DE19503375C2 - Control circuit for two transistors connected in series - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete, gesteuerte Schalter eines getakteten Umrichters mit einer Anschlußspannung, die höher als die zulässige Betriebsspannung eines Einzelschalters ist gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP 61-262 077 (A)).The invention relates to a control circuit for two series-connected, controlled Switch of a clocked converter with a connection voltage that is higher than the permissible Operating voltage of a single switch is according to the preamble of Claim 1 (JP 61-262 077 (A)).
Obwohl die zulässigen Betriebsspannungen moderner Halbleiterschalter bereits sehr hoch sind, gibt es immer wieder Anwendungsfälle, wie z. B. Umrichter in Nahverkehrsnetzen, bei welchen man an oder über die zulässigen Spannungsgrenzen stößt. Insbesondere kann in dem angesprochenen Fall die Nennspannung von z. B. 750 V auch Schwankungen nach oben unterliegen, was bei der Dimensionierung eines getakteten Umrichters gleichfalls berücksichtigt werden muß.Although the permissible operating voltages of modern semiconductor switches are already very high, there are always use cases, such as B. converters in local transport networks, in which one encounters at or above the permissible voltage limits. In particular, in the mentioned case the nominal voltage of z. B. 750 V also fluctuations upwards are subject to what is also taken into account when dimensioning a clocked converter must become.
Aus Kosten- und Sicherheitsgründen schaltet man daher zwei Transistoren in Serie und sorgt durch Maßnahmen, die zum Teil dem Stand der Technik angehören, für eine Aufteilung der Betriebsspannung auf beide Transistoren, wodurch an jedem Transistor nur die halbe Betriebsspannung liegt. Trotz solcher Maßnahmen ist es erforderlich, die beiden Transistoren so auszuwählen, daß sie weitgehend gleiche statische, vor allem aber dynamische Parameter aufweisen, da anderenfalls in gewissen Betriebssituationen einer der Transistoren spannungsmäßig überlastet wird und der Durchbruch an diesem Transistor auch zur Zerstörung des zweiten Transistors führt.For cost and safety reasons, two transistors are therefore connected in series and taken care of through measures, some of which are state of the art, for a division of the Operating voltage on both transistors, which means that only half of each transistor Operating voltage is. Despite such measures, it is necessary to use the two transistors to be selected so that they have largely the same static, but above all dynamic parameters have, since otherwise one of the transistors in certain operating situations is overloaded in terms of voltage and the breakdown on this transistor also Destruction of the second transistor leads.
Bei Nahverkehrsfahrzeugen, z. B. U-Bahn, führt dies zu Betriebsstörungen und es liegt auf der Hand, daß ein derartiger Fehler erhebliche Folgekosten nach sich zieht.In local vehicles, e.g. B. underground, this leads to malfunctions and it lies on the Hand that such an error entails considerable consequential costs.
Bei der aus der JP 61-262 077 (A), Patent Abstract of Japan bekannten Schaltung sollen zwei in Serie geschaltete GTO-Transistoren vor Überspannung dadurch geschützt werden, daß beide Thyristoren gezündet werden, wobei davon ausgegangen wird, daß der nun entstehende Kurzschluß von einem vorgeschalteten Schutzelement abgeschaltet wird, bevor ein Transistor zerstört wird. Auf IGBT-Transistoren läßt sich diese Lösung nicht anwenden, da die sehr schnellen IGBT-Transistoren zerstört wären, bevor ein übliches Schutzelement anspricht.In the from JP 61-262 077 (A), Patent Abstract of Japan known circuit should two in Series-connected GTO transistors can be protected from overvoltage by having both Thyristors are ignited, it being assumed that the now emerging Short circuit is switched off by an upstream protective element before a transistor gets destroyed. This solution cannot be applied to IGBT transistors, since the very fast IGBT transistors would be destroyed before a conventional protection element responds.
