DE19506117C1

DE19506117C1 - Process for determination of pulse word in signal transmission channels

Info

Publication number: DE19506117C1
Application number: DE1995106117
Authority: DE
Inventors: Bertram Dipl Ing Gunzelmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Nokia Solutions and Networks GmbH and Co KG
Priority date: 1995-02-22
Filing date: 1995-02-22
Publication date: 1996-08-08
Anticipated expiration: 2015-02-23

Abstract

The signal transmission system within a mobile radio communication contains a code division multiple access, CDMA, transmitter (S1-Sn) for the useful signals and a transmitter (SP) for a pilot signal (sp). The pilot signal is used for compression of the channel pulse word that is used by all users on the frequency band at the same time. The transmitted signals are combined as a signal (s) for a multiway radio transmission channel (CH). On the receiver side (EE) the input signal (r) is received by a unit (EE) to generate the useful signal (x') for input to a data store (DS).

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Schätzung eines Übertragungskanals gemäß dem Oberbegriff des Patentan spruchs 1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf eine An ordnung zur Durchführung des Verfahrens und eine für die Durchführung des Verfahrens geeignete Teilnehmerstation.The invention relates to a method for estimation a transmission channel according to the preamble of the patent claim 1. Furthermore, the invention relates to an regulations for the implementation of the procedure and one for the Carrying out the procedure suitable subscriber station.

Bei einer Übertragung von Signalen, beispielsweise digitaler Funksignale, über zeitvariante und umwegebehaftete Funkkanäle treffen die gesendeten Signale sowohl über unterschiedliche Ausbreitungswege mit unterschiedlichen Laufzeiten und Phasen lagen, als auch mit unterschiedlichen Signal stärken bzw. Emp fangspegeln, aus unterschiedlichen Richtungen am Empfangsort ein.When transmitting signals, for example digital Radio signals, via time-variant and detour-based radio channels hit the transmitted signals both over different Paths of propagation with different durations and phases as well as with different signals or emp catch levels, from different directions at the receiving location on.

Die Fig. 1 zeigt am Beispiel eines Mobilfunksystems mögliche Ausbreitungswege. Außer einem Signal auf dem direkten Weg W erreicht eine Reihe von Signalkomponenten, die im Fernfeld der Empfangsantenne A einer Mobilstation MS an Hindernissen H1 bis H3 oder beispielsweise an einem Gebirge G reflektiert werden, über Umwege W1 bis Wn die Mobilstation MS. Das Maß der Verzögerung der Signalkomponenten ist abhängig von den Weglängendifferenzen der einzelnen Umwege W1 bis Wn, während die Pegelwerte durch die auf dem entsprechenden Umweg herr schende Funkfelddämpfung bestimmt werden.1 shows possible propagation paths using the example of a mobile radio system. In addition to a signal on the direct path W, a number of signal components which are reflected in the far field of the receiving antenna A of a mobile station MS by obstacles H1 to H3 or, for example, by a mountain G, reach the mobile station MS via detours W1 to Wn. The degree of delay of the signal components depends on the path length differences of the individual detours W1 to Wn, while the level values are determined by the radio field attenuation prevailing on the corresponding detour.

Die von einer Basisstation BS abgegebenen Signale erleiden auch in der unmittelbaren Umgebung der Mobilstation MS, d. h. im Nahfeld der Antenne A eine Streuung. Diese Streuung wird dadurch verursacht, daß die Mobilstation MS üblicherweise ei ne effektive Antennenhöhe von nur 1,5 m besitzt, während die unmittelbar umgebenden, reflektierenden Hindernisse H1 bis H3 typischerweise um Faktoren höher sind. Somit wird durch die Reflexionsfähigkeit der Oberflächenstruktur der umgebenden Hindernisse H1 bis H3 bewirkt, daß neben den durch Abschat tung und Beugung gedämpften Hauptwelle jeder Komponente der Signale auf dem Funkkanal ein ganzes Bündel von begleitenden, diffusen Wellenkomponenten mit äußerst geringen gegenseitigen Verzögerungen und mit etwa gleich großen Pegelwerten, die An tenne A erreicht. Darüber hinaus tritt eine Streuung auch durch die Oberflächenbeschaffenheit eines Hindernisses H1 bis H3 oder des Geländes G an entfernten Reflexionsstellen auf, durch die die Signalkomponenten an den Empfangsort reflek tiert werden. Somit befindet sich die Mobilstation MS in ei nem dispersiven Feld von Wellenkomponenten, die im Mittel gleichverteilt aus allen Richtungen auf die Antenne A einfal len. Die vektorielle Addition der Wellenkomponenten ergibt das resultierende Summensignal pro Signalkomponente an der Antenne A, während die resultierende Phase den Phasenwinkel zwischen der direkten Welle und dem resultierenden Vektor be schreibt.The signals emitted by a base station BS suffer also in the immediate vicinity of the mobile station MS, d. H. a scattering in the near field of antenna A. This spread will caused by the fact that the mobile station MS usually egg ne effective antenna height of only 1.5 m, while the immediately surrounding, reflecting obstacles H1 to H3 are typically higher by factors. Thus, by the Reflectivity of the surface structure of the surrounding Obstacles H1 to H3 causes that in addition to those caused by damping and diffraction main shaft of each component of the Signals on the radio channel a whole bunch of accompanying, diffuse wave components with extremely low mutual Delays and with approximately equal level values, the on Tenne A reached. In addition, scatter also occurs due to the surface condition of an obstacle H1 to H3 or the terrain G at distant reflection points, through which the signal components reflect to the receiving location be animals. The mobile station MS is thus in egg nem dispersive field of wave components, on average evenly distributed to antenna A from all directions len. The vectorial addition of the wave components results the resulting sum signal per signal component on the Antenna A, during the resulting phase the phase angle between the direct wave and the resulting vector writes.

Solange sich die Mobilstation MS und/oder die beteiligten Re flexionsstellen in einem stationären Zustand befinden und sich damit nicht bewegen, verändert das Summensignal pro Si gnalkomponente seine Amplitude und Phase nicht.As long as the mobile station MS and / or the participating Re inflection points are in a stationary state and do not move with it, the sum signal changes per Si component does not have its amplitude and phase.

