DE1913368C3

DE1913368C3 - Electrical circuit for converting rectangular pulses into sawtooth-shaped pulses

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Publication number: DE1913368C3
Application number: DE19691913368
Authority: DE
Inventors: Ciarens Robert Chicago IU.(V.St.A.) Wallingford
Original assignee: AGA AB
Current assignee: AGA AB
Priority date: 1968-03-20
Filing date: 1969-03-17
Publication date: 1977-02-10

Description

4040

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zur Umwandlung unipolarer, im wesentlichen rechteckiger Steuerimpulse in sägezahnförmige Impulse durch Auf- und Entladen von Kapazitäten in einer Kapazitäten· Widerstandskombination, deren Zeitverhalten in den beiden Vorgängen (Aufladen und Entladen) stark unterschiedlich ist, unter Verwendung eines Transistors mit einer spannungsabhängigen Kapazität zwischen Kollektor und Basis.The invention relates to an electrical circuit for converting unipolar, substantially rectangular ones Control impulses in sawtooth-shaped impulses by charging and discharging capacities in a capacitance Resistance combination, the time behavior of which in the two processes (charging and discharging) is very different is, using a transistor with a voltage dependent capacitance between Collector and base.

In einer bekannten elektrischen Schaltung eines Spitzengleichrichters (VStA.-PS 34 69 111) wirkt die Basis-Emitterstrecke eines in Kollektorschaltung betriebenen Transistors als Gleichrichter. Der Ableitwiderstand wird durch einen Ohmsciien Widerstand und die KoI-lektor-Emitterstrecke eines weiteren Transistors gebildet, die während des Auftretens des Spitzenwertes einen niedrigen Widerstand hat, sonst jedoch einen unendlich hohen, so daß die Ausgangsspannung, die durch einen eigenen Glättungskoridensator gestützt ist, jeder Änderung des Spitzenwertes rasch folgen kann, zwischen den Spitzenwerten aber nicht absinkt. Die Basiskollektorkapazität des gleichrichtenden Transistors wirkt schädlich, und ihre absinkende Ladung zwischen den Impulsen setzt die angestrebte Konstanz der Ausgangsspannung herab.In a known electrical circuit of a peak rectifier (VStA.-PS 34 69 111) is the base-emitter path a transistor operated in a collector circuit as a rectifier. The leakage resistance is made by an ohmic resistor and the KoI-lektor-emitter path another transistor formed during the occurrence of the peak value has a low resistance, but otherwise an infinitely high resistance, so that the output voltage passing through its own smoothing capacitor is supported, every change in the peak value can quickly follow, between but does not decrease from the peak values. The base collector capacitance of the rectifying transistor has a harmful effect, and its decreasing charge between the pulses sets the desired constancy of the output voltage down.

Mit der Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine Schaltung zur Erzeugung einer Sägezahnspannung anzugeben, die einfach im Aufbau ist und dennoch eine gute Linearität der Flanken jedes Sägezahnimpulses liefertThe object of the invention is to be achieved, a circuit for generating a sawtooth voltage indicate that is simple in structure and yet has good linearity of the edges of each sawtooth pulse supplies

Die erfundene Schaltung zeichnet sich dadurch aus, daß zwischen einer Eingangsklemme zur Zuführung der Steuerimpulse und der Basis des in Kollektorschaltung betriebenen Transistors eine Diode eingeschaltet ist, die die Steuerimpulse zur Basis weiterleitet und die während der Impulslücken gesperrt ist, und ferner dadurch, daß die Kollektor-Basiskapazität als Ladekapazität dient, während die steuerstromabhängige Kombination aus Emitterwiderstand und Basis-Emitterstrecke den Ladewiderstand des Zeitgliedes bildetThe invented circuit is characterized by that between an input terminal for supplying the control pulses and the base of the collector circuit operated transistor a diode is switched on, which forwards the control pulses to the base and the while the impulse gaps is blocked, and further thereby, that the collector base capacity serves as the charging capacity, while the control current-dependent combination forms the charging resistor of the timing element from the emitter resistor and the base-emitter path

Mit dieser Ausbildung wird die allgemein als schädlich angesehene und durchweg durch sogenannte Neutralisation kompensierte Kollektor-Basiskapazität eines Transistors nutzbringend angewandt Dazu kommt noch der besondere Vorteil, daß die Spannungsabhängigkeit dieser Kapazität ebenfalls vorteilhaft im Sinne einer Linearisierung der Ausgangsspannung istWith this training, the generally regarded as harmful and consistently through so-called neutralization Compensated collector base capacitance of a transistor usefully applied there is also the special advantage that the voltage dependence this capacity is also advantageous in terms of a linearization of the output voltage is