Aus der DE 26 37 868 B1 geht eine Schutzschaltung für mehrere, in Serie geschaltete Thyristoren hervor, die verhindern soll, daß ein Thyristor während seiner Schonzeit mit einer positiven Spannung beansprucht wird, was zu einer Zerstörung des Thyristors führen wurde. Im Gegensatz zu einem Transistor bzw. IGBT-Transistor, der zu jedem Zeitpunkt durch ein Steuersignal ausgeschaltet werden kann, sperrt ein Thyristor nur dann, wenn sein Laststrom von selbst Null wird. Um nach diesem "Verlöschen" Spannung in positiver Richtung aufbauen zu können, muß noch zusätzlich eine isolierende Sperrschicht aufgebaut werden, wozu Elektronen über einen gewissen Zeitraum die Schonzeit, aus den inneren Schichten des Thyristors abgeführt werden müssen. In der bekannten Schutzschaltung werden die Signale aller in Serie geschalteter Thyristoren auf Erdpotential gebracht, dort miteinander verknüpft und das Ergebnis wird wieder auf Thyristorpotential gebracht. Eine vergleichbare Problematik und Lösung ist in der EP 0 458 511 A2 beschrieben.DE 26 37 868 B1 describes a protective circuit for several series-connected devices Thyristors, which is intended to prevent a thyristor from having a positive voltage is claimed, which would lead to destruction of the thyristor. In contrast to a transistor or IGBT transistor, which is switched on at any time Control signal can be switched off, a thyristor blocks only when its load current automatically becomes zero. To build up tension in a positive direction after this "extinction" To be able to, an insulating barrier layer must also be built, for what Electrons for a certain period of time, from the inner layers of the Thyristors must be dissipated. The signals are in the known protective circuit all thyristors connected in series are brought to earth potential, linked there and the result is brought back to thyristor potential. A comparable problem and solution is described in EP 0 458 511 A2.
Die EP 0 141 624 A1 beschreibt eine Ansteuerschaltung für eine größere Anzahl von in Serie geschalteten Halbleiterschaltern. Dabei wird zumindest ein Schalter mehr als erforderlich verwendet, so daß auch bei Kurzschluß einer (oder mehrerer) Schalter die übrigen Schalter die Gesamtspannung ohne Durchbruch aufnehmen können. Um die Ansteuerschaltung nicht auf Kurzschluß eines defekten Schalters dimensionieren zu müssen, stellt die Schaltung fest, ob ein Schalter defekt ist und versorgt dann diesen defekten Schalter nicht mehr mit Steuerstrom.EP 0 141 624 A1 describes a control circuit for a large number of series switched semiconductor switches. At least one switch is more than necessary used, so that even if one (or more) switches are short-circuited, the other switches Can absorb total voltage without breakthrough. To the control circuit not on Having to dimension a short circuit of a defective switch, the circuit determines whether a Switch is defective and then no longer supplies this defective switch with control current.
Die Dokumente DE-Z Elektronik, 10./12. Mai 1989, Seiten 55 bis 63, DE 40 32 014 A1 und WO 93/03537 betreffen den Fall mehrerer in Brückenschaltungen eingesetzter Halbleiterschalter, bei welchen Überwachungs- und Steuerschaltungen vorgesehen sind, um sicherzustellen, daß die Schaltelemente immer im Gegentakt arbeiten. Beim Anmeldungsgegenstand geht es jedoch um zwei in Serie geschaltete und natürlich in Gleichtakt arbeitende Halbleiterschalter.The documents DE-Z Elektronik, 10./12. May 1989, pages 55 to 63, DE 40 32 014 A1 and WO 93/03537 relate to the case of several used in bridge circuits Semiconductor switch, in which monitoring and control circuits are provided to ensure that the switching elements always work in push-pull. However, the subject of the application is two in series and semiconductor switches, of course, operating in common mode.
In Zusammenhang mit der Ansteuerung der Phasen eines aus einer positiven und einer negativen Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselrichters ist es aus der DE 42 11 270 C2 bekannt, bei beispielsweise zu niedriger Leistungsversorgung der Ansteuerschaltung, insbesonders bei Ein- oder Abschalten derselben, zu verhindern, daß zwei Schalter gleichzeitig in den Durchlaßzustand versetzt werden. Im Gegensatz zu der hier betrachteten Art von Ansteuerschaltungen soll somit immer ein Gegentaktzustand gewährleistet sein. In connection with the control of the phases one of a positive and one negative DC voltage source-fed inverter, it is from DE 42 11 270 C2 is known, for example if the power supply to the control circuit is too low, especially when turning the same on or off, to prevent two switches at the same time be put in the on state. In contrast to the type of Control circuits should thus always be guaranteed a push-pull state.
In JP 62-92 766 (A), Patents Abstract of Japan ist eine Schaltung zur Zündung eines Thyristors bei Überspannung beschrieben, wobei der entstehende Kurzschluß durch ein externes Schutzelement begrenzt wird, da der Thyristor den entstehenden Strom nicht mehr selbst löschen kann.In JP 62-92 766 (A), Patent Abstract of Japan is a circuit for igniting a Thyristors described in the event of overvoltage, the resulting short circuit through a external protection element is limited, since the thyristor no longer supports the resulting current can delete itself.