Wenn sich die Mobilstation MS bewegt, erleiden die Wellenkom ponenten, die die Antenne A aus der Bewegungsrichtung tref fen, je nach Einfallswinkel mehr oder weniger ausgeprägte, positive Dopplerverschiebungen. Gleichzeitig erleiden solche Wellenkomponenten, die aus der Gegenrichtung eintreffen, ne gative Dopplerverschiebungen. Diese symmetrische Dopplerver teilung führt in der Frequenzachse zwangsläufig zu einem re lativ symmetrischen Dopplerspektrum. Ein symmetrisches Dopp lerspektrum wurde von W.C. Jakes in "Microwave Mobile Cornmu nications", Wiley, 1974 beschrieben. Bei der vektoriellen Addition der Wellenkomponenten und unter dem Einfluß der Be wegung der Mobilstation MS ergibt sich, daß die unterschied lichen Dopplerverschiebungen der dispersiven Wellenkomponen ten, die zu den einzelnen Signalkomponenten gehören, zu orts abhängigen, stochastischen Amplituden- und Phasenschwankungen pro Signalkomponente führen. Diese Amplituden- und Phasen schwankungen sind jedoch miteinander vektoriell verknüpft. Die stochastischen Schwankungen der über unterschiedliche Um wege empfangenen Signalkomponenten sind aber unkorreliert.When the mobile station MS moves, the waves suffer components that hit the antenna A from the direction of movement fen, depending on the angle of incidence more or less pronounced, positive Doppler shifts. At the same time, they suffer Shaft components arriving from the opposite direction, ne negative Doppler shifts. This symmetrical Dopplerver Division inevitably leads to a re in the frequency axis relatively symmetrical Doppler spectrum. A symmetrical double The spectrum was developed by W.C. Jakes in "Microwave Mobile Cornmu nications ", Wiley, 1974. In the vectorial Addition of the wave components and under the influence of Be Movement of the mobile station MS shows that the difference Doppler shifts of the dispersive wave components locations belonging to the individual signal components dependent, stochastic amplitude and phase fluctuations lead per signal component. These amplitude and phases however, fluctuations are linked vectorially. The stochastic fluctuations across different order received signal components are uncorrelated.

Die Verteilungswahrscheinlichkeit der Amplitudenschwankungen entspricht einer sogenannten Rayleigh-Verteilung und wird allgemein als Rayleigh-Fading bezeichnet, während die Phasen schwankungen gleichverteilt sind und als parasitäres Phasen rauschen (random phase noise) bezeichnet werden. Durch die vektorielle Addition wird immer dann, wenn die Summenampli tude sehr klein wird, die Veränderungsgeschwindigkeit der Summenphase sehr groß. Dies führt zu einer momentanen und großen Frequenzablage df = dϕ/dt.The probability of distribution of the amplitude fluctuations corresponds to a so-called Rayleigh distribution and will commonly referred to as Rayleigh fading during the phases fluctuations are evenly distributed and as parasitic phases random phase noise. Through the Vectorial addition occurs whenever the sum ampli tude becomes very small, the rate of change of Sum phase very large. This leads to a momentary and large frequency offset df = dϕ / dt.

Auf den Übertragungskanälen tritt somit eine Reihe von zeit lich nacheinander eintreffenden Signalkomponenten auf, die durch relativ lange Umwege im Fernfeld der Antenne A verur sacht werden. Der Summenpegel jeder Signalkomponente weist aufgrund der Nahfeldstreuung voneinander unabhängige ortsver teilte, stochastische und geschwindigkeitsabhängige Pegel schwankungen und die damit korrelierten Phasenschwankungen auf. Zusätzlich besitzt jede Signalkomponente das von der Pe gelschwankung unabhängige, jedoch auch ortsabhängig veränder liche Dopplerspektrum, dessen spektrale Breite ebenfalls ge schwindigkeitsabhängig ist. Zusätzlich unterliegen alle im Fernfeld reflektierten Signalkomponenten, bedingt durch die Ortsabhängigkeit des Mehrwegeprofils, einer ortsabhängigen Verzögerung, bezogen auf den direkten Weg W.A number of times thus occur on the transmission channels signal components arriving one after the other, which caused by relatively long detours in the far field of antenna A. become gentle. The sum level of each signal component points due to the near field scatter independent of each other divided, stochastic and speed-dependent levels fluctuations and the correlated phase fluctuations on. In addition, each signal component has the Pe gel fluctuation independent, but also location-dependent change Liche Doppler spectrum, whose spectral width is also ge is speed dependent. In addition, all are subject to Signal components reflected by the far field, caused by the Location dependency of the multi-way profile, a location-dependent Delay in relation to the direct route W.

Damit kann der Funkkanal als Transversalstruktur mit der Im pulsantwort h_i(t-τ_i) beschrieben werden. Eine solche Darstel lung ist in Fig. 2 gezeigt. Die erste Komponente der Impuls antwort stellt typischerweise das komplexe, über den direkten Weg empfangene Signal h₀(t) dar. Jede weitere, verzögerte Si gnalkomponente wird mit einem komplexen Koeffizienten h_i(t-τ i) gewichtet. Die Verzögerungen d_i entsprechen dabei dem zeitlichen Abstand d_i = τ_i-1-τ_i zwischen zwei nacheinander eintreffenden Signalkomponenten.The radio channel can thus be described as a transverse structure with the impulse response h _i (t-τ _i ). Such a presen- tation is shown in Fig. 2. The first component of the impulse response typically represents the complex signal h₀ (t) received via the direct path. Each further, delayed signal component is weighted with a complex coefficient h _i (t-τ i). The delays d _i correspond to the time interval d _i = τ _i-1 -τ _i between two successively arriving signal components.

Somit kann das Empfangssignal r(t) als Zeitfunktion des Sen designals s(t) beschrieben werden:Thus the received signal r (t) as a time function of the Sen designals s (t) are described:

r(t) = h₀(t) + h₁(t-τ₁) + h₂(t-τ₂) + h₃(t-τ₃). . . + h_n(t-τ_n).r (t) = h₀ (t) + h₁ (t-τ₁) + h₂ (t-τ₂) + h₃ (t-τ₃). . . + h _n (t-τ _n ).

Der Signalvektor h_i(t), stellt hierin den Momentanwert des stochastisch schwankenden, komplexen Empfangssignals auf dem entsprechenden Ausbreitungsweg dar. Die Laufzeitdifferenz τ_i hingegen beschreibt als weitere Variable die momentane Verzö gerung des Umweges h_i(t-τ_i) gegenüber dem direkten Weg h₀(t) und entspricht dem momentanen Wert des zeitvarianten Reflexi onsverhalten der Mehrwege-Ausbreitungsstrecke.The signal vector h _i (t) represents the instantaneous value of the stochastically fluctuating, complex received signal on the corresponding propagation path. The transit time difference τ _i, on the other hand, describes the instantaneous delay of the detour h _i (t-τ _i ) as a further variable compared to the direct one Path h₀ (t) and corresponds to the current value of the time-variant reflection behavior of the multipath propagation path.

Bei der Übertragung mit relativ niedrigen Bitraten ist die Nachbarzeichenstörung gering, soweit die Bedingung erfüllt ist, daß die Zeichenlänge der Nutzsignale groß ist gegen die Zeichenverschiebungen im Funkkanal. In solchen Fällen tritt lediglich ein mehrwegebedingter, erhöhter Phasenjitter auf.When transmitting at relatively low bit rates, the Neighboring sign interference is low, provided the condition is met is that the character length of the useful signals is large against the Character shifts in the radio channel. In such cases only a multipath-related, increased phase jitter.

Wenn jedoch höhere Bitraten, d. h. kürzere Zeichen, übertragen werden, wirken sich die gegenseitigen Verschiebungen der Si gnalkomponenten als Nachbarzeichenstörungen aus. Im Grenzfall kann die Verschiebung der einzelnen Signalkomponenten sogar mehrere Zeichen betragen. Sobald eine merkliche Nachbarzei chenstörung auftritt, geht die Erkennbarkeit der Zeichen mit konventionellen Detektoren verloren.However, if higher bit rates, i.e. H. shorter characters the mutual shifts of the Si signal components as neighboring character disturbances. In the borderline case can even shift the individual signal components are multiple characters. As soon as a noticeable neighbor time character disorder, the recognizability of the characters goes hand in hand conventional detectors lost.