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird das Ausgangssignal über einen Invertierkreis mit einem zwischen Sättigung und Sperrung wechselnden Transistor auf den Eingang zurückgeführt so drß die Gesamtanordnung einen Sägezahnoszillator darstellt Die Schaltung kann so abgewandelt werden, daß sie eine konstante Gleichspannung abgibt, deren Höhe von der Amplitude der Eingangsimpulse im wesentlichen proportional abhängtIn a further advantageous embodiment of the invention the output signal is via an inverting circuit with one between saturation and blocking alternating transistor fed back to the input so the overall arrangement dries a sawtooth oscillator The circuit can be modified in such a way that it emits a constant DC voltage, whose The amount of the amplitude of the input pulses depends essentially proportionally

Diese und weitere Eigenschaften der erfundenen Schaltung ergeben sich aus den Ansprüchen und werden in der nachfolgenden Beschreibung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert In der Zeichnung zeigen: These and other properties of the invented circuit result from the claims and become explained in the following description based on exemplary embodiments.

F i g. 1 the circuit diagram of a signal generator,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild für den Transistor der Fig. 1,F i g. 2 an equivalent circuit diagram for the transistor of FIG. 1,

Fig 3 die an verschiedenen Stellen der Schaltungen nach F i g. 1,2,4 und 5 auftretenden Signale, und3 the at different points of the circuits according to FIG. 1,2,4 and 5 occurring signals, and

F i g. 4 and 5 additional embodiments.

Die Schaltung 10 nach F i g. 1 umfaßt einen Transistor 11. der zwischen einem Elektrodenpaar eine Eigenkapazität aufweist Dieses Elektrodenpaar besteht aus der Basis 12 und dem Kollektor 13, der an einer Vorspannung Vt liegt Die dritte Elektrode ist der Emitter 14.The circuit 10 of FIG. 1 comprises a transistor 11. the one between a pair of electrodes Has self-capacitance This pair of electrodes consists of the base 12 and the collector 13, which is on The third electrode is the emitter 14.

Eine Diode 15 liegt zwischen der Eingangsklemme der Schaltung und der Basis 12. Zur Eingangsklemme gelangt ein Steuersignal, bestehend aus einem Impulszug, der die Ladung der Eigenkapazität von einem ersten Wert, entsprechend dem aufgeladenen Zustand, zu einem zweiten Wert, entsprechend dem entladenen Zustand, ändert Bei einer folgenden Aufladung der Eigenkapazität am Ende eines Impulses fließt wegen der Sperrung der Diode 15 eine Ladung durch den Emitter und lädt die Kapazität wieder auf. Die Aufladezeit wird bestimmt durch das Verstärkungsmaß β des Transistors 11, die Größe der Basis-Kollektor-Kapazität und die Belastungsimpedanz, die als Widerstand 16 zwischen dem Emitter 14 und Masse liegt. Das Ausgangssignal erscheint an einer Klemme 17.A diode 15 is located between the input terminal of the circuit and the base 12. A control signal, consisting of a pulse train, reaches the input terminal, which changes the charge of the self-capacitance from a first value, corresponding to the charged state, to a second value, corresponding to the discharged state, When the self-capacitance is subsequently charged at the end of a pulse, a charge flows through the emitter because of the blocking of the diode 15 and charges the capacitance again. The charging time is determined by the gain β of the transistor 11, the size of the base-collector capacitance and the load impedance, which is the resistor 16 between the emitter 14 and ground. The output signal appears at a terminal 17.

F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für den Transistor 11. Zwischen der Basis 12 und der eigentlichen Basis 19 liegt ein Basiswiderstand 18, und zwischen dem Kollektor 13 und der eigentlichen Basis 19 eine Kapazität 20, die der zwischen diesen Elektroden vorhandenen Eigenkapazität entspricht Die Parallelschaltung einesF i g. 2 shows an equivalent circuit diagram for the transistor 11. Between the base 12 and the actual base 19 there is a base resistor 18, and between the collector 13 and the actual base 19 a capacitance 20, which corresponds to the self-capacitance existing between these electrodes

Widerstandes 21 und einer Kapazität 22 liegt zwischen der eigentlichen Basis 19 und dem Emitter 14, und zwischen Kollektor 13 und Emitter 14 liegt eine Stromquelle 23.Resistor 21 and a capacitance 22 is between the actual base 19 and the emitter 14, and between A current source 23 is connected to the collector 13 and emitter 14.