Aus der JP 60-46764 (A), Patent Abstract of Japan geht die Verwendung einer sogenannten Snubberdiode und eines Snubberkondensators bei einem GTO-Thyristor hervor, um die Energie aus parasitären Induktivitäten zu vernichten. Eine vergleichbare Beschaltung von in Serie geschalteten Thyristoren ist auch in SCR-Manual, 3. Aufl., 1964, Seiten 91 bis 93 gezeigt. Außerdem sind dort in bekannter Weise spannungsaufteilende Widerstände vorgesehen, so daß sich ein dynamischer und statischer Spannungsausgleich in einem gewissen Rahmen ergibt.From JP 60-46764 (A), Patent Abstract of Japan, the use of a so-called Snubber diode and a snubber capacitor in a GTO thyristor to the To destroy energy from parasitic inductances. A comparable circuit from in Series connected thyristors is also in SCR-Manual, 3rd ed., 1964, pages 91 to 93 shown. In addition, there are voltage-dividing resistors in a known manner provided so that there is a dynamic and static voltage equalization in a certain Frame results.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltung für zwei in Serie geschaltete IGBT-Transistoren anzugeben, die dadurch ein aufwendiges Aussuchen paarweise gleicher Transistoren vermeidet, daß unter allen ungünstigen Betriebszuständen eine Gefährdung eines - und damit auch des anderen - Transistors verhindert wird.The invention has for its object a control circuit for two series connected Specify IGBT transistors, which is a complex search for pairs of the same Transistors prevents that under all unfavorable operating conditions there is a risk of - and thus the other - transistor is prevented.
Diese Aufgabe wird mit den Maßnahmen des Anspruchs 1 gelöst.This object is achieved with the measures of claim 1.
Die Schaltung nach der Erfindung eignet sich insbesondere für hohe zu schaltende Spannungen und stellt auf einfache Weise ein vorübergehendes Stillegen des Umrichters sicher, ohne daß es zur Zerstörung auch nur eines der beiden Schalttransistoren kommt. Die Schaltung berücksichtigt und überwacht Überströme ebenso wie Überspannungen.The circuit according to the invention is particularly suitable for high voltages to be switched and easily ensures a temporary shutdown of the converter without it only one of the two switching transistors is destroyed. The circuit takes into account and monitors overcurrents as well as overvoltages.
Da auch ein Absinken der Betriebsspannung der Ansteuerschaltung zu kritischen Situationen führen kann, insbesondere wenn sich hierbei bezüglich beider Kanäle eine Unsymmetrie ergibt, ist es nach einem weiteren Anspruch zweckmäßig, wenn eine Überwachungsschaltung für die Betriebsspannung jedes Ansteuerkanals vorgesehen ist, welche bei Unterschreiten eines vorgegebenen Minimalwertes der Betriebsspannung über die Speicherschaltungen ein Sperrsignal an die Torschaltung abgibt.Since the operating voltage of the control circuit also drops to critical situations can lead, especially if there is an asymmetry with respect to both channels, it is according to another claim useful if a monitoring circuit for the operating voltage each Control channel is provided, which falls below a predetermined minimum value the operating voltage via the memory circuits outputs a lock signal to the gate circuit.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß in Serie zur Zenerdiode eine Diode liegt, die einen Stromfluß vom Gate zum Kollektor des IGBT- Transistors in dessen eingeschaltetem Zustand verhindert. An advantageous development of the invention is characterized in that in series Zener diode is a diode that has a current flow from the gate to the collector of the IGBT Prevents transistor in its on state.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert, die ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung zeigt.The invention together with further advantages is explained in more detail below with reference to the drawing, which shows a block diagram of the control circuit according to the invention.
Die Zeichnung zeigt zwei IGBT-Transistoren T1 und T2, welche die elektronischen Schalter eines nicht gezeigten Umrichters darstellen. Ein solcher Umrichter ist beispielsweise Gegenstand der AT-402 458 B der Anmelderin und er kann zur Umrichtung der Fahrspannung eines Nahverkehrstriebfahrzeuges dienen. Diese Fahrspannung beträgt je nach System üblicherweise 600 oder 750 V Gleichspannung mit betriebsbedingten Schwankungen von +/-30%.The drawing shows two IGBT transistors T 1 and T 2 , which represent the electronic switches of a converter, not shown. Such a converter is the subject of the applicant's AT-402 458 B, for example, and it can be used to convert the driving voltage of a commuter train. Depending on the system, this driving voltage is usually 600 or 750 V DC with operational fluctuations of +/- 30%.
Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke jedes IGBT-Transistors T1 bzw. T2 sind je ein Widerstand R3 bzw. R4 zur statischen Spannungsaufteilung, sowie je die Serienschaltung eines Kondensators C1 bzw. C2 mit der Parallelschaltung einer in Durchlaßrichtung liegenden Diode D1 bzw. D2 und eines Widerstandes R1 bzw. R2 geschaltet. Weiters sind Schutzdioden D3 bzw. D4 vorhanden, die antiparallel zur Kollektor-Emitter-Strecke der Transistoren T1 bzw. T2 liegen und mit diesen in deren Gehäuse üblicherweise integriert sind.Parallel to the collector-emitter path of each IGBT transistor T 1 or T 2 are a resistor R 3 or R 4 for static voltage distribution, as well as the series connection of a capacitor C 1 or C 2 with the parallel connection of one in the forward direction Diode D 1 or D 2 and a resistor R 1 or R 2 switched. There are also protective diodes D 3 and D 4 , which are antiparallel to the collector-emitter path of the transistors T 1 and T 2 and are usually integrated with them in their housing.
Zur Ansteuerung der beiden IGBT-Transistoren T1, T2 ist eine zweikanalig aufgebaute Ansteuerschaltung vorgesehen, deren Eingänge an einem gemeinsamen, hier nur angedeuteten Impulsgenerator G gelegt sind, welcher einen Rechteckpuls abgibt.To control the two IGBT transistors T 1 , T 2 , a two-channel control circuit is provided, the inputs of which are connected to a common pulse generator G, which is only indicated here, and which emits a rectangular pulse.
Bei der nachstehenden Beschreibung der beiden Ansteuerkanäle werden - da die beiden Kanäle identisch aufgebaut sind - die entsprechenden Bezugszeichen von Schaltelementen des zweiten Kanals je nach einem Strichpunkt angeführt.In the following description of the two control channels - because the two channels are identical - the corresponding reference numerals of switching elements of the second Channel listed according to a semicolon.
Das Ausgangssignal des Impulsgenerators G gelangt über eine erste Verstärkerstufe IC1; IC2 an die Primärwicklung eines spannungsfesten Impulsübertragers Ü1; Ü2. Die Sekundärwicklung dieses Übertragers Ü1; Ü2 führt zu dem Eingang einer zweiten Verstärkerstufe IC3; IC4, von deren Ausgang das Signal zu einer Torschaltung, hier einem NAND-Gatter IC9; IC10 führt, an welchem es mit später noch zu erläuternden Fehlermeldungen verknüpft wird. Das Ansteuersignal gelangt dann über eine weitere Verstärkerstufe IC11; IC12 zu einer aus zwei Transistoren T3, T5; T4, T6 bestehenden Gegentaktendstufe und von deren Ausgang über einen Gatewiderstand R5, R6 an den IGBT-Transistor T1; T2. The output signal of the pulse generator G passes through a first amplifier stage IC 1 ; IC 2 to the primary winding of a voltage-proof pulse transformer Ü 1 ; Ü 2 . The secondary winding of this transformer Ü 1 ; Ü 2 leads to the input of a second amplifier stage IC 3 ; IC 4 , from whose output the signal to a gate circuit, here a NAND gate IC 9 ; IC 10 leads, on which it is linked with error messages to be explained later. The control signal then passes through a further amplifier stage IC 11 ; IC 12 to one of two transistors T 3 , T 5 ; T 4 , T 6 existing push-pull output stage and from its output via a gate resistor R 5 , R 6 to the IGBT transistor T 1 ; T 2 .
Die bereits eingangs beschriebene Beschaltung der Kollektor-Emitter-Strecke der IGBT- Transistoren T1; T2 mit einem RCD-Netzwerk D1/R1/C1; D2/R2/C2 soll durch eine Verringerung der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit eine gleichmäßige Spannungsaufteilung auf die beiden Transistoren trotz Streuungen der Schaltzeiten der Ansteuerkanäle einerseits und der IGBT-Transistoren andererseits sicherstellen. Sollte beispielsweise der IGBT- Transistor T1 vor dem IGBT-Transistor T2 ausschalten, so beginnt die Spannung über dem Transistor T1 mit einer Anstiegsgeschwindigkeit zu steigen, die durch den Quotienten aus dem Laststrom, der, durch die Induktivität der zu schaltenden Last eingeprägt, über die Diode D1; D2 und den Kondensator C1; C2 weiterfließt und der Kapazität des Kondensators C1; C2 bestimmt wird. Diese Kapazität bestimmt, welche Differenz der Schaltzeiten für eine bestimmte Unsymmetrie der Spannungsaufteilung zwischen den beiden in Serie geschalteten IGBT- Transistoren T1; T2 gerade noch zulässig ist. Der Widerstand R1; R2 dient dazu, den Kondensator C1; C2 nach dem Einschalten des IGBT-Transistors zu entladen, wogegen die Widerstände R3; R4 unterschiedliche Sperrströme der IGBT-Transistoren T1; T2 im ausgeschalteten Zustand ausgleichen sollen.The wiring of the collector-emitter path of the IGBT transistors T 1 ; T 2 with an RCD network D 1 / R 1 / C 1 ; D 2 / R 2 / C 2 is intended to ensure a uniform voltage distribution between the two transistors despite scattering in the switching times of the control channels on the one hand and the IGBT transistors on the other hand by reducing the rate of voltage rise. If, for example, the IGBT transistor T 1 turns off before the IGBT transistor T 2 , the voltage across the transistor T 1 begins to rise at a rate of rise which is impressed by the quotient of the load current, which is the inductance of the load to be switched , via the diode D 1 ; D 2 and the capacitor C 1 ; C 2 continues to flow and the capacitance of the capacitor C 1 ; C 2 is determined. This capacitance determines the difference in switching times for a certain asymmetry of the voltage distribution between the two IGBT transistors T 1 ; T 2 is just still permissible. The resistor R 1 ; R 2 serves the capacitor C 1 ; To discharge C 2 after switching on the IGBT transistor, whereas the resistors R 3 ; R 4 different reverse currents of the IGBT transistors T 1 ; T 2 should compensate when switched off.