Für die als Übertragungsverfahren verwendeten CDMA(Code Divi sion Multiple Access)-Verfahren werden sowohl sogenannte Mat ched Filter Empfänger als auch sogenannte RAKE-Empfänger ein gesetzt, bei denen die Signalvektoren der einzelnen Signal komponenten kohärent aufeinander addiert werden. Mit dieser kohärenten Addition, die auch als Maximum Ratio Combining be zeichnet wird, besitzt der RAKE-Empfänger die Eigenschaft ei ner Mehrwege-Diversity-Einrichtung.For the CDMA (Code Divi sion multiple access) processes are both so-called Mat ched filter receivers as well as so-called RAKE receivers set where the signal vectors of each signal components are added coherently to one another. With this coherent addition, which can also be called maximum ratio combining is drawn, the RAKE receiver has the property egg a multi-way diversity facility.

Im folgenden wird insbesondere auf das sogenannte DS(Direct Sequence)-CDMA-Verfahren Bezug genommen. Bei diesem Verfahren werden die Signale im Zeitbereich mit einer um einen Spreiz faktor höheren Codefolge gespreizt. Hierdurch belegt das Sen designal ein um den Spreizfaktor erweitertes Frequenzband. Die Frequenzökonomie wird dabei dadurch gewahrt, daß viele Teilnehmer dasselbe Frequenzband gleichzeitig mit unter schiedlichen, teilnehmerindividuellen Spreizcodes benutzen können. Zur Trennung der unterschiedlichen Codes müssen diese einen hinreichenden Korrelationsabstand aufweisen.In the following, the so-called DS (Direct Sequence) CDMA method. With this procedure the signals in the time domain are spread by one factor spread higher code sequence. Hereby the Sen designally a frequency band extended by the spreading factor. The frequency economy is preserved by the fact that many Participants use the same frequency band simultaneously with under use different, individual participant spreading codes can. To separate the different codes, they have to be have a sufficient correlation distance.

Die um den sogenannten Spreizfaktor erhöhte Zeichenfolge des gespreizten Signals wird als Chiprate bezeichnet. Der Spreiz faktor ist folglich der Quotient:The string of the increased by the so-called spreading factor spread signal is called the chip rate. The spread the factor is therefore the quotient:

Spreizfaktor J = Chiprate/Bitrate.Spreading factor J = chip rate / bit rate.

Bei einem nach dem DS-CDMA-Verfahren arbeitenden Übertra gungssystem werden auf der Sendeseite die von einer Daten quelle abgegebenen Nutzsignale mit in Spreizcode-Generatoren erzeugten teilnehmerindividuellen sendeseitigen Spreizcode, dem sogenannten Direct Sequence Code, gespreizt. Nach der Übertragung über den Übertragungskanal, beispielsweise den Funkkanal, werden die empfangenen Signale mit einem dem je weiligen Spreizcode entsprechenden Korrelationscode korre liert, der in einem Korrelationscode-Generator erzeugt wird. In einer Entscheidungsstufe werden dann die ursprünglichen Nutzsignale wieder hergestellt und an eine Datensenke abgege ben.For a transfer that works according to the DS-CDMA procedure system are on the transmission side of a data source transmitted useful signals with in spreading code generators generated subscriber-specific broadcast-side spreading code, the so-called direct sequence code, spread. After Transmission over the transmission channel, for example the Radio channel, the received signals with one each correct correlation code corresponding to the spreading code that is generated in a correlation code generator. In a decision stage, the original ones Useful signals are restored and sent to a data sink ben.

Für die Korrelation ist eine Synchronität zwischen dem Spreizcode und dem Korrelationscode erforderlich. Diese Syn chronität wird zu Beginn der Übertragung hergestellt. For the correlation there is a synchronicity between the Spreading code and the correlation code required. This syn chronicity is established at the beginning of the transfer.

Für die Korrelation ist eine Synchronität zwischen dem Spreizcode und dem Korrelationscode erforderlich. Diese Syn chronität wird zu Beginn der Übertragung hergestellt.For the correlation there is a synchronicity between the Spreading code and the correlation code required. This syn chronicity is established at the beginning of the transfer.

Zum Empfang des gespreizten Nutzsignals wird der bekannte RAKE-Empfänger benutzt, der auch von J.G. Proakis "Digital Communications", McGraw Mill, 1989, als optimaler CDMA-Emp fänger vorgeschlagen wurde. Der RAKE-Empfänger besitzt die Eigenschaft, die Energie des Übertragungskanals entsprechend seinem Auflösungsvermögen, d. h. die Energie aller über Umwege empfangenen Signalkomponenten, zur Rückgewinnung des Nutzsi gnals kohärent zu addieren.The known one is used to receive the spread useful signal RAKE receiver used by J.G. Proakis "Digital Communications ", McGraw Mill, 1989, as an optimal CDMA emp catcher was proposed. The RAKE receiver has that Property corresponding to the energy of the transmission channel its resolving power, d. H. the energy of everyone through detours received signal components, to recover the Nutzsi gnals to add coherently.

Durch die Verwendung eines RAKE-Empfängers können damit die übertragenen Nutzsignale mit verhältnismäßig großer Sicher heit erkannt werden.By using a RAKE receiver, the transmitted useful signals with relatively large security be recognized.

Eine Veröffentlichung von Jalloul, Louray M.A.; Holtzman, Jack M.: Multipath Fading Effects on Wide-band DS/CDMMA Si gnals: Analysis, Simulation, and Measurements. In: IEEE Transactions an Vehicular Technology, Vol. 43, No. 3, August 1994, Seite 801 bis 807 beschreibt die Auswirkung der Empfän gerverarbeitung auf die Entschärfung des Signalschwunds bei Breitband-DS/CDMA-Signalen. Es wird gezeigt, daß diese Ent schärfung durch die Verringerung der Leistungsschwankung des Empfangssignals erreicht wird. Die Leistungsschwankung wie derum ist eine Funktion der Spreizbandbreite. Die Parameter Chiprate, Spreizfaktor und die Anzahl der nachgeführten Mehr wegekomponenten werden hinsichtlich ihrer Auswirkung auf die Entschärfung untersucht - diese ist stark abhängig von Kombi nationen der Parameter.A publication by Jalloul, Louray M.A .; Holtzman, Jack M .: Multipath Fading Effects on Wide-band DS / CDMMA Si gnals: Analysis, Simulation, and Measurements. In: IEEE Transactions at Vehicular Technology, Vol. 43, No. 3rd August 1994, pages 801 to 807 describes the impact of the recipient processing to mitigate the loss of signal Broadband DS / CDMA signals. It is shown that this Ent sharpening by reducing the fluctuation in performance Received signal is reached. The fluctuation in performance like therefore is a function of the spread bandwidth. The parameters Chip rate, spreading factor and the number of tracked more path components are considered with regard to their impact on the Defuse examined - this depends heavily on the combination nations of the parameters.

