet eine Größe vom Ausgangssignal des Korrelationsfilters 220 ab, die äqui valent ist zur Größe dieses Ausgangssignals. Nur die Größe des Ausgangssignals des Korrelationsfilters 220 wird benö tigt, um den Ort des Spitzenwertes festzustellen. Der Ort des Spitzenwertes legt den Ort der ersten Abtastung eines empfan genen Impulses fest. Die Abgriffe im Korrelationsfilter 220 sind bezogen auf den Spitzenwertdetektor in dem Sinn, daß sie so gewählt werden, daß nur ein einziger Spitzenwert am Aus gangssignal der Größenschaltung 610 auftritt, wenn unter rauschfreien Bedingungen ein Impuls vorhanden ist. Fig. 7 shows a block diagram of a Spitzenwertdetek gate 230 for generating the coarse reference clock T according to an exemplary embodiment of the invention. The exemplary embodiment of FIG. 7 shows a maximum technique. A size of the complex number of the correlation filter 220 must be determined during the peak detection. A size circuit 610 is preferably used for this by the peak value detector 230 . The magnitude circuit 610 derives a magnitude from the output signal of the correlation filter 220 which is equivalent to the magnitude of this output signal. Only the size of the output signal of the correlation filter 220 is needed to determine the location of the peak. The location of the peak value defines the location of the first sampling of a received pulse. The taps in the correlation filter 220 are related to the peak detector in the sense that they are chosen so that only a single peak occurs on the output signal of the size circuit 610 when a pulse is present under noiseless conditions.

Die Größenschaltung 610 könnte als die Summe eines Qua drates des Real teils und eines Quadrates der Imaginärteils des Eingangssignals implementiert werden. Alternativ dazu kann die Größenschaltung als die Summe eines absoluten Wertes des Realteils und eines absoluten Wertes des Imaginärteils des Eingangssignals implementiert werden.The size circuit 610 could be implemented as the sum of a square of the real part and a square of the imaginary part of the input signal. Alternatively, the size circuit can be implemented as the sum of an absolute value of the real part and an absolute value of the imaginary part of the input signal.

Ein Maximumdetektor 620 detektiert den Spitzenwert, ba sierend auf dem Ausgangssignal der Größenschaltung 610. Der Maximumdetektor 620 enthält vorzugsweise einen Schwellwert, durch den kein Spitzenwert identifiziert wird, es sei denn seine Größe ist größer als der Schwellwert. Der Schwellwert ist wesentlich über der Rauschleistung aber wesentlich unter halb der erwarteten Signalspitzenleistung angeordnet, um eine Verfälschung durch das Rauschen zu vermeiden. Alle Spitzen werte, die unterhalb dieses Schwellwerts detektiert werden, werden nicht fälschlich als tatsächlicher Impulsort angenom men. Ein solcher Schwellwert kann entweder festgelegt sein oder dynamisch, basierend auf den aktuellen Kanalrauschbedin gungen.A maximum detector 620 detects the peak value based on the output signal of the size circuit 610 . Maximum detector 620 preferably includes a threshold that does not identify a peak unless its size is larger than the threshold. The threshold value is arranged substantially above the noise power but substantially below half of the expected peak signal power in order to avoid falsification by the noise. All peak values that are detected below this threshold value are not incorrectly assumed to be the actual pulse location. Such a threshold value can either be fixed or dynamic, based on the current channel noise conditions.

Fig. 8 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Spitzen wertdetektors 280 gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Mu sterpaßdetektor 720 erzeugt ein passendes Muster der Form des Signals, das von der Größenschaltung 710 ausgegeben wird mit einer erwarteten Wellenform, beispielsweise der Form des Sig nals. Der Musterpaßdetektor 720 berücksichtigt mehrere Kenn zeichen des Signals, wie beispielsweise die Steilheit oder Form des Signals. Fig. 8 shows a block diagram of another peak value detector 280 according to the present invention. A master pass detector 720 generates an appropriate pattern of the shape of the signal that is output from the magnitude circuit 710 with an expected waveform, such as the shape of the signal. The pattern pass detector 720 takes into account several characteristics of the signal, such as the slope or shape of the signal.

Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm des Frequenzschätzers 240 zur Lieferung einer Frequenzschätzung f gemäß der vorliegen den Erfindung. Obwohl eine Frequenz auf viele Arten aus einer Sequenz komplexer Abtastungen abgeleitet werden kann, so ist doch eine bevorzugte Ausführungsform eines Frequenzschätzers in Fig. 9 gezeigt. Eine komplex konjugierte Größe des Aus gangssignals des Korrelationsfilters 220 wird verzögert und mit sich selbst multipliziert, um ein Produkt zu erzeugen. Eine Verzögerungsstufe 810 verzögert das Ausgangssignal und ein komplex konjugierte Block 820 bestimmt den komplex konju gierten Wert vor einer Multiplikation durch den Multiplizie rer 830. Ein Argumentoperator 840 bestimmt-einen Arkustangens des Imaginärteils des Produkts geteilt durch den Realteil des Produkts. Eine Abtast- und Halteschaltung 850 torsteuert das Ausgangssignal des Argumentoperators 840 in Erwiderung des Ortes neuer Impulse, die durch die grobe Taktreferenz T vom Spitzenwertdetektor 230 angezeigt werden. Ein Skalierungsfak tor 860 wandelt eine diskrete Frequenzschätzung in Radiant in eine Frequenzschätzung in Hertz um, indem der Radiantwert mit R/2π skaliert wird, wobei R die Abtastrate darstellt. Fig. 9 shows a block diagram of the frequency estimator 240 for providing a frequency estimate f in accordance with the present the invention. Although a frequency can be derived from a sequence of complex samples in many ways, a preferred embodiment of a frequency estimator is shown in FIG . A complex conjugate size of the output of the correlation filter 220 is delayed and multiplied by itself to produce a product. A delay stage 810 delays the output signal and a complex conjugate block 820 determines the complex conjugate value before multiplication by the multiplier 830 . An argument operator 840 determines an arctangent of the imaginary part of the product divided by the real part of the product. A sample and hold circuit 850 gates the output of the argument operator 840 in response to the location of new pulses indicated by the coarse clock reference T from the peak detector 230 . A scaling factor 860 converts a discrete frequency estimate in radians to a frequency estimate in hertz by scaling the radian value with R / 2π, where R represents the sampling rate.