Um beim Ausschalten der IGBT-Transistoren T1; T2 ein Überschreiten der zulässigen Sperrspannung zu verhindern, ist parallel zur Kollektor-Gate-Strecke jedes Transistors T1, T2 eine hochsperrende Zenerdiode D5; D6 - in Serie mit einer Diode D7; D8 - geschaltet. Bei Überschreiten der Zenerspannung der Diode D5; D6 schaltet die durch den Durchbruchstrom aufgebaute Spannung über R5; R6 und T5; T6 den über die Ansteuerschaltung bereits abgeschalteten IGBT-Transistor T1, T2 erneut ein. Dadurch wird die Spannung über dem IGBT-Transistor verringert, der durch Versiegen des Durchbruchstromes der Zenerdiode D5; D6 über den Transistor T5; T6 wieder ausschaltet. Dieser Vorgang kann sich solange wiederholen, bis die Differenz der in den parasitären Induktivitäten des Kommutierungskreises gespeicherten Energie und der von dem Kondensator C1; C2 aufgenommenen Energie über den wiedereingeschalteten IGBT-Transistor T1; T2 an die Last abgeführt ist. Hierdurch ergibt sich eine wirkungsvolle Überwachung der Kollektor-Emitter-Spannung der beiden IGBT- Transistoren in deren ausgeschaltetem Zustand.In order to turn off the IGBT transistors T 1 ; T 2 to prevent exceeding the permissible reverse voltage is, parallel to the collector-gate path of each transistor T 1, T 2 is a high-blocking Zener diode D 5; D 6 - in series with a diode D 7 ; D 8 - switched. If the Zener voltage of the diode D 5 ; D 6 switches the voltage built up by the breakdown current via R 5 ; R 6 and T 5 ; T 6 the IGBT transistor T 1 , T 2, which has already been switched off via the drive circuit, again. As a result, the voltage across the IGBT transistor is reduced, which by drying up the breakdown current of the Zener diode D 5 ; D 6 via transistor T 5 ; T 6 switches off again. This process can be repeated until the difference between the energy stored in the parasitic inductances of the commutation circuit and that of the capacitor C 1 ; C 2 absorbed energy via the restarted IGBT transistor T 1 ; T 2 is dissipated to the load. This results in effective monitoring of the collector-emitter voltage of the two IGBT transistors in their switched-off state.
Die in der Serie mit der Zenerdiode D5; D6 liegende Diode D7; D8 verhindert, daß die Zenerdiode D5; D6 im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors in Durchlaßrichtung belastet wird.The in the series with the Zener diode D 5 ; D 6 lying diode D 7 ; D 8 prevents the Zener diode D 5 ; D 6 is loaded in the forward direction in the switched-on state of the IGBT transistor.
Um zu verhindern, daß ein Fehler auftritt, bei dem nur ein IGBT-Transistor geschaltet wird, was naturgemäß zu einer unzulässigen Spannungsbeanspruchung des jeweils anderen IGBT- Transistors führen würde, sollte jeder Fehler, der in einem der beiden Ansteuerkanäle auftritt, festgestellt werden und zu einem Abschalten beider IGBT-Transistoren T1; T2 führen. Zu diesem Zweck sind die beiden Ansteuerkanäle K1; K2 in der nachstehend erläuterten Weise mit Hilfe zweier Optokoppler IC13; IC14 gegenseitig verriegelt, wobei die Optokoppler für eine galvanische Trennung jener Abschnitte der Ansteuerkanäle sorgen, die nach den Impulsübertragern Ü1; Ü2 liegen und daher (unterschiedliches) Hochspannungspotential aufweisen.In order to prevent an error from occurring in which only one IGBT transistor is switched, which would naturally lead to an impermissible voltage stress on the other IGBT transistor, any error that occurs in one of the two control channels should be determined and closed switching off both IGBT transistors T 1 ; Lead T 2 . For this purpose, the two control channels K 1 ; K 2 in the manner explained below with the aid of two optocouplers IC 13 ; IC 14 interlocked with each other, the optocouplers ensure galvanic isolation of those sections of the control channels that follow the pulse transmitters Ü 1 ; Ü 2 lie and therefore have (different) high voltage potential.