In einer Veröffentlichung von Hagmanns, Franz Josef: Emp fangstechniken für Hochgeschwindigkeitsfahrzeuge im GSM-Mo bilfunksystem. Teil II: Globale Kanalstoßadaption. In: Fre quenz, Jahrgang 48, 1994, Heft 7-8, Seite 148 bis 152 werden globale Adaptionsalgorithmen für Kanalstoßantworten beschrie ben, die in der Lage sind, durch Fadings hindurch zu adaptie ren. Diese Algorithmen basieren einerseits auf einem Kalman- Filter und andererseits auf einem leicht implementierbaren Interpolationsalgorithmus.In a publication by Hagmanns, Franz Josef: Emp trapping techniques for high-speed vehicles in GSM-Mo communication system. Part II: Global Canal Adaption. In: Fre quenz, vol. 48, 1994, issues 7-8, pages 148 to 152 described global adaptation algorithms for channel impulse responses ben who are able to adapt through fadings ren. These algorithms are based on the one hand on a Kalman Filter and on the other hand on an easy to implement Interpolation algorithm.

Die Beseitigung der durch die Mehrwegeausbreitung im Empfän ger auftretenden Störungen mittels eines Entzerrers wird auch in einer Veröffentlichung von Plagge, Wilfried; Poppen, Dirk: Neues Verfahren zur Messung der Kanalstoßantwort und Träger synchronisation in digitalen Mobilfunktionen. In: Frequenz, Jahrgang 44, 1990, Heft 7-8, Seite 217 bis 221 beschrieben. Dort werden Verfahren zur fehlerfreien Messung der Kanalstoß antwort angegeben und es wird die Möglichkeit beschrieben, die Messung der Kanalstoßantwort mit der Aufgabe der Träger synchronisation zu verbinden.The elimination of the multipath in the recipient ger occurring disturbances by means of an equalizer is also in a publication by Plagge, Wilfried; Poppen, Dirk: New method for measuring the channel impulse response and carrier synchronization in digital mobile functions. In: frequency, Volume 44, 1990, issues 7-8, pages 217 to 221. There are procedures for error-free measurement of the channel impact given the answer and describes the possibility the measurement of the channel impulse response with the task of the carrier connect synchronization.

Die Veröffentlichung von Felhauer, Tobias; Voigt, Peter; Baier, Paul W.; Mämmelä, Aarne: Die Optimalschätzung in Ra darsystemen mit expandierten Impulsen. In: Archiv für Elek tronik und Übertragungstechnik, Vol. 46, 1992, No. 1, Seite 32 bis 38 beschreibt die Verwendung optimaler erwartungs treuer Schätzer nach dem Maximum-Likelihood-Prinzip, bei dem das für korrelative Signalverarbeitung typische Problem der Korrelationsmaxima nicht besteht.The publication by Felhauer, Tobias; Voigt, Peter; Baier, Paul W .; Mämmelä, Aarne: The optimal estimate in Ra dar systems with expanded impulses. In: Archives for Elek electronics and transmission technology, Vol. 46, 1992, No. 1 page 32 to 38 describes the use of optimal expectations loyal estimator according to the maximum likelihood principle, in which the problem typical of correlative signal processing Correlation maxima do not exist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Anordnung anzugeben, bei deren Verwendung die Kanal schätzung weiter verbessert wird.The invention has for its object a method and specify an arrangement when using the channel estimate is further improved.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem Verfahren der ein gangs genannten Art durch die im Kennzeichen des Patentan spruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist im Patentanspruch 8 und eine für die Durchführung des Verfahrens geeignete Teilnehmersta tion ist im Patentanspruch 13 angegeben. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.According to the invention, the task in the method of a gangs mentioned by the in the characterizing part of the patent solved 1 specified characteristics. An order for Implementation of the method is in claim 8 and one Participants suitable for carrying out the procedure tion is specified in claim 13. Further training of the Invention result from the subclaims.

Mit dem Verfahren gemäß der Erfindung werden die Tap-Koeffi zienten des Kanalmodells fortlaufend den Kanaleigenschaften der einzelnen Ausbreitungswege der Mehrwegeausbreitungs strecke angepaßt, um eine verbesserte Art der Kanalschätzung zu erhalten. Diese verbesserte Kanalschätzung erlaubt es, aufgrund eines plausiblen Verlaufs der Kanaleigenschaften, die für das Verfahren typischen Störeinflüsse zu detektieren und zuverlässige Schätzwerte für die Bewertung der unmittel bar nächsten wie auch zurückliegenden Zeichen der Nutzdaten pro Signalkomponente, zu erhalten. Außerdem wird die Qualität der Signaldetektion dadurch verbessert, daß die Nebenkorrela tionswerte der eigenen Verbindung sowie auch die Kreuzkorre lationswerte der anderen Verbindungen fortlaufend berechnet und bei der Schätzung der optimalen Kanaleigenschaften sub trahiert werden.With the method according to the invention the Tap Koeffi of the channel model continuously the channel properties of the individual propagation paths of multipath propagation range adjusted to an improved way of channel estimation to obtain. This improved channel estimation allows due to a plausible course of the channel properties, to detect the interferences typical for the process and reliable estimates for the assessment of the immediate bar next and previous characters of the user data per signal component. In addition, the quality the signal detection improved in that the secondary correla values of the own connection as well as the cross corrections The values of the other connections are calculated continuously and when estimating the optimal channel properties sub be married.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß sich die Ver zögerungen der einzelnen Signalkomponenten der Mehrwegeaus breitungsstrecke von Zeichen zu Zeichen der Nutzsignale nicht merklich verändern und sogar für die Zeitdauer mehrerer Zei chen als konstant angenommen werden können. Die Tatsache, daß alle Neben- und Kreuzkorrelationswerte der eigenen Chipfolge und der Chipfolgen der Verbindungen anderer Teilnehmer zuver lässig errechnet werden können, ermöglicht es bei der Schät zung der optimalen Kanaleigenschaften diese zu berücksichti gen bzw. zu subtrahieren.The invention is based on the knowledge that the Ver delays of the individual signal components of the multipath No distance from character to character of the useful signals change noticeably and even for the duration of several times Chen can be assumed to be constant. The fact that all secondary and cross correlation values of your own chip sequence and the chip sequences of the connections of other participants can be calculated casually, with the Schät the optimal channel properties to take these into account gene or subtract.

Die Kurzzeitkonstanz der Umwegesituation ermöglicht es wei terhin, den mittleren Trend der komplexen Tap-Koeffizenten hinreichend genau zu verfolgen. Dabei muß berücksichtigt wer den, daß sich die komplexen Tap-Koeffizienten, durch Rayleigh-Fading und parasitäres Phasenrauschen nach Betrag und Phase während eines Bits zwar durchaus wesentlich verän dern können, aber, daß diese Veränderungen durch die Gesetz mäßigkeiten der vektoriellen Addition der einzelnen Wellen komponenten des Dopplerspektrums bestimmt sind und mit hin reichender Genauigkeit abgeschätzt werden können.The short-term constancy of the detour situation enables white the mean trend of complex tap coefficients to track with sufficient accuracy. It must be taken into account who that the complex tap coefficients, through Rayleigh fading and parasitic phase noise by amount and phase during a bit change quite significantly but can change that through the law moderation of the vectorial addition of the individual waves Components of the Doppler spectrum are determined and with sufficient accuracy can be estimated.