Die Signalverarbeitungstechniken der vorliegenden Erfin dung, die hier unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeich nungen beschrieben wurden, werden vorzugsweise auf einem di gitalen Signalprozessor oder einem anderen Mikroprozessor im plementiert. Nichtsdestotrotz können solche Techniken als ganzes oder teilweise als diskrete Komponenten implementiert werden. Weiterhin werden Fachleute erkennen, daß gewisse gut bekannte digitale Verarbeitungstechniken mathematisch auf verschiedene Arten dargestellt werden können, abhängig von der Wahl der Implementierung.The signal processing techniques of the present invention dung here with reference to the accompanying drawing have been described, are preferably on a di gitalen signal processor or another microprocessor in the implemented. Nevertheless, such techniques can be considered all or part of it implemented as discrete components will. Furthermore, experts will recognize that certain are good known digital processing techniques mathematically different types can be displayed depending on the choice of implementation.

Obwohl die Erfindung in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen dargestellt wurde, so ist zu verstehen, daß es sich bei dieser Beschreibung nur um ein Beispiel handelt und daß zahlreiche Änderungen und Modifikationen von Fachleuten durchgeführt werden können, ohne von der wirklichen Idee und dem Umfang der Erfindung abzuweichen. So können die Ausgangs signale der Zeitschaltung 130 durch verschiedene Schaltungen angefordert werden und brauchen nicht von allen anderen benö tigt werden. Obwohl die vorliegende Erfindung eine Doppler verschiebungstoleranz zeigt, liefert die vorliegende Erfin dung zusätzliche Vorteile, die hierin erwähnt wurden, und sie kann somit auf alle Funkkommunikationssysteme angewandt wer den, unabhängig vom Bedarf einer Dopplerverschiebungstoler anz, wie beispielsweise beim Funkruf und zellularen und Sat telitenkommunikationssystemempfängern.Although the invention has been illustrated in the above description and drawings, it is to be understood that this description is only an example, and that numerous changes and modifications can be made by those skilled in the art without departing from the actual idea and scope of Deviate invention. Thus, the output signals of the timer circuit 130 can be requested by various circuits and do not need to be required by all others. Although the present invention exhibits Doppler shift tolerance, the present invention provides additional advantages mentioned herein and can thus be applied to all radio communication systems regardless of the need for a Doppler shift tolerance, such as paging and cellular and satellite communications system receivers.

Claims

1. Synchronization stage in a radio receiver to recover the clock and to estimate the frequency of a received pulse with:
an auto correlation circuit to provide an auto correlation measure indicative of combinations of auto correlation sequence delays of the received pulse;
a correlation filter having an impulse response similar to the size and duration of an expected pulse and operatively connected to the autocorrelation circuit to filter the autocorrelation measure and provide a filtered signal;
a peak detector operatively coupled to the correlation filter to detect a peak of the filtered signal and to provide a coarse clock signal; and
a frequency estimator operatively connected to the peak detector and correlation filter to estimate the frequency of the pulse based on the filtered signal and the coarse clock signal.

2. synchronization stage according to claim 1, wherein the correction lationsfilter includes a finite impulse response filter, the Ab has handles that are selected so that the impulsive word of the finite impulse response filter is representative of the size and duration of an expected pulse.

3. synchronization stage according to claim 1, wherein the correction filter includes an infinite impulse response filter that Has taps that are selected so that the impulsive word of the infinite impulse response filter is representative of the size and duration of an expected pulse.

4. synchronization stage according to claim 1, wherein the auto correlation circuit a delay path for receiving the Has an impulse and an autocorrelation measure of real and Imaginary parts of the pulse, based on the delayed Im pulse delivers.

5. synchronization stage according to claim 1, wherein the Spit zenwertdetektor includes a size circuit, the operational is connected to the correlation filter to size to determine the filtered signal.

6. synchronization stage according to claim 5, wherein the Spit zenwertdetektor further comprises a maximum detector which is operatively connected to the size circuit to a Select the maximum of the size of the filtered signal.

7. synchronization stage according to claim 5, wherein the Spit zenwertdetektor further comprises a pattern pass detector, the is operatively connected to the size circuit to a suitable pattern of the shape of the size of the filtered signal to build.

8. synchronization stage according to claim 1, wherein the synchro level, an RF stage and an antenna of the Includes radio receiver.

9. A method for recovering the clock and estimating the frequency of a time shift of a received pulse with the following steps:

(a) generating an autororrelation measure indicative of combinations of the autocorrelation sequence lag of the received pulse;
(b) filtering the measure of autocorrelation and providing a filtered signal using a filter having an impulse response similar to the size and duration of an expected pulse;
(c) detecting a peak value of the filtered signal and providing a coarse clock signal; and
(d) Estimating the frequency of the pulse based on the filtered signal and the coarse clock signal.