Zur Erörterung der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g-1 wird der Transistor 11 durch F i g. 2 ersetzt Es sei davon ausgegangen, daß die Anfangsspannung der Basis 12 den Transistor 11 sperrt Der erste Wert der Ladung der Kapazität 20 entspricht deren Spannung, die dann im wesentlichen mit der Vorspannung Vi übereinstimmtIn order to discuss the operation of the circuit of FIG. 1, transistor 11 is represented by FIG. It is assumed that the initial voltage of the base 12 blocks the transistor 11. The first value of the charge on the capacitance 20 corresponds to its voltage, which then essentially corresponds to the bias voltage Vi

Das Eingangssignal ist in F i g. 3 durch die Kurve A dargestellt und besteht aus rechteckigen Impulsea Auch andere Signalformen sind möglich.The input signal is in FIG. 3 is represented by curve A and consists of rectangular pulses a Other signal forms are also possible.

Wenn ein Impuls zur Basis 12 gelangt, wird der Transistor 11 durchlässig. Der Strom fließt durch den Emitter 14 und den Widerstand 16 und erzeugt an der Ausgangsklemme 17 ein Ausgangssignal nach der Kurve B in F i g. 3. Bei durchlässigem Ί fansistor ist die Ladung der Kapazität 20 auf einen niedrigen zweiten Wert reduziert der der Differenz zwischen der Vorspannung Vi und der Spannung des Eingangsimpulses gleich istWhen a pulse reaches base 12, transistor 11 becomes conductive. The current flows through the emitter 14 and the resistor 16 and generates an output signal at the output terminal 17 according to curve B in FIG. 3. In the case of a permeable Ί fansistor, the charge of the capacitance 20 is reduced to a low second value which is equal to the difference between the bias voltage Vi and the voltage of the input pulse

Es sei jetzt angenommen, daß sich der Transistor 11 im aktiven Zustand befindet Der Augenblickwert der Spannung am Emitter 14 erscheint an der Klemme 17 und entspricht dem Teil Bi der Kurve B. Diese Spannung ist im wesentlichen gleich der Spannung des Impulses an der Basis 12 abzüglich des kleinen Spannungsabfalls zwischen Basis und Emitter. Wäre der Transistor 11 aber gesättigt, würde die Spannung an der Klemme 17, d. h. die Amplitude von Bi, etwa gleich der Vorspannung Vi sein. In diesem Falle sollte die Diode 15 durch einen Reihenwiderstand geschützt werden. It is now assumed that the transistor 11 is in the active state. The instantaneous value of the voltage at the emitter 14 appears at the terminal 17 and corresponds to part Bi of the curve B. This voltage is essentially equal to the voltage of the pulse at the base 12 minus the small voltage drop between base and emitter. If transistor 11 were saturated, however, the voltage at terminal 17, ie the amplitude of Bi, would be approximately equal to the bias voltage Vi. In this case, the diode 15 should be protected by a series resistor.

Die Ladung der Kapazität 20 und somit die Ausgangsamplitude bleibt bis zum Ende des Steuerimpulses konstant, unabhängig davon, ob der Transistor U gesättigt oder im aktiven Zustand ist Nach Beendigung des Impulses würde die Kapazität 20 normalerweise über denselben Stromweg aufgeladen werden, der jedoch in dieser Richtung durch die Diode 15 gesperrt ist Der Strom muß daher zwischen dem Emitter 14 und der eigentlichen Basis 19 fließen. Dabei liefert die Stromquelle 23 einen Strom, der etwa gleich dem 0-fachen des zum Emitter 14 fließenden Basisstroms ist so daß bei der Wiederaufladung der Kapazität 20 nach Beendigung eines Steuerimpulses der mit (1 + ß) multiplizierte Basisstrom vom Emitter 14 über den Widerstand 16 nach Masse fließt Diese Wiederaufladung ist langsam im Vergleich zur Entladung, wie durch den Kurventeil Bi dargestellt. Da der Widerstand 16 von etwa dem 0-fachen Basisstrom durchflossen wird, ist die Zeitkonstante für die Aufladung vom Widerstandswert 16, dem Verstärkungsmaß β und der Kapazität 20 abhängig. Sollte es erwünscht sein, diese Zeitspanne noch zu verlängern, kann dies durch bekannte Mittel erreicht werden, z. B. dadurch, daß der Transistor 11 durch ein Transistorpaar in Darlington-Schaltung mit einem effektiven Verstärkungsmaß von ß² ersetzt wird.The charge of the capacitance 20 and thus the output amplitude remains constant until the end of the control pulse, regardless of whether the transistor U is saturated or in the active state is blocked by the diode 15. The current must therefore flow between the emitter 14 and the actual base 19. The current source 23 supplies a current that is approximately equal to 0 times the base current flowing to the emitter 14 so that when the capacitor 20 is recharged after a control pulse has ended, the base current from the emitter 14 via the resistor 16 multiplied by (1 + β) flows to ground This recharge is slow compared to the discharge, as shown by the curve part Bi . Since approximately 0 times the base current flows through the resistor 16, the time constant for charging depends on the resistance value 16, the gain β and the capacitance 20. Should it be desired to extend this period of time, this can be achieved by known means, e.g. B. in that the transistor 11 is replaced by a pair of transistors in a Darlington circuit with an effective gain of β ² .