Somit können zuverlässige Aussagen über den Kanal gemacht werden. Dies hat den Zweck, die unmittelbar nächsten wie auch die zurückliegenden Zeichen zuverlässig zu bestimmen. Unplau sible Abweichungen, wie sie durch Rausch- und Burststörungen entstehen, werden erkannt und weitgehend eliminiert.Thus, reliable statements can be made about the channel will. This has the purpose of immediately following as well reliably determine the past characters. Unpleasant sible deviations, such as those caused by noise and burst disturbances arise, are recognized and largely eliminated.

Das Verfahren und die Anordnung gemäß der Erfindung werden im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels der Anordnung nä her erläutert. Es zeigen: The method and arrangement according to the invention are described in following using an exemplary embodiment of the arrangement ago explained. Show it:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines als Mobilfunksy stem ausgebildeten Übertragungssystems, Fig. 1 is a schematic representation of a stem as formed Mobilfunksy transmission system,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild eines Übertragungskanals, Fig. 2 is an equivalent circuit diagram of a transmission channel,

Fig. 3 eine vereinfachte Darstellung eines CDMA-Übertragungs systems, Fig. 3 is a simplified diagram of a CDMA transmission system,

Fig. 4 ein Blockbild eines RAKE-Empfängers, Fig. 4 is a block diagram of a RAKE receiver,

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Ausgangssignals eines Korrelators, Fig. 5 is a schematic representation of an output signal of a correlator,

Fig. 6 ein Blockbild eines herkömmlichen Kanalschätzers, Fig. 6 is a block diagram of a conventional channel estimator,

Fig. 7 eine Funktionsdarstellung eines Modells zur Generie rung eines stochastischen Prozesses, Fig. 7 is a functional representation of a model for Generie tion of a stochastic process,

Fig. 8 eine Funktionsdarstellung eines Modells eines optima len Kanalschätzers, und Fig. 8 is a functional representation of a model of an optima len channel estimator, and

Fig. 9 ein Blockbild eines Kanalschätzers gemäß der Erfin dung. Fig. 9 is a block diagram of a channel estimator according to the inven tion.

Das in Fig. 3 dargestellte Übertragungssystem ist beispiels weise derjenige Teil eines Mobilfunksystems, der von einer Basisstation zu einer Mobilstation gerichtet ist. Diese Rich tung wird als abwärts oder "downlink" bezeichnet. Das Über tragungssystem enthält CDMA-Sender S1 bis Sn für Nutzsignale x und einen Sender SP für ein Pilotsignal sp. Das Pilotsignal wird ähnlich ausgesendet, wie ein Nutzsignal, lediglich mit dem Unterschied daß es permanent ausgesendet werden kann und nicht mit Nutzdaten moduliert ist. Im Fall der Verbindung in der Richtung "downlink" kann der Pilotkanal zur Schätzung der Kanalimpulsantwort verwendet werden, da alle Teilnehmer zur selben Zeit dasselbe Frequenzband belegen. Zusätzlich kann noch ein Sender für einen Organisationskanal vorgesehen wer den. Die von den Sendern S1 bis Sn und SP abgegebenen Signale werden zusammengefaßt und als Sendesignale s über einen für alle Signale gleichen Mehrwege-Übertragungskanal CH, der beim vorliegenden Beispiel als Funkkanal ausgebildet ist, übertra gen. The transmission system shown in FIG. 3 is, for example, that part of a mobile radio system which is directed from a base station to a mobile station. This Rich direction is referred to as downward or "downlink". The transmission system contains CDMA transmitters S1 to Sn for useful signals x and a transmitter SP for a pilot signal sp. The pilot signal is transmitted in a similar way to a useful signal, with the only difference that it can be transmitted permanently and is not modulated with useful data. In the case of a connection in the "downlink" direction, the pilot channel can be used to estimate the channel impulse response, since all participants occupy the same frequency band at the same time. In addition, a transmitter can be provided for an organizational channel. The signals emitted by the transmitters S1 to Sn and SP are combined and transmitted as transmission signals s via a multipath transmission channel CH, which is the same for all signals and is designed as a radio channel in the present example.

Auf der Empfangsseite gewinnt eine Empfangseinheit EE aus ei nem Empfangssignal r die übertragenen Nutzsignale x′ zurück, die einer Datensenke zugeführt werden.On the receiving side, a receiving unit EE wins from egg nem received signal r the transmitted useful signals x 'back, which are fed to a data sink.

Die beispielsweise von einer Datenquelle DQ1 abgegebenen Nutzdaten x1 werden in einer Spreizstufe SS1 im Sender S1 mit dem Spreizcode SC1 des Spreizcode-Generators SG1 gespreizt und als Sendesignal s1 abgegeben. Das um den Spreizfaktor ge spreizte Sendesignal s1 wird mit gegebenenfalls vorliegenden weiteren Sendesignalen und dem Pilotsignal sp, das in ent sprechender Weise mit einem Spreizcode c0(n) gespreizt wurde zusammengefaßt und als das Sendesignal s abgegeben. Dieses unterliegt auf dem Übertragungskanal CH den zeitvarianten Einflüssen Z, die durch Mehrwegeausbreitung des schematisch dargestellten Funkfeldes FF entstehen, den Funkstörungen F, die als Impuls-, Burst- oder Dauerstörungen auftreten können, sowie dem Einfluß des Rauschens R. Weiterhin unterliegt das Sendesignal s einer entfernungsabhängigen Dämpfung im Funk feld FF.Those emitted, for example, by a data source DQ1 User data x1 are included in a spreading stage SS1 in the transmitter S1 the spreading code SC1 of the spreading code generator SG1 spread and emitted as a transmission signal s1. The ge by the spreading factor spread transmission signal s1 is with possibly present further transmission signals and the pilot signal sp, which in ent was spread with a spreading code c0 (n) summarized and emitted as the transmission signal s. This is subject to the time variants on the CH transmission channel Influences Z, which by the multipath of the schematic shown radio field FF arise, the radio interference F, which can occur as impulse, burst or permanent disturbances, and the influence of the noise R. Furthermore, this is subject to Transmission signal s of a distance-dependent attenuation in radio field FF.

In der Empfangseinheit EE korreliert der Teilnehmer das Emp fangssignal mit dem Spreizcode c0(n) des Pilotsignals sp und mit einem dem Spreizcode SC1 entsprechenden Korrelationscode, um einerseits das Pilotsignal und andererseits die Nutzsi gnale x′ wiederzugewinnen. Durch die Korrelation entstehen im Zeitsignal nach der Korrelation Werte mit einem großen Si gnal/Rausch-Verhältnis.The participant correlates the emp in the receiving unit EE Catch signal with the spread code c0 (n) of the pilot signal sp and with a correlation code corresponding to the spreading code SC1, around the pilot signal on the one hand and the useful signal on the other gnale x ′. The correlation creates in Time signal after correlation values with a large Si signal / noise ratio.