Als wesentliche Fehler werden angesehen und daher überwacht:
The following are considered as essential errors and therefore monitored:
- a) Zu hoher Strom über den IGBT-Transistor T1; T2, was durch Überwachung der Kollektor- Emitter-Spannung im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors erfolgen kann.a) Excessive current through the IGBT transistor T 1 ; T 2 , which can be done by monitoring the collector-emitter voltage when the IGBT transistor is switched on.
- b) Absinken der in der Schaltung mit P 15.1, N5.1; P 15.2, N 5.1 bezeichneten Versorgungsspannungen der beiden Kanäle - im Ausführungsbeispiel +15 V/-5 V - unter einen bestimmten Wert.b) decrease in the circuit with P 15.1, N5.1; P 15.2, N 5.1 designated Supply voltages of the two channels - in the exemplary embodiment +15 V / -5 V - under one certain value.
Wie bereits erwähnt, wird der Strom durch den IGBT-Transistor T1; T2 mittelbar über die Spannung UCE des jeweiligen Transistors erfaßt.As already mentioned, the current through the IGBT transistor T 1 ; T 2 detected indirectly via the voltage U CE of the respective transistor.
Der Ausgang eines Komparators (Operationsverstärkers) IC15; IC16 liegt über einen Widerstand R17; R18 und die IR-Diode eines Optokopplers IC13; IC14 an positiver Versorgungsspannung. Im Rückkopplungszweig des Komparators IC15; IC16 liegt ein Widerstand R15; R16. Der nicht invertierende Eingang des Komparators IC15; IC16 liegt über einen Kondensator C5; C6 an Masse und über einen Widerstand R11; R12 an einer Zenerdiode D13; D14 mit zugehörigem Vorwiderstand R13; R14. Der invertierende Eingang des Komparators IC15; IC16 liegt über die Serienschaltung eines Widerstandes R9; R10 und einer Diode D11; D12 am Kollektor des IGBT-Transistors T1; T2.The output of a comparator (operational amplifier) IC 15 ; IC 16 is connected through a resistor R 17 ; R 18 and the IR diode of an optocoupler IC 13 ; IC 14 on positive supply voltage. In the feedback branch of the comparator IC 15 ; IC 16 is a resistor R 15 ; R 16 . The non-inverting input of the comparator IC 15 ; IC 16 lies across a capacitor C 5 ; C 6 to ground and via a resistor R 11 ; R 12 on a Zener diode D 13 ; D 14 with associated series resistor R 13 ; R 14 . The inverting input of the comparator IC 15 ; IC 16 is connected in series via a resistor R 9 ; R 10 and a diode D 11 ; D 12 at the collector of the IGBT transistor T 1 ; T 2 .
Vom Verbindungspunkt des Widerstandes R9; R10 mit der Diode D11; D12 führt einerseits ein Kondensator C3; C4 gegen Masse und andererseits ein Widerstand R7; R8, dem eine Diode D9; D10 parallel geschaltet ist, zu dem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe IC3; IC4.From the connection point of the resistor R 9 ; R 10 with the diode D 11 ; D 12 leads on the one hand a capacitor C 3 ; C 4 to ground and on the other hand a resistor R 7 ; R 8 , which is a diode D 9 ; D 10 is connected in parallel to the output of the second amplifier stage IC 3 ; IC 4 .
Der Kollektor des über einen Widerstand R21; R22 an positiver Versorgungsspannung liegenden Fototransistors des Optokopplers IC13; IC14 führt über eine Diode D18; D17 zu dem Ausgang des Komparators IC16; IC15.The collector of the resistor R 21 ; R 22 phototransistor of the optocoupler IC 13 connected to a positive supply voltage; IC 14 leads via a diode D 18 ; D 17 to the output of the comparator IC 16 ; IC 15 .