Wenn das Steuersignal aus Rechteckimpulsen besteht ergibt sich an der Klemme 17 eine wechselstromförmige Ausgangsspannung. Am Ende jedes Steuerimpulses lädt sich der Kondensator 20 auf, bis der ursprüngliche Spannungswert wieder vorhanden und der Transistor 11 gesperrt ist. Wenn aber die Impulslücken klein genug sind, damit der folgende Impuls zur Basis 12 gelangt bevor das Wiederaufladen beendigt ist, wird sich die Kapazität 20 beim Eintreffen des folgenden Im-If the control signal consists of square-wave pulses, there is an alternating current at terminal 17 Output voltage. At the end of each control pulse, the capacitor 20 charges up to the original Voltage value is available again and transistor 11 is blocked. But if the impulse gaps are small enough that the following pulse will reach base 12 before recharging is complete the capacity 20 increases when the following import

pulses schnell entladen, ohne daß der Transistor 11 den Sperrzustand erreicht Ia diesem Fall ergibt sich an der Klemme 17 eine abgeänderte Signalform. Abgeänderte Signalformen entstehen auch, wenn die Steuerimpulse verschiedene Amplituden haben.pulses quickly discharged without the transistor 11 den In this case, the signal form at terminal 17 is modified. Modified Signal forms also arise when the control pulses have different amplitudes.

Unter der Annahme, daß die Impulslücken groß genug sind, lädt sich die Kapazität 20 auf die Anfangsspannung auf. Bei einem normalen Transistor ist der Wert der Kapazität 20 nicht konstant sondern etwa umgekehrt proportional zur Spannung. Bei anwachsender Spannung nimmt also der Kapazitätswert ab, und es ergibt sich ein mehr linearer Verlauf des Kurventeils Bi, als wenn der Kapazitätswert konstant wäre.Assuming that the pulse gaps are large enough, the capacitance 20 charges to the initial voltage. In a normal transistor, the value of the capacitance 20 is not constant but approximately inversely proportional to the voltage. As the voltage increases, the capacitance value decreases and the curve part Bi is more linear than if the capacitance value were constant.

F i g. 4 zeigt einen Signalerzeuger 25, der entweder durch auswärtige Triggerimpulse oder als selbständiger Oszillator arbeiten kann, je nachdem, ob die Klemme 26 mit einer Eingangsklemme 27 oder mit einer Klemme 28 verbunden ist Für die beiden Schaltungsmöglichkeiten ergeben sich zwei verschiedene Ausführungsformen der Erfindung.F i g. 4 shows a signal generator 25, which either by external trigger pulses or as an independent The oscillator can work, depending on whether terminal 26 is connected to an input terminal 27 or to a terminal 28 is connected There are two different embodiments for the two circuit options the invention.

Der Signalerzeuger 25 umfaßt außer der Schaltung 10 einen zur Signalformung dienenden Invertierkreis 29 mit einem Transistor 30, der gesättigt wird, wenn die Amplitude an der Klemme 17 sich in einer Richtung um einen vorbestimmten Betrag ändert, und gesperrt wird, wenn die Amplitude sich in der anderen Richtung um einen vorbestimmten Betrag ändert Emitter, Basis und Kollektor des Transistors 30 sind mit einer Vorspannung V3 über einen Widerstand 31 mit der Klemme 17 bzw. über einen Widerstand 32 mit der Vorspannung V2 verbunden. Das Ausgangssignal erscheint an dem mit der Klemme 28 verbundenen Kollektor. Der Invertierkreis 29 kann auch anderer Ausführung sein. z. B. kann ein Schmitt-Trigger verwendet werden.In addition to the circuit 10, the signal generator 25 comprises an inverting circuit 29 which is used for signal shaping and has a transistor 30 which is saturated when the amplitude at the terminal 17 changes in one direction by a predetermined amount and is blocked when the amplitude changes in the the other direction changes by a predetermined amount. The emitter, base and collector of the transistor 30 are connected to a bias voltage V3 via a resistor 31 to the terminal 17 and via a resistor 32 to the bias voltage V2 . The output signal appears at the collector connected to terminal 28. The inverting circuit 29 can also be of a different design. z. B. a Schmitt trigger can be used.