Durch die Korrelation des Empfangssignals r mit dem Spreiz code c0(n) erhält man ein Ausgangssignal, das mittels der pe riodischen AutokorrelationsfunktionBy correlating the received signal r with the spread code c0 (n) an output signal is obtained which is generated by means of the pe periodic autocorrelation function

berechnet werden kann. Dabei stellen s[.] das zeitdiskrete Sendesignal und J den Spreizfaktor dar. Die Korrelationsspit zen entsprechen dabei dem Autokorrelationswert an der Stelle Φ_cc(0). Die Stellen m≠0 entsprechen den Nebenkorrelations werten der periodischen Autokorrelationsfunktion. Nebenkor relationswerte erhält man beispielsweise, wenn zur Spreizung sogenannte Goldfolgen oder PN-Sequenzen verwendet werden. Je nach Spreizcode können diese Nebenkorrelationswerte auch un terschiedlich große Werte annehmen.can be calculated. S [.] Represents the time-discrete transmission signal and J the spreading factor. The correlation peaks correspond to the autocorrelation value at the point Φ _cc (0). The digits m ≠ 0 correspond to the secondary correlation values of the periodic autocorrelation function. Side correlation values are obtained, for example, if so-called gold sequences or PN sequences are used for the spread. Depending on the spreading code, these secondary correlation values can also take on differently large values.

Bei einer Mehrwegeausbreitung erhält man am Ausgang des Kor relators auch mehrere dieser Korrelationsspitzen. Durch die Überlagerung der Mehrwege am Eingang des Empfängers werden die Korrelationsspitzen durch Nebenkorrelationswerte anderer Mehrwege gestört. Bei einem Mobilfunkkanal geht man davon aus, daß die verschiedenen Mehrwegepfade unabhängig voneinan der einem Fading unterworfen sind. Damit überlagern sich auch die Nebenkorrelationswerte zufällig. Bei einer großen Anzahl von Mehrwegepfaden wirken sich die Nebenkorrelationswerte wie zusätzliches Gauß′sches weißes Rauschen aus.With a multipath spread you get at the exit of the Kor relators also several of these correlation peaks. Through the Overlay of the multi-way at the entrance of the recipient the correlation peaks due to secondary correlation values of others Multiple ways disrupted. With a mobile radio channel one assumes from that the different multipath paths are independent of each other which are subject to fading. This also overlaps the secondary correlation values are random. With a large number of multi-path paths, the secondary correlation values act like additional Gaussian white noise.

Unter Verwendung einer Kanalschätzung erfolgt eine zuverläs sige Detektion der übertragenen Zeichen. Durch die Autokorre lation des Spreizcodes c0(n) des Pilotsignals und durch die Kreuzkorrelationen von Spreizcodes anderer Teilnehmer wird dies jedoch erschwert.A reliable estimate is made using a channel estimate detection of the transmitted characters. Through the car correction tion of the spreading code c0 (n) of the pilot signal and by the Cross-correlations of spreading codes of other participants however, this complicates.

Die Empfangseinheit EE enthält einen in Fig. 4 dargestellten RAKE-Empfänger. In diesem wird das Empfangssignal r mit einem dem Spreizcode c0(n) des Pilotsignals angepaßten Korrelations code in einem Korrelator K1 korreliert. Das komplexe Aus gangssignal des Korrelators K1 wird einem Kanalschätzer KS zugeführt. Außerdem wird das Empfangssignal r mit einem an den Korrelationscode SC1 des Nutzsignals angepaßten Korrela tionscode in einem Korrelator K2 korreliert. Ein RAKE-Kombi nierer (Combiner) RC führt mit dem vom Korrelator K2 abgege benen Signal und der vom Kanalschätzer KS abgegebenen Kanal information ein sogenanntes Maximum Ratio Combining durch. Eine nachgeschaltete Entscheidungsstufe E erzeugt beispiels weise nach dem bekannten BPSK-Verfahren das dem gesendeten Nutzsignal zugeordnete empfangene Nutzsignal x′.The receiving unit EE contains a RAKE receiver shown in FIG. 4. In this, the received signal r is correlated with a correlation code adapted to the spreading code c0 (n) of the pilot signal in a correlator K1. The complex output signal from the correlator K1 is fed to a channel estimator KS. In addition, the received signal r is correlated with a correlation code adapted to the correlation code SC1 of the useful signal in a correlator K2. A RAKE combiner (combiner) RC carries out a so-called maximum ratio combining with the signal emitted by the correlator K2 and the channel information supplied by the channel estimator KS. A downstream decision stage E generates, for example, the received useful signal x ′ assigned to the transmitted useful signal according to the known BPSK method.

Der Kanalschätzer KS berechnet Schätzwerte, die im RAKE-Com biner RC das Maximum Ratio Combining der im Korrelator K2 ge wonnenen Signale steuern. Für die Kanalschätzung können je doch auch die Korrelationsimpulse am Ausgang des Korrelators K2 verwendet werden. Davon wird insbesondere bei einer Über tragung von einer Mobilstation zu einer Basisstation Ge brauch gemacht. Diese Übertragungsrichtung wird als "aufwärts" oder "uplink" bezeichnet.The channel estimator KS calculates estimates that are stored in the RAKE-Com RC the maximum ratio combining in the correlator K2 control received signals. For the channel estimation each but also the correlation pulses at the output of the correlator K2 can be used. This is particularly the case with an over transmission from a mobile station to a base station Ge need made. This direction of transmission is called referred to as "uplink" or "uplink".

Für die Durchführung der optimalen Gewichtung der Signalkom ponenten beim Maximum Ratio-Combining werden die komplexen Pegelwerte der Signalkomponenten im RAKE-Empfänger durch die Bildung des Kanalmodells geschätzt.For carrying out the optimal weighting of the signal comm The components of maximum ratio combining are the complex ones Level values of the signal components in the RAKE receiver by the Estimated formation of the channel model.

Die Feinheit der Auflösung des RAKE-Empfängers ist begrenzt durch die Chipdauer des gespreizten Signals. Es können nur solche Signalkomponenten voneinander getrennt bzw. aufgelöst werden, deren zeitlicher Abstand größer ist als die Chip dauer. Für den Kanalschätzer KS bedeutet dies, daß die zeit lichen Abstände der Eingangswerte gleich groß sind und der Chipdauer entsprechen.The fineness of the resolution of the RAKE receiver is limited by the chip duration of the spread signal. It can only such signal components separated or resolved from each other whose time interval is greater than the chip duration. For the channel estimator KS, this means that the time distances between the input values are the same and the Correspond to the chip duration.

Zur Bestimmung der Kanalinformation wird davon ausgegangen, daß sich in einem Mobilfunksystem die Verzögerungen der Mehr wegeausbreitung über einen kurzen Zeitraum nicht verändern. Der Betrag und die Phase der komplexen Pfadgewichte können sich aber von einem übertragenen Zeichen zum nächsten ändern.To determine the channel information, it is assumed that that in a mobile radio system the delays of the more do not change path spread over a short period of time. The amount and phase of the complex path weights can but change from one transmitted character to the next.