Im eingeschalteten Zustand des IGBT-Transistors T1; T2 wird an den Widerstand R7; R8 die positive Betriebsspannung (+15 V) gelegt, wodurch sich an der Anode der Diode D11; D12 eine um die Diodenschwelle höhere Spannung als am Kollektor des IGBT-Transistors T1; T2 einstellt. Bei ausgeschaltetem IGBT-Transistor T1; T2 trennt die Diode D11; D12 die Hochspannung von der UCE-Überwachungsschaltung. Das asymmetrische RCD-Glied R7, C3, D9; R8, C4, D10 verzögert die Stromüberwachung (UCE-Überwachung) solange, bis dynamische Überhöhungen der Kollektor-Emitter-Spannung während des Einschaltens abgeklungen sind.When the IGBT transistor T 1 ; T 2 is connected to the resistor R 7 ; R 8, the positive operating voltage (+15 V), whereby the anode of the diode D 11 ; D 12 a voltage higher by the diode threshold than at the collector of the IGBT transistor T 1 ; T 2 sets. When the IGBT transistor T 1 is switched off ; T 2 separates the diode D 11 ; D 12 the high voltage from the U CE monitoring circuit. The asymmetrical RCD element R 7 , C 3 , D 9 ; R 8 , C 4 , D 10 delays current monitoring (U CE monitoring) until dynamic increases in the collector-emitter voltage have subsided during switch-on.
Am Komparator IC15; IC16 wird die UCE-Spannung des IGBT-Transistors T1; T2 mit der durch die Zenerdiode D13; D14 gebildeten Spannung verglichen. Bei Überschreiten dieser Ansprechspannung wird über ein Siebglied R19, C7; R20, C8, welches zwischen der Anode der Diode D17; D18 und Masse liegt, einerseits ein Speicher IC5, IC7; IC6, IC8 gesetzt und andererseits über den Optokoppler IC13, IC14 das Fehlersignal an den anderen Ansteuerkanal übertragen, wo gleichfalls der Fehlerspeicher IC6, IC8; IC5, IC7 gesetzt wird. Die angesprochenen Fehlerspeicher bestehen im vorliegenden Fall je aus zwei gekoppelten NAND- Gliedern IC5, IC7; IC6, IC8, wobei ein Eingang des ersten NAND-Gliedes IC5; IC6 über einen Widerstand R23; R24 an positiver Betriebsspannung und über einen Kondensator C9; C10 an Masse liegt.At the comparator IC 15 ; IC 16 is the U CE voltage of the IGBT transistor T 1 ; T 2 with the through the Zener diode D 13 ; D 14 formed voltage compared. If this response voltage is exceeded, a filter element R 19 , C 7 ; R 20 , C 8 , which is between the anode of the diode D 17 ; D 18 and ground, on the one hand a memory IC 5 , IC 7 ; IC 6 , IC 8 set and on the other hand via the optocoupler IC 13 , IC 14 transmit the error signal to the other control channel, where the error memory IC 6 , IC 8 ; IC 5 , IC 7 is set. In the present case, the mentioned error memories each consist of two coupled NAND elements IC 5 , IC 7 ; IC 6 , IC 8 , wherein an input of the first NAND gate IC 5 ; IC 6 via a resistor R 23 ; R 24 at positive operating voltage and via a capacitor C 9 ; C 10 is at ground.
Zur Überwachung der Versorgungsspannungen der beiden auf Hochspannungspotential liegenden Ansteuerungskanäle ist ein Transistor T7, T8 vorgesehen. Der Transistor T7, T8 weist einen Kollektorwiderstand R25; R26 auf, wobei der Kollektor einerseits über eine Diode D19, D20 mit einem Eingang des Speichers IC5, IC7; IC6, IC8 und andererseits mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes R19; R20 mit dem Kondensator C7; C8 verbunden ist. Die Basis des Transistors T7; T8 liegt über eine Zenerdiode D21; D22 an der negativen Versorgungsspannung (-5 V) und über einen Widerstand R29; R30 an der positiven Versorgungsspannung (+15 V), an welcher auch der Emitter über einen Widerstand R27, R28 liegt.A transistor T 7 , T 8 is provided for monitoring the supply voltages of the two control channels at high voltage potential. The transistor T 7 , T 8 has a collector resistor R 25 ; R 26 , the collector on the one hand via a diode D 19 , D 20 with an input of the memory IC 5 , IC 7 ; IC 6 , IC 8 and on the other hand with the connection point of the resistor R 19 ; R 20 with the capacitor C 7 ; C 8 is connected. The base of transistor T 7 ; T 8 is connected to a Zener diode D 21 ; D 22 at the negative supply voltage (-5 V) and via a resistor R 29 ; R 30 at the positive supply voltage (+15 V), at which the emitter is also connected via a resistor R 27 , R 28 .
Somit wird die Versorgungsspannung mit Hilfe der eben beschriebenen Überwachungsspannung kontrolliert, da eine zu niedrige Versorgungsspannung eine zu geringe Spannung am Gate des IGBT-Transistors T1; T2 bedeutet, was zu einer Steigerung der Schaltverluste und somit zu einer unzulässigen Temperaturüberhöhung der IGBT-Transistoren führen kann.The supply voltage is thus checked with the aid of the monitoring voltage just described, since a supply voltage that is too low, a voltage that is too low at the gate of the IGBT transistor T 1 ; T 2 means what can lead to an increase in switching losses and thus to an inadmissible temperature rise of the IGBT transistors.