Bei der als Oszillator arbeitenden Ausführungsform erzeugt der Invertierkreis 29 das Steuersignal. In diesem Fall ist ein Rückkopplungsweg von der Klemme 28 über den Schalterarm zur Klemme 26 wirksam.In the embodiment operating as an oscillator, the inverting circuit 29 generates the control signal. In this In this case, a feedback path from terminal 28 via the switch arm to terminal 26 is effective.

An der Klemme 17 erscheint das Signal nach Kurve B der F i g. 3 und gelangt zum Invertierkreis 29, der Ausgangsimpulse passender Dauer am Kollektor des Transistors 30 erzeugt.At terminal 17, the signal appears according to curve B in FIG. 3 and arrives at the inverting circuit 29, which generates output pulses of a suitable duration at the collector of transistor 30.

Zur Erläuterung der Arbeitsweise sei zuerst angenommen, daß der Transistor 30 gesperrt ist Die Ausgangsamplitude an der Klemme 17 hat dann etwa den Wert 0. Wie in F i g. 3 dargestellt steigt die Amplitude an der Klemme 17 sehr schnell an, wenn ein Steuerimpuls zur Basis des Transistors 11 gelangt, und sättigt den Transistor 30. Nach Beendigung des Impulses nimmt die Amplitude an der Basis des Transistors 30 bis zu einem vorbestimmten Wert ab, wodurch der Transistor 30 gesperrt wird. Dieser Wert kann z. B. durch Änderung der Vorspannungen oder der Widerstandswerte zur Einstellung der Impulslänge geändert werden. Der Invertierkreis 29 besitzt eine gewisse Verzögerung wegen der endlichen Schaltzeit des Transistors 30. Wenn die Klemmen 28 und 26 miteinander verbunden sind, arbeitet die Schaltung als Oszillator. Die Schaltung 25 kann in dieser Weise als Impulsgenerator, monostabiler Multivibrator, Oszillator usw. arbeiten, obwohl keine äußere Kapazität vorhanden ist.To explain the mode of operation, it is first assumed that transistor 30 is blocked. The output amplitude at terminal 17 then has approximately the value 0. As in FIG. 3 shows the amplitude increases at terminal 17 very quickly when a control pulse reaches the base of transistor 11, and saturates the transistor 30. After the end of the pulse, the amplitude at the base of the transistor 30 increases down to a predetermined value, whereby the transistor 30 is blocked. This value can e.g. B. changed by changing the bias voltages or the resistance values for setting the pulse length will. The inverting circuit 29 has a certain delay because of the finite switching time of the transistor 30. When terminals 28 and 26 are connected together, the circuit works as an oscillator. The circuit 25 can work in this way as a pulse generator, monostable multivibrator, oscillator, etc. although there is no external capacity.

F i g. 5 zeigt einen Oszillator 33, der z. B. eine verhältnismäßig konstante Gleichspannung erzeugen kann, wenn das Steuersignal der Kurve C in F i g. 3 entspricht Der Oszillator 33 umfaßt Transistoren 34 und 35 mit zwischen Basis und Kollektor vorhandenen, gestrichelt angedeuteten Eigenkapazitäten 20a und 206 sowie Dioden 38 und 39, über die der Steuerimpuls denF i g. 5 shows an oscillator 33 which e.g. B. a relatively can generate constant DC voltage when the control signal of curve C in FIG. 3 corresponds The oscillator 33 comprises transistors 34 and 35 with present between the base and collector, shown in dashed lines indicated internal capacities 20a and 206 and diodes 38 and 39, through which the control pulse the

Basen der Transistoren 34 bzw. 35 zugeführt wird, und die Ladung der Kondensatoren 20a und 206 von einem ersten zu einem zweiten Wert ändert. Nach Beendigung des Steuerimpulses sind die Dioden 38 und 39 gesperrt, und ein Strom fließt zwischen dem Emitter des Transistors 34 und dem Kollektor des Transistors 35, wodurch die Ladungen der Kapazitäten 20a und 206 einen dritten Wert annehmen. Die genannten Werte brauchen nicht für beide Kondensatoren übereinzustimmen. Bases of transistors 34 and 35, respectively, and the charge of capacitors 20a and 206 from one first changes to a second value. After the end of the control pulse, diodes 38 and 39 are blocked, and a current flows between the emitter of transistor 34 and the collector of transistor 35, whereby the charges of the capacitors 20a and 206 assume a third value. The values mentioned do not need to match for both capacitors.