Die Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines Zeitsi gnals am Ausgang des Korrelators K1. Alle Werte einer Verzö gerung τ_i mit dem zeitlichen Abstand T werden dazu verwendet, das komplexe Pfadgewicht zu schätzen. Für die Verzögerung τ₀ sind die Werte durch Pfeile markiert. Fig. 5 shows a schematic representation of a Zeitsi signal at the output of the correlator K1. All values of a delay τ _i with the time interval T are used to estimate the complex path weight. The values for the delay τ Werte are marked by arrows.

Der Aufbau eines herkömmlichen Kanalschätzers KS ist in Fig. 6 dargestellt. Das Ausgangssignal des Korrelators K1 nach Fig. 4 wird im zeitlichen Abstand eines Chips Tc abgetastet. Die so erhaltenen Werte werden mit der Chiprate 1/Tc in ein Schieberegister SR eingespeichert. Jede einzelne Zelle des Schieberegisters SR liefert Werte für je einen Pfadschätzer PS1 bis PSL. Wenn die im Schieberegister SR gespeicherten Werte verarbeitet sind, werden diese um die Zeitdauer T wei tergeschoben. Damit liegt an einem Pfadschätzer PS immer ein Signal desjenigen Mehrwegepfads an, der die gleiche Verzöge rung τ_i besitzt. Durch Schätzung der Tap-Koeffizienten erhält man schließlich die Kanalschätzung.The structure of a conventional channel estimator KS is shown in FIG. 6. The output signal of the correlator K1 according to FIG. 4 is sampled at a time interval of a chip Tc. The values obtained in this way are stored in a shift register SR at the chip rate 1 / Tc. Each individual cell of the shift register SR supplies values for a path estimator PS1 to PSL. When the values stored in the shift register SR have been processed, they are shifted further by the time period T. Thus, a path estimator PS always has a signal from the multipath path which has the same delay τ _i . Finally, the tap coefficients are obtained by estimating the tap coefficients.

Die Aufgabe der Pfadschätzung kann mit Hilfe verschiedener Lösungsansätze geschehen. Im einfachsten Fall kann für die Pfadschätzung ein einfaches Tiefpaßfilter verwendet werden. Dieses Tiefpaßfilter besitzt eine Grenzfrequenz, die etwa der maximal auftretenden Dopplerfrequenz des Mobilfunkkanals ent spricht. Diese ist jedoch meistens a priori unbekannt. Eine weitere Möglichkeit die Pfadgewichte zu schätzen ergibt sich, wenn man adaptive Algorithmen, beispielsweise Least-Square- Algorithmen verwendet. Least-Square-Algorithmen besitzen kein a priori-Wissen über den zu schätzenden Prozeß. Besitzt man die exakte Kenntnis des zugrundeliegenden stochastischen Pro zesses, so kann man mit Hilfe der Theorie nach "Wiener" oder "Kalman" optimale Schätzfilter berechnen. Die hier verwendete Theorie nach "Kalman" bedient sich zur Generierung eines sto chastischen Prozesses des in Fig. 7 dargestellten Modells. Aus diesem Modell läßt sich sehr einfach der in Fig. 9 sche matisch dargestellte Kanalschätzer KS als optimaler Schätzer berechnen.The task of path estimation can be done with the help of various approaches. In the simplest case, a simple low-pass filter can be used for the path estimation. This low-pass filter has a cutoff frequency that speaks about the maximum occurring Doppler frequency of the mobile radio channel. However, this is mostly unknown a priori. A further possibility for estimating the path weights results if adaptive algorithms, for example least square algorithms, are used. Least square algorithms have no prior knowledge of the process to be estimated. If you have the exact knowledge of the underlying stochastic process, you can use the theory of "Wiener" or "Kalman" to calculate optimal estimation filters. The "Kalman" theory used here uses the model shown in FIG. 7 to generate a stochastic process. From this model, the channel estimator KS shown schematically in FIG. 9 can be calculated very easily as the optimal estimator.

Da der Mobilfunkkanal aber zeit- und ortsvariant ist und da die exakte Kenntnis des Dopplerleistungsdichtespektrums nicht bekannt ist, müssen zur Modellierung des Dopplerleistungs dichtespektrums Approximationen verwendet werden. Das "Jakes"-Spektrum kann z. B. mit einem einfachen Tiefpaß erster Ordnung angenähert werden. Die Systemmatrizen des Kalman schätzers lauten:Since the mobile radio channel is time and location-variant and there the exact knowledge of the Doppler power density spectrum is not is known need to model the Doppler power density spectrum approximations can be used. The "Jakes" spectrum can e.g. B. with a simple low pass first Order can be approximated. The system matrices of the Kalman estimates are:

Die Überwachungsgleichungen lauten:The monitoring equations are:

Für die zur Durchführung der Schätzung benötigten Gleichungen sei auf B. D. Anderson und J. B. Moore: Optimal Filterung, Prentice Hall, 1979 verwiesen. Wichtig ist hier nochmals her auszustellen, daß alle Pfadschätzer beim bekannten, in Fig. 6 dargestellten Kanalschätzer KS unabhängig voneinander arbei ten. Das bedeutet, daß zur Schätzung von L Mehrwegepfaden auch L Pfadschätzer PS1 bis PSL notwendig sind. Damit können die durch die Korrelationsstörungen entstehenden Probleme nicht erfaßt werden, da jeder der L Pfadschätzer PS1 bis PSL nur über die Pfadinformation seines eigenen Pfadgewichtes verfügt.For the equations required to perform the estimate, refer to BD Anderson and JB Moore: Optimal Filtering, Prentice Hall, 1979. It is important here again to point out that all path estimators in the known channel estimator KS shown in FIG. 6 work independently of one another. This means that L path estimators PS1 to PSL are also necessary for estimating L multipath paths. This means that the problems arising from the correlation disturbances cannot be detected, since each of the L path estimators PS1 to PSL only has the path information of its own path weight.

Der Aufbau eines für das erfindungsgemäße Verfahren geeigne ten Kanalschätzers ist in Fig. 9 dargestellt. Dieser unter scheidet sich von dem in Fig. 6 dargestellten Kanalschätzer im wesentlichen dadurch, daß ein einziger Pfadschätzer PS an stelle der Pfadschätzer PS1 bis PSL verwendet wird. Zur Schätzung der Impulsantwort des Übertragungskanals werden so mit auf der Empfangsseite die zeitlichen Veränderungen von Korrelationsstörungen berücksichtigt. Auch hier werden die Werte im Schieberegister SR verzögert, bis alle Schieberegi sterinhalte mit Korrelationswerten beschrieben sind. Dann verarbeitet der Pfadschätzer PS die Werte und erzeugt die Schätzwerte für die Tap-Koeffizienten. Daraufhin werden die Registerinhalte gelöscht und die neuen, um die Zeitdauer T später eintreffenden Korrelationswerte werden im Schieberegi ster SR verzögert.The structure of a channel estimator suitable for the method according to the invention is shown in FIG. 9. This differs from the channel estimator shown in FIG. 6 essentially in that a single path estimator PS is used instead of the path estimators PS1 to PSL. In order to estimate the impulse response of the transmission channel, the temporal changes in correlation disturbances are taken into account on the receiving side. Here, too, the values in the shift register SR are delayed until all the contents of the shift register are described with correlation values. The path estimator PS then processes the values and generates the estimates for the tap coefficients. The register contents are then deleted and the new correlation values arriving later by the time period T are delayed in the shift register SR.