Mit Hilfe der Zenerdiode D21; D22 wird die benötigte Referenzspannung gebildet und über die Diode D19; D20 wird der Speicher IC5, IC7; IC6, IC8 gesetzt. Eine vom Ausgang des Speichers IC5, IC7; IC6, IC8 zum nicht invertierenden Eingang des Komparators IC15; IC16 führende Diode D15; D16 bringt diesen Komparator zum Ansprechen, wodurch über dessen Ausgang die Übertragung des Fehlersignals zum anderen Ansteuerkanal analog zur Stromüberwachung der IGBT-Transistoren abläuft.With the help of the Zener diode D 21 ; D 22 the required reference voltage is formed and the diode D 19 ; D 20 is the memory IC 5 , IC 7 ; IC 6 , IC 8 set. One from the output of the memory IC 5 , IC 7 ; IC 6 , IC 8 to the non-inverting input of the comparator IC 15 ; IC 16 leading diode D 15 ; D 16 triggers this comparator, whereby the transmission of the error signal to the other control channel takes place via its output, analogously to the current monitoring of the IGBT transistors.
Die genannten Maßnahmen gewährleisten, daß auch im Fehlerfall die Zeitunterschiede beim Ausschaltvorgang minimiert werden, wodurch sich die geforderte symmetrische Spannungsaufteilung auf die beiden in Serie geschalteten IGBT-Transistoren ergibt und ein Schaltvorgang nur eines der beiden Transistoren verhindert wird.The measures mentioned ensure that the time differences in the event of a fault Switch-off process can be minimized, which results in the required symmetrical Voltage distribution on the two IGBT transistors connected in series results in and on Switching process only one of the two transistors is prevented.
Claims (3)
daß parallel zu der Kollektor- Gate-Strecke jedes IGBT-Transistors (T1; T2) eine Zener-Diode (D5; D6) in Reihe mit einer Diode (D7; D8) vorgesehen ist,
daß parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke jedes IGBT- Transistors ein Widerstand (R3; R4) zur statischen Spannungsaufteilung sowie eine RCD-Schaltung (R1, C1, D1; R2, C2, D2) geschaltet sind,
daß jeder Ansteuerkanal (K1; K2) eine Torschaltung (IC9; IC10) aufweist, die einerseits in Steuerabhängigkeit vom gemeinsamen Impulsgenerator (G) und andererseits von der Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) steht, die ihrerseits in Steuerabhängigkeit einerseits von der Überwachungsschaltung (D13, IC15; D14, IC16) desselben Ansteuerkanals (K1, K2) und andererseits der Überwachungsschaltung des anderen Ansteuerkanals steht, derart, daß bei Überschreiten des Maximalwerte der Spannung über einem Schalter die Speicherschaltung (IC5, IC7; IC6, IC8) ein Sperrsignal an die Torschaltung (IC9, IC10) abgibt.1. Control circuit for two series-connected, controlled switches (T1, T2) of a clocked converter with a connection voltage that is higher than the permissible operating voltage of a single switch, the two switches (T1, T2) via two separate control channels (K1, K2 ) are clocked by a common pulse generator (G) to generate a square-wave pulse and each control channel (K1; K2) has a monitoring circuit (D13, IC15; D14, IC16) for the switch (T1; T2) of the corresponding control channel (K1; K2) has lying voltage and the monitoring circuit (D13, IC15; D14, IC16) triggers a blocking signal at a memory circuit (IC5, IC7; IC6, IC8) when a predetermined maximum value of the voltage is exceeded, characterized in that the switches (T1, T2 ) IGBT transistors are
that a Zener diode (D5; D6) is provided in series with a diode (D7; D8) parallel to the collector-gate path of each IGBT transistor (T1; T2),
that a resistor (R3; R4) for static voltage distribution and an RCD circuit (R1, C1, D1; R2, C2, D2) are connected in parallel to the collector-emitter path of each IGBT transistor,
that each control channel (K1; K2) has a gate circuit (IC9; IC10), which is dependent on the one hand on the control of the common pulse generator (G) and on the other hand on the memory circuit (IC5, IC7; IC6, IC8), which in turn depends on the one hand on the Monitoring circuit (D13, IC15; D14, IC16) of the same control channel (K1, K2) and on the other hand the monitoring circuit of the other control channel is such that when the maximum value of the voltage across a switch is exceeded, the memory circuit (IC5, IC7; IC6, IC8) is on Sends the blocking signal to the gate circuit (IC9, IC10).
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