Bei passender Bemessung der Kreiskonstanten, z. B. wenn die Transistoren 34 und 35 ähnliche Kennlinien haben und die Kapazitäten 20a und 206 gleich sind, laden sich diese etwa gleich schnell zu den dritten Spannungswerten in einer Zeitspanne auf, die von den Verstärkungsmaßen, den Kapazitäten 20a und 206 und den Belastungswiderständen abhängig ist.If the circular constants are appropriately dimensioned, e.g. B. if the transistors 34 and 35 have similar characteristics and the capacitances 20a and 206 are the same, they charge at about the same rate to the third voltage values in a period of time that depends on the gain measures, the capacitances 20a and 206 and the Load resistances is dependent.

Zwischen dem Emitter des Transistors 34 und dem Kollektor des Transistors 35 liegt ein Belastungswiderstand 36 zur Erzeugung des Ausgangssignals an einer mit dem Mittelpunkt des Widerstandes 36 verbundenen Klemme 37. Das Ausgangssignal besteht während der genannten Zeitspanne mit einer Amplitude gleich der halben Amplitude des Steuerimpulses.There is a load resistor between the emitter of transistor 34 and the collector of transistor 35 36 for generating the output signal at a point connected to the center point of the resistor 36 Terminal 37. The output signal exists during the period mentioned with an amplitude equal to that half the amplitude of the control pulse.

Zum Schutz der Diode 39 ist er in Serie mit einem Widerstand 40 geschaltet. Ein ähnlicher Widerstand kann auch in Serie mit der Diode 38 liegen.To protect the diode 39, it is connected in series with a resistor 40. A similar resistance can also be in series with diode 38.

Was die Wirkungsweise des Oszillators 33 betrifft, kann das Ersatzschaltbild nach F i g. 2 für jeden der Transistoren 34 und 35 angewandt werden. Ein Steuerimpuls entsprechend dem Kurventeil Ci der F i g. 3 gelangt gleichzeitig zu den Basen der Transistoren 34 und 35. Vor der Ankunft dieses Impulses hatte jede der Kapazitäten 20a und 206 den ersten vorbestimmten Ladungswert. Wenn das Steuersignal aus einem Impulszug besteht, stimmt dieser erste Wert mit dem dritten vorbestimmten Ladungswert überein, der von dem vorhergehenden Impuls erzeugt wurde. An der Kapazität 20a erzeugt der erste Ladungswert die Spannung V4-C0/2, wo Cs die Amplitude des vorhergehenden Impulses und V* die Kollektorvorspannung des Transistors 34 bedeuten. In ähnlicher Weise erzeugt der erste Ladungswert am Kondensator 206 die Spannung Oa/2. As far as the mode of operation of the oscillator 33 is concerned, the equivalent circuit diagram according to FIG. 2 for each of the transistors 34 and 35 can be applied. A control pulse corresponding to the curve part Ci of FIG. 3 passes simultaneously to the bases of transistors 34 and 35. Before the arrival of this pulse, each of the capacitors 20a and 206 had the first predetermined charge value. If the control signal consists of a train of pulses, this first value corresponds to the third predetermined charge value generated by the previous pulse. The first charge value generates the voltage V4-C0 / 2 at capacitance 20a, where Cs denotes the amplitude of the previous pulse and V * denotes the collector bias voltage of transistor 34. Similarly, the first level of charge on capacitor 206 creates the voltage Oa / 2.

Es ist zu beachten, daß nach dem Empfang des allerersten Steuerimpulses der erste Ladungswert an den Kapazitäten 20a und 206 von den Eigenschaften der Schaltung im Gleichgewicht abhängen und von den genannten Werten abweichen können.It should be noted that after receiving the very first Control pulse the first charge value on the capacitors 20a and 206 of the properties of the The circuit depends on the equilibrium and can deviate from the stated values.

Beim Empfang eines Steuerimpulses Ci nach F i g. 3 sind die Transistoren 34 und 35 derart vorgespannt, daß der Transistor 34 durchlässig und der Transistor 35 gesättigt ist. Die Ladungen der Kapazitäten 20a und 2Oo wechseln schnell zu den zweiten Werten. Da O die Amplitude des empfangenen Steuerimpulses ist, ergeben sich die zweiten Spannungswerte der Kapazitäten 20a und 206 als Vi-Ci bezw. 0, wie durch Di bzw.fi in F i g. 3 veranschaulichtWhen receiving a control pulse Ci according to FIG. 3, transistors 34 and 35 are biased such that transistor 34 is conductive and transistor 35 is saturated. The charges of the capacities 20a and 20o quickly change to the second values. Since O is the amplitude of the received control pulse, the second voltage values of the capacitors 20a and 206 result as Vi-Ci respectively. 0, as indicated by Di or fi in Fig. 3 illustrates

Unter der Annahme, daß O groß im Vergleich zu den Spannungsabfällen in den Dioden 3* und 39 und zwischen Basis und Emitter des Transistors 34 ist, beträgt die Ausgangsamplitude an der Klemme 37 im wesentlichen die Hälfte der Amplitude des zugeführten Steuerimpulses O. Dieser Wert bleibt im wesentlichen konstant Ibis zur Beendigung des Impulses.Assuming that O is large compared to the voltage drops in the diodes 3 * and 39 and between the base and emitter of the transistor 34, the output amplitude at the terminal 37 is essentially half the amplitude of the control pulse O. This value remains essentially constant ibis at the termination of the pulse.

Nach der Beendigung des Impulses sind, wie im Zu sammenhang mit F i g. 1 bemerkt wurde, die Dioden 31 und 39 gesperrt. Der Strom fließt durch die Transisto ren 34 und 35 über den Widerstand 36 und spannt die Transistoren in den aktiven Arbeitsbereich vor, wo durch die Basis-Kollektor-Spannungen langsam anwachsen und die Kapazitäten 20a und 206 sich langsarr zum dritten vorbestimmten Wert entsprechend V4-C1/2 bzw. Ci/2 aufladen, wie durch Di und £2 in F i g. 3 veranschaulicht. Wenn die Impulse relativ dich) eintreffen, kann es vorkommen, daß die Kapazitäter 20a und 206 beim Eintreffen des folgenden Impulses nicht bis zu den angegebenen Werten aufgeladen worden sind. In diesem Falle entsprechen die dritten vorbe-After the end of the pulse, as in connection with FIG. 1 was noticed, the diodes 31 and 39 blocked. The current flows through the transistors 34 and 35 via the resistor 36 and biases the transistors into the active working area, where the base-collector voltages slowly increase and the capacitances 20a and 206 slowly increase to the third predetermined value corresponding to V4-C1 Charge / 2 or Ci / 2, as indicated by Di and £ 2 in FIG. 3 illustrates. If the pulses arrive relatively close, it is possible that capacitors 20a and 206 have not been charged to the specified values when the next pulse arrives. In this case, the third

i<; stimmten Werte den Ladungszuständen der Kondensatoren beim Eintreffen des folgenden Impulses. Dieser dritte Wert ist dann mit Bezug auf den folgenden Impuls der erste vorbestimmte Wert
Da sämtliche in F i g. 3 gezeigten Steuerimpulse die gleiche Amplitude und einen genügend großen Zwischenraum haben, stimmt der erste vorbestimmte Wert, der von der Amplitude des ersten Impulses abhängt, mit dem dritten verbestimmten, von der Amplitude des folgenden Impulses abhängigen Wert überein. Die Kur-i <; the values of the charge states of the capacitors when the following pulse arrives were correct. This third value is then the first predetermined value with respect to the following pulse
Since all in FIG. 3 have the same amplitude and a sufficiently large gap, the first predetermined value, which depends on the amplitude of the first pulse, coincides with the third predetermined value, which depends on the amplitude of the following pulse. The cure-

25, ve D in F i g. 3 zeigt den Ladungszustand der Kapazität 20a, die nach Beendigung jedes Steuerimpulses periodisch den gleichen Amplitudenwert erreicht Einen ähnlichen Verlauf hat auch die Kurve E für die Kapazität 206.25, ve D in FIG. 3 shows the state of charge of capacitance 20a, which periodically reaches the same amplitude value after the termination of each control pulse . Curve E for capacitance 206 also has a similar profile.

Vorausgesetzt daß die Transistoren 34 und 35 ähnliche Kennlinien und gleiche Eigenkapazitäten 20a und 206 haben, nehmen die Spannungen an den beiden Kapazitäten gleich schnell zu. Da die Transistoren 34 und 35 während dieses Zunehmens im aktiven Arbeitsbereich sind, nimmt die Spannung am Emitter des Transistors 34 gegenüber Masse ab, etwa nach Art einer Sägezahnspannung. In ähnlicher Weise und mit etwa demselben Betrag nimmt die Kollektorspannung des Transistors 35 zu, so daß die am Mittelpunkt des Widerstandes 36 und an der Klemme 37 auftretende Spannung etwa konstant bleibtProvided that the transistors 34 and 35 have similar characteristics and the same internal capacitances 20a and 206, the voltages across the two capacitances increase at the same rate. Since transistors 34 and 35 are in the active operating range during this increase, the voltage at the emitter of the transistor increases 34 compared to ground, roughly in the manner of a sawtooth voltage. In a similar way and with about the same amount increases the collector voltage of the transistor 35, so that the at the midpoint of the Resistance 36 and the voltage occurring at terminal 37 remains approximately constant

Es entsteht somit ein Ausgangssignal von etwa dehalben Amplitude des Eingangsimpulses, welches zumindest während derjenigen Zeit bestehen bleibt wo die Kapazitäten 20a und 206 mit einer Geschwindigkeit aufgeladen werden, bei der die Transistoren 34 und 35 im aktiven Arbeitsbereich bleiben. Diese Zeitspanne ist der Zeitkonstante des Kreises proportional und somit vom Widerstand 36, dem Verstärkungsmaß der Transistören 34 und 35 and den Kapazitäten 20a und 206 abhängig. The result is an output signal of approximately half the amplitude of the input pulse, which is at least during that time the capacitances 20a and 206 persist at a rate are charged, in which the transistors 34 and 35 remain in the active work area. This length of time is proportional to the time constant of the circuit and thus from the resistor 36, the gain of the transistors 34 and 35 depending on the capacities 20a and 206.

Diese Zeitspanne kann in bekannter Weise dadurch verlängert werden, daß jeder der Transistoren 34 und 35 durch ein Transistorenpaar in Darlington-SchaltungThis period of time can be increased in a known manner in that each of the transistors 34 and 35 by a pair of transistors in a Darlington circuit

SS mit einem äquivalenten VerstärkungsmaB von ß² ersetzt wird.SS is replaced with an equivalent gain of β ² .

Beim Empfang eines anderen Steuerimpulses, wie durch G in F i g. 3 veranschaulicht, nimmt die Ladung der Kapazitäten 20a und 206 ab, und an der Klemme 37 entsteht eine Spannung etwa gleich der Hälfte von Cl, und es wiederholt sich die erörterte Arbeitsweise der Schaltung 33. Da die Steuerimpulse etwa die gleiche Amplitude haben, ist das Ausgangssignal eine Gleichspannung von etwa der halben AmplitudeWhen receiving another control pulse, as indicated by G in FIG. 3 illustrates, the charge on capacitors 20a and 206 decreases, and a voltage approximately equal to half of C1 appears at terminal 37, and the discussed operation of circuit 33 is repeated. Since the control pulses have approximately the same amplitude, this is the case Output signal a DC voltage of about half the amplitude

1 sheet of drawings

Claims

Patent claims:

1. Electrical circuit for converting unipolar, essentially! Rectangular control pulses into sawtooth-shaped pulses by charging and discharging capacities in a capacitance-resistor combination, the time behavior of which in the two processes (charging and discharging) is very different, using a transistor with a voltage-dependent capacitance between collector and base, characterized in that a diode (15, 38) is connected between an input terminal (26) for supplying the control pulses (A) and the base of the transistor (11, 34) in the collector circuit which forwards the control pulses to the base and which is blocked during the pulse gaps, and also in that the collector base capacitance serves as a charging capacitance, while the control current-dependent combination of emitter resistor (16, 36) and base-emitter path forms the charging resistor of the timer

2. Electrical circuit according to claim 1, characterized by one of the emitter circuit (17), In particular, the feedback circuit emanating from the emitter and leading to the input terminal (26) which, as a signal converter, has an inverting circuit (29) with a further transistor (30) alternating between saturation and blocking

3. Electrical circuit according to claim 1, characterized in that the emitter of the transistor (34) via the emitter resistor (36) to the collector of a second, equal collector base capacitance having transistor (35) is connected to which the same control pulses a second diode (39) can be supplied.