Am Eingang des Pfadschätzers PS liegen alle L Korrelations werte parallel und gleichzeitig an. Eine Korrelationsspitze, wie z. B. in Fig. 5 dargestellt, besitzt ein großes Signal- Rausch-Verhältnis. Damit ist eine zuverlässige Pfadschätzung möglich. Da auch die periodische Autokorrelationsfunktion Φ_cc(m) bekannt ist und der Kanal für ein Symbol als konstant angenommen werden kann, läßt sich auch der Betrag des Neben korrelationswertes genau berechnen. Die um die Nebenkorrela tionswerte bereinigten Korrelationsspitzen können somit noch sicherer geschätzt werden. Für die Schätzung wurde dabei fol gendes Modell erster Ordnung nach der "Kalman"-Filtertheorie gewählt.All L correlation values are present in parallel and simultaneously at the input of the path estimator PS. A correlation peak, such as Shown as in Fig. 5, a large signal has noise ratio. This enables reliable path estimation. Since the periodic autocorrelation function Φ _cc (m) is also known and the channel for a symbol can be assumed to be constant, the magnitude of the secondary correlation value can also be calculated precisely. The correlation peaks adjusted for the secondary correlation values can thus be estimated even more reliably. The following first-order model based on the "Kalman" filter theory was chosen for the estimation.

Das verbesserte Verfahren zur Schätzung des Pilotkanals ar beitet nicht nur mit einem einfachen Tiefpaß zur Schätzung des Fadings. Für die Modellierung des Fadingprozesses sind auch Modelle mit höherer Ordnung anwendbar. Ebenso beschränkt sich das Verfahren nicht nur auf das Modulationsverfahren BPSK. Zur Spreizung können ebenfalls mehrphasige und/oder mehrstufige Spreizcodes verwendet werden. In Richtung zur Mo bilstation kann auch zusätzlich das Teilnehmersignal in die Kanalschätzung mit einbezogen werden. Voraussetzung dafür ist eine Entscheidungsrückführung (Decision Feedback) der Daten zeichen und Kenntnis der Kreuzkorrelationen zwischen dem Pi lotspreizcode und dem Teilnehmerspreizcode. Eine weitere Er weiterung ist die Verwendung eines sogenannten Extended Kal man Filters.The improved method for estimating the pilot channel ar not only works with a simple low pass for estimation of fading. For modeling the fading process are models with higher order can also be used. Likewise limited the method does not only refer to the modulation method BPSK. Multiphase and / or multi-level spreading codes can be used. Towards Mo bilstation can also additionally the subscriber signal in the Channel estimation can be included. requirement of it is a decision feedback of the data signs and knowledge of the cross correlations between the Pi lot spreading code and the participant spreading code. Another he extension is the use of a so-called Extended Kal one filters.

Im Gegensatz zu bekannten Verfahren zur Kanalschätzung, die ebenfalls Korrelationsstörungen in Form von Kreuz- und Neben korrelationsstörungen berücksichtigen, wird bei dem erfin dungsgemäßen Verfahren insbesondere der mittlere Trend der komplexen Tap-Koeffizienten aufgrund der Kurzzeitkonstanz der Umwegesituation verfolgt. Der mittlere Trend ist in Fig. 5 für jeden einzelnen Mehrwegepfad durch eine gestrichelte Li nie dargestellt. Gegenüber den herkömmlichen Verfahren wird damit die Kanalschätzung weiter verbessert.In contrast to known methods for channel estimation, which also take correlation disturbances into account in the form of cross and secondary correlation disturbances, the method according to the invention particularly tracks the average trend of the complex tap coefficients due to the short-term constancy of the detour situation. The mean trend is never shown in FIG. 5 for each individual multipath path by a dashed line. The channel estimation is thus further improved compared to the conventional methods.

Claims

1. Method for estimating the impulse response of a transmission channel (CH) via which characters coded according to the CDMA method are transmitted, the characters on the transmitting side being spread with a spreading code and on the receiving side with a correlation code corresponding to this spreading code are despread, characterized in that the changes in time of the propagation paths are taken into account on the receiving side, including correlation disorders.

2. The method according to claim 1, characterized, that as correlation disturbances the secondary correlations of the egg gene transmission signal (s) are taken into account.

3. The method according to claim 1 or claim 2, characterized, that the cross correlations of the sen designale (s) of other participants.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized, that the mean trend as changes over time is taken into account.

5. The method according to any one of claims 1 to 4, characterized, that to estimate the impulse response of the transmission channel the temporal changes in the propagation paths under one relationship of the correlation disturbances of a pilot signal be taken into account.

6. The method according to any one of claims 1 to 4, characterized, that to estimate the impulse response of the transmission channel the temporal changes in the propagation paths under one relationship of correlation disorders of an organizational channel be taken into account.

7. The method according to any one of claims 1 to 6, characterized, that taking into account the temporal changes in the Paths of propagation including the correlation disturbance by setting the filter bandwidth of an estimate filters (SF).

8. Arrangement for estimating the impulse response of a transfer gungskanals (CH), via the coded according to the CDMA method Characters are transmitted, with the characters on the send spread with a spreading code and on the emp start side with a correction corresponding to this spreading code lation code are despread, characterized, that a channel estimator (KS) is provided on the receiving side is used to estimate the impulse response of the trans channel (CH) the temporal changes in the spread paths including correlation disorders considered.

9. Arrangement according to claim 8, characterized, that the channel estimator (KS) as correlation disturbances the Ne correlations of the own transmission signal (s) are taken into account.

10. Arrangement according to claim 8 or claim 9, characterized, that the channel estimator (KS) as correlation disturbances Cross-correlations of the transmission signals (s) of other participants considered.

11. Arrangement according to one of claims 8 to 10, characterized, that the channel estimator (KS) for estimating the impulse response of the transmission channel (CH) changes over time Paths of propagation including the correlation disturbance gene of a pilot signal (sp) is taken into account.

12. Arrangement according to one of claims 8 to 11, characterized, that the channel estimator (KS) for estimating the impulse response of the transmission channel (CH) changes over time Paths of propagation including the correlation disturbance of an organizational channel.

13. Subscriber station of a mobile radio system, at the sign spread on the transmission side with a spreading code and according to the CDMA method over a transmission channel (CH) as encoded characters are transmitted at the receiving page the encoded characters with this spreading code ent speaking correlation code can be despread and on the receiving side an estimate of the impulse word of the transmission channel is done, characterized, that the subscriber station (MS) ent a channel estimator (KS) considers that for the estimation of the impulse response of the transfer channel (CH) the temporal changes in the spread paths including correlation disorders